JPS59107624A - 自己適応型イコライザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、受信信号と調整可能な係数をもつトランスバ
ーサルフィルタによるサンプリング周波数において生じ
る補正信号を受信する差分回路を有し、この差分回路は
、データ信号を口取する識Ｉｌｌ別回路に導入する補正
さｎた信号を生じ、前記回暇したデータ信号は、エラー
信号の所定の機能を最小限にするように調整する係数を
もつトランスバーサルフィルタの入力に導入しているイ
コライザであって、受信した基準帯域データ信号中の補
Ｉ。

正のためのデータ伝送モデムの受信側に用いる自己適応
型イコライザに関するものであるう基準帯域データ信号
で動作するイコライザは、基準帯域で送信したデータを
受信するモデムに直接使用に供することは明らかである
。しかし、受、５゜倍信号の復調によって受信側で得た
基準帯域信号、によって動作するイコライザをもつこと
により、搬送波変調によって送信データを受信している
モデムにこの型のイコライザを用いることは可能である
っ 受信信シ手に関しては、よく考えてみると＝ｌ記イコラ
イザは、識別回路とトランスバーサルフィルタの直列接
続したものからなるループでできた回帰的フィルタとし
て動作する。「識別フィードバックイコライザＪ　”　
Ｄｅｃｉｓｉｏｎ　Ｆ’ｅｅｃｌｂａｃｋ　Ｆｑｕａｌ
ｉｚｇｓ　＋＋として一般に知られているこの型のイコ
ライザにおいて、トランスバーザルフィルタはサンプリ
ング時に識別回路から供給される信号で動作し、その係
数は、受信側の入力端に存在するデータより前のデータ
から得た雑音信号の１部から生じた補１５正信号をタン
プリング時に発生するように調整しなければならない。

この補正信号を、雑音信号を移動させている信号を形成
するようにするために、受信信号から引くための差分回
路に導入する。トランスバーサルフィルタの係数を調整
するために１．。

用いる基準は、差分回路で発生した補正信号の中１にわ
ずかに存在する雑音信号の特徴を有するにちがいないエ
ラー信号の所定の係数（一般には平均平方値）を最小に
している。

従来技術のイコライザでは、たとえば、［適応。

型識別フィードバックイコライザＪ　”　Ａｎ　ａｄａ
ｐｔｉｖｅＤｅｃｉｓｉｏｎ　Ｆｅｅｄｂａｃｋ　Ｅｑ
ｕａｌｉｚｅｒ　”　ｐｕｂｌｉｓｈｅｄ　１ｎＩＥＥ
Ｅ　’ｒｒａｎｓａｃｔｉ、ｏｎｓ　＋　ＶＯｌ、　Ｏ
ＯＭ　−１９＊　Ａ　８　＋Ｊｕｎｅ１９７１　、　ｐ
ａｇｅｓ　２８１−２９２を参照）エラー信号を、差分
回路でつくる補正された信号１．１と識別回路で口取し
た固定レベルのデータ信号との差としてサンプリング時
に形成する。しかし、エラー信号は、その前のデータで
発生し、イコライザが集約するまで補正された信号に実
在する雑音信号によるのみならず、識別回路で口取した
デ１５−タである補正された信号にも存在するデータの
レベルにもよる。エラー信号が雑音信号の特徴を有して
いることを確めるために、自動利得制御装置（ＡＧＯ）
の助けをかりて、イコライザに導入する信号中のデータ
レベルを既知のイコライザでノ・・安定させることが心
安である。

本発明は、異なった方法でエラー信号をつくる手段を供
するものであり、該信号は、雑音信号の特徴を有し、受
信データのレベルには依存せず、比較的高価で実現困難
なＡＧＯの使用を避けるこ５とができるものである。

本発明によると、受信された基準帯域データ信号の中で
、補正のためモデムで使用する自己適応型イコライザに
おいては、前記トランスバーサルフィルタの前記係数は
、サンプリング時補正した１゜信号の値と、サンプリン
グ時の前に補正した信号の間に差をつくることにより、
実際のサンプリング時に決定したエラー信号の助けをか
りて加減し、実際のサンプリング時に口取したデータ信
号の値と、前のサンプリング時に口取したデータ信号と
１５の間の比によって事前に掛算し、前記口取したデー
タ信号の２つの値が０と異なるかまたは前記２つの値の
少くとも１つが０に等しいかによって効果があるかない
かの係数を加減している。

本発明のイコライザは、受信信号が、送信端で褌２レベ
ルデータの三元符号化に基づく多レベルテ１−タ信号か
２レベルデ一タ信号もしくは３レベルデ一タ信号に基因
する受信信号とは無関係に、受信データ信号中にある雑
音信号を抑制する。

三元符号化に基づく２レベルテータか３レベル。

データの送信の際、受信側の識別回路は正および負のレ
ベルをもつデータを回収し、前記イコライザは実際のサ
ンプリング時ｎおよびその前のサンプリング時に回収し
たデータ信号の値が同一の符号をもつか異なった符号を
もつか（こよって、実際、、。

のサンプリング時ｎおよび前のサンプリング時に補正さ
れた信号の値の差または和としてエラー信号６（ｎ）を
形成するための演算回路を含む。

本発明Ｏこよるイコライザの特に簡単な実施例は、トラ
ンスバーザルフィルタの係数を調整するため１゜に、た
とえば前に指摘したように、回収した２レベルデ一タ信
号の場合として形成したエラー信号ｅ（ｎ）の符号を限
定する信号ｓｇｎｒｅ（ｎ））を用いることにより得る
。

本発明の効果を有効にするために以下の図面と１゜（１
］　） それに伴うｄ９明【こ充分に明らかにする。

杢イコライザを基準帯域データ伝送モデムの受信側に用
いるものとする。下イコライザの入力端に信号５（ｔ）
を加え、５（ｔ）は受信側に受信した信号で、２レベル
テ一タ信号または多レベルデータ１信号を符号化して結
果的に２レベルもしくは８レベル信号として遠方の送信
側から送信してくる。

第１図の例で、受信データ信号５（ｔ）は、サンプルホ
ールド回路２において、受信データの周波数をもって同
期したクロック発振器９から発振した１１１サンプリン
グ周波数Ｈ＝　１．／Ｔｅでサンプリングしたものであ
る０既知の基準帯域では、サンプリング周波数Ｈはデー
タ周波数Ｇこ等しい。ｎを整数としてサンプリング時ｎ
Ｔｅとすると、回路２の出力端でのサンプリング信号は
５（ｎ）であられされるｏｌ−１第１図の回路の簡略の
為にイコライザでのサンプリング信号５（ｎ）はアナロ
グモードにもイ１効なものとする。送信側と受信側との
間の中継局に影響を与える振巾と位相のずれの為に、受
信信号５（ｎ）は、同時期ｎ＆こ伝送さｎたデータｄ（
ｎ　）に依存す・・・（１２） るのみならず、ｎ時以前に伝送されたいくらかの１デー
タにも依存する。受信信号５（ｎ）はこの式でｔ工は、
０からＮ時の間の１時、　ｉ＞Ｎでの中継局のインパル
ス応答のサンプリングをあられす。こｎらは、Ｏ値をも
つと仮定する。さらにｄ（ｎ−ｉ）は（ｎ−ｉ）時の伝
送データをあられす０（１）を次のように書くことは有
用である口５（ｎ）　−ｔ。、ｔｉ（ｎ）＋、Σｔ　、
−ｄ　（ｎ　−ｉ　）　　　（２）１＝１ （２）において、ｔｏは中継局のインパルス応答の中央
部サンプリング（もしくは中継局の伝送係数）で、ｔｏ
−（１（ｎ）は、同時期ｎにおける受信信号５（ｎ）の
伝送データｄ（ｎ）に対する貢献度をあられす。１、合
計している項 は、ｎより前のｎ−１からｎ４時に伝送されたデータの
受信信号５（ｎ）に対する貢献度をあられす。２・・前
項は、受信信号中での不所望の信号に応答すする。すな
わち、データｄ（ｎ）を回収させる妨げとなるような雑
音信号である。このイコライザは、雑音信号をコピーし
て正しい信号をつくり、雑音信号を実質的に取消してし
まう補正信号を得るよ２、うに受信信号から補正信号を
引き出すことを目的としている。

第１図のイコライザは、この目的のため、差分回路３を
有し、該回路は（＋）入力端で受信信号５（ｎ）を、（
−）入力端で補正信号５（ｎ−１）を受信し、１．。

そして、補正した信号ｒｆｎ）　＝　５（ｎ）−Ｑ（ｎ
−ｉ）を発生する。ｎ時に信号５（ｎ）を補正するため
の補正信号△ を５（ｎ−１）として選び、これから明らかとなるよう
に、ｎ時のデータの助けをかりて、ｄ（ｎ−ｚ）のデー
タから計算することを覚えておくとよい０こＩＲの補正
信号は、識別回路４に導き、イコライザが一点に集中し
たとき、エミッタに導入したデータｄ（ｎ）を回収する
。もしデータｄ（ｎ）が正と負をもつならば、識別回路
４はｒ（ｎ）のサインのある信号Ｓｇｎ（ｒ（ｎ）、］
を発生すルロデータｄ、（ｒｌ）が伝送前！り１に三元
符号に符号化されたとき、識別回路４は三１元符号の８
レベル信号に応答する正および負のレベルを有する信号
を発生ずる。もし、データｄ（ｎ）が多レベル型のもの
ならば、識別回路４は伝送データと同じレベルをもつ信
号を発生する識別回路４、で回収した信号は、イコライ
ザの出力端子５に搬送する。同時に、この快復信号は、
トランスバーザルフィルタ６の入力に導き、そして該フ
ィルタ６は、ザンブリング周波数Ｈで動作し、回路８の
入力端（−）に導く補正信号５（ｎ−ｘ）を発生する。

５４゜トランスバーサルフィルタ６は、各０時に識別回
路４で回収したデータ信号のＮサンプルｄ（ｎ−１）を
貯え、出力サンプル５（ｎ−ｘ）を計算するように配置
する。この５（ｎ−１）は、 とあられし、ｈ工はフィルタの係数をあられしている。

フィルタの係数ｈ１は制御回路７でｇｌＪ整し、制御で
きるので、演算回路８でつくり、長くてもイ、１゜（１
５） コライザが一点に集まるまで、補正信号ｒ（ｎ）中１に
存在する妨害信号の特性をもつエラー信号ｅ（ｎ）のあ
らかじめきめた係数を小さくする。エラー信号の演算方
法は、今後説明する。一般に前記係数はエラー信号ｅ（
ｎ）ノ平均平方値Ｅ〔１ｅ（ｎ）１２〕ヲ小−・さくす
る。この方法で係数１１、を継続的に次の帰納方程式で
調整する。

ｈｊ、（ｎ＋ｔ）−ｈｌ（ｎ）＋α・Ｅ［’ｄ（ｎ−ｉ
）・ｅ（ｎ）Ｊ　　　（４）この式（４）において、α
は１より小ざい係数である６屯・実際に、平均値を計算
する８斐を避けるため、動作は、オペレータＥで指示し
、帰納方程式％式％（５） がむしろ用いられる。この式で、βは固有の係数１・で
、（ｎ十ｉ）時に係数ｈ工（ｎ−Ｈ）を得るように、０
時に係数ｈ４（ｎ）に導入する加減度を調節する°１に
比べて小さな値をもつ。

実際の帰納方程式（５）は、係数ｈ１として、第２図の
回路の制御回路７に利用することができる。加（１６） トランスバーサルフィルタ６の記憶場所で有用す１デ一
タ信号ｄ（ｎ−ｉ）は回路８で生じたエラー信号Ｇこよ
って乗じられる乗算回路］０に導入される。

ここでできた信号は固有係数βを乗じる乗算回路１１に
導く。加減項β・ｄ（ｎ−ｉ）・ε（ｎ）は加算回路　
・１２　Ｍ　、Ｊ：　ツて５ＸＮＷに導く。メモリ］８
は１つのサンプリング時Ｔｅの遅ね、をっくる。加算回
路は、０時に計算した加減項と、０時にメモリ］３の出
力にあられれる係数りよ（ｎ）の合計を生ずる。この合
計は、ｎ＋１時にメモリ１８の出力に利用でき、１・・
ｎ＋１時にトランスバーサルフィルタ６で用いる係数ｈ
ｉ（ｎ−Ｈ）を構成する。

係数ｈｉを調整するために、そのサインでエラー信号６
（ｎ）ｔ−ｉｔ換シテ、５ｇｎＣ３（ｎ）Ｊ　、！：　
Ｌ　テ１１　＜式（５）より簡単な帰納方程式を用いる
ことは可能で１・ある。

この帰納方程式は次のようになる。

１１４（ｎ＋１）＝　ｈ４（ｎ）十β、ｄ（ｎ−ｉ）−
８ｇｎＣｅ（ｎ）〕　　（ｅ）たとえば前述の雑Ｅｌ”
　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ＩＩノｅ、、
。

事（こ川ているイコライザのような、従来技術のイｌコ
ライザにおいて、帰納方程式（４）、（５）もしくは（
６）におけるｆ−数ｈｉを調整するために用いるエラー
信号８（ｎ）は、職別回路４で回収する信号と差分回路
３で生じた補正信号ｒ（ｎ）との差を形成する・・こと
（こよってきめる。方程式（２）と（３）から補正信号
ｒ（ｎ）　＝　５（ｎ）−８（ｎ−ｉ）と書ける。

この式で、括弧内の第１項は、長くてもイコラ１（１イ
ザが一点に集約する間、補正信号ｒ（ｎ）中に存在する
雑音信号の残りであり、第２項ｔ。−ｄ（ｎ）は、中継
局の伝送係数ｔ。にょってはかっている伝送データｄ（
ｎ）に相当する。すなわち実際には受信データのレベル
に相当する。従来技術のイコライザ１゛を利用する際に
、このことがら、何らかの限定は明白である。これらイ
コライザＧこおいて、識別回路で回収した固定レベルの
信号と補正信号ｒ（ｎ）との差から形成するエラー信号
ｅ（ｎ）は、残りの雑音信号に依存するのみならず、受
信データの　′“ｔｏ、ａ（ｎ）レベルにも依存する。

伝送係数ｔ。が変１り得る場合に、既知イコライザは機
能せず、雑音信号を消去することはできない。こｎらの
イコライザを正しく機能させるために、イコライザに導
入する信号Ｓ　（ｔ）のレベルを安定させるＡＧＯ装置
を用いなければならない。

本発明は、エラー信号ｅ（ｎ）を演算するための異なっ
た手段を供することであり、そして実際には受信信号の
レベルに依存せず、結果として従来のイコライザの不利
益を有さないものである。　ｌ・・本発明のイコライザ
において、トランスバーサルフィルタ６の係数ｈｉを加
減するために用いるエラー信号は、ｎ時での補正信号ｒ
（ｎ）の値と・ｎより前のサンプリング時での補正信号
の値との間の差をつくることにより、サンプリング時ｎ
でき］める。この最後の値は、ｎ時の識別回路４で回収
するデータｄ（ｎ）の値と、前記サンプリング時に回収
したデータ値との間の割合【こより乗じてきたものであ
る。考えられる、前のサンプリング時は、たとえは、ｎ
時の１つ前のｎ−１時でよく、その場２′″（１９） 合のエラー信号は次の式であられすことができる。Ｉ（
２０） この式で、（￥ｎ）／ｄ（ｎ−１）の比で補正された信
号の１前の値ｒ（ｎ−１）を乗することは、補正信号の
現在の値ｒ（ｎ）に関するこの前の値を「標準化」する
目的をもち、それで差は、常に同じ意味をもち、データ
の値によらないということが明らかである。

識別回路４で回収したデータ信号が０レベルをもたない
とき、この係数を加減することは、エラー信号ｅ　（ｎ
ｌに影響される。これは、たとえば、０レベルがなくて
、多様レベルデータまたは２レベルデータもしくは三元
符号データのために発生する。−・・識別回路山で回収
したデータ信号が０レベルを有するものであるとき、係
数を加減することは、式（８）に影響することであり、
ｄ　（ｎ）とｄ（ｎ−１）のデータの２値が０と１４な
り、影響しないとき、少くともこれら２値のうち１つは
０に等しい。

本発明の効果は、第８図の場合を実現することである。

この第８図で、第１図のイコライザの主要素は同じ参照
符号を付し、回路８を本発明のエラー信号を演算するた
めに加えた。差分回路８で生じた補正信号は、たとえば
１サンプリング時に一゛等しい遅れを生ずる遅延回路５
０に導入し、あるｌサンプリング時ｎで補正信号の値ｒ
（ｎ）とｒ（ｎ−１）を遅延回路５０の入力端、出力端
に得る。識別回路４で回収するデータは、１サンプリン
グ時に等しい時間遅れをも生ずる遅延回路５１に接続し
、ｎ　’＝時にデータｄ　（ｎｌとｄ（ｎ−１）の値を
遅延回路５１の入力端、出力端に得る。比ｄ（ｎｌ／ｄ
　（ｎ　−１）は回路５１でつくる。乗算回路５８は、
差分回路５４の入力その入力端（＋）では、この差分回
路５４はｉｔ　ｒ（ｎ）を１０受ケて、トランスバーサ
ルフィルタ６の係数制御回路７に導入したエラー信号ｅ
　（ｎｌを（８）式にしたがって供給する。さらに、ア
ンドゲート５５は、遅延回路５１の入力端、出力端にそ
れぞれ接続する２つの入力端を有する。アンドゲート５
５は論理１′信号Ｘを生じ、２つのデータ値ｄ　（ｎ）
トｄ（ｎ−１）　カＯでないとき、エラー信号ｅ　（ｎ
）によって係数の加減を正当化し、ｄ　（ｎｌとｄ（ｎ
−１）のうち少くとも１つがＯに等しいとき、この加減
を禁止する。論理信号Ｘは、たとえば加算回路１２に導
入した係数の−パｊＪＯ減項を１］Ｉ］減を正当としな
いとき消去する。

伝送データ信号が、２レベルデータを三元符号化するこ
とに基づいて２レベルまたは３レベルを有するとき、識
別回路４は、補正信号ｒ　（ｎ）のサインの形で負およ
び＋Ｈのレベルをもつ２レベルデータを回収する。この
場合、第８式の信号ｅ　（ｎｌは次のようになる。

ｅ（ｎ）−ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−１）’Ｓｇｎ（ｒ（ｎｌ
）・Ｓｇｎ（ｒ（ｎ−１）、）　　（９）次の関係から
エラー信号ｅ（ｎｌの演算に基礎をお　１′・くことは
可能である。

そしてこれはＰＳ（ｎ）−Ｓｇｎ（ｒｔｎ＋）・Ｓｇｎ
（ｒ（ｎ−１））（７）トコ’・ろである。

もし、該イコライザのトランスバーサルフィルタの係数
ｈ１が、前述のエラー信号ｅ　（ｎ）の平均平方値を減
少させるように調整するならば、係数は、エラー信号ｅ
　（ｎ）を用いることにより回帰方程式（４）′□又は
（５）に従ってＷ１ｊ整され、中継局のインパルス応１
答のザンブルｔ１に向ってｈｉはｉに収斂する。それは
従来のイコライザで悩ませてきたインパルス応答の中心
係数ｔｏを変化させηい゛で雑音信号を消去することを
示している。簡単のため識別回路−・４で回収したデー
タは２レベル（＋１と−１）をもち、エラー信号を（９
）式で説明してもよいことをあられしている。

（７）式に従ってｎ時での補ｉＥ信号ｒ（ｎ）と同様に
ｎ−１時での補正信号ｒ（ｎ−１）を公式化すると次の
式が１・・得られる。

（７）式と同様、この式（月）は、中継局のインパルス
応答の係数ｔ１は、ｉ＞Ｈの場合Ｏであると仮定１′す
る。

いま、補正信号ｒ（ｎ）において、エミッターからきた
データｄ（ｎ）の貢献度は非常にすぐれている。このデ
ータｄ（ｎ）は＋１か−１の値をもつので、次の式が成
立つ・ Ｓｇｎ（ｒ（ｎｌ）−ｄ（ｎｌおよびＳｇｎ（ｒ（ｎ−
１））−ｄ（ｎ−１）そして（９）式に従ってエラー信
号ｅ（ｎ）は次のようＧこなる。

ｅ（ｎｌ−ｒ（ｎｌ−ｒ　（ｎ−１）　・ｄ（ｎ）−ｄ
　（ｎ−１）式＋７）　、　（１１）を用いて、エラー
信号ｅ　（ｎ）は次のようになる。

−ｔ□ｄＬｎ）・ｄ（ｎ−１）−ｄ（ｎ−１）すなわち
このデータが＋１か−１に等しいときｄ（ｎ−１）・ｄ
（ｎ−１）−１を計算に入れると、ｄ（ｎｌ・ｄ　（ｎ
−１）　　　　　　　　　　　　（１２）この最後の式
は、補正信号の符号が、送信側からのデータの符号でき
まるとき、エラー信号ｅ　（ｎ）は。

中継局の伝送係数ｔｏとは関係ないということを　１示
している。イコライザの試行時期が過ぎて少くともある
サンプリング時、任意に、この説を立証して見せること
は正しい。

本発明のイコライザの最終目標は、トランスバ・−サル
フィルタの係数ｈ１の調整のため、式（９）に従って、
エラー信号ｅ　（ｎ）を用いることにより示している。

あらゆるイコライザにおいて、伝送データｄ　（ｎ）は
、どんなでたらめなデータでも実際に証明できるように
、統計的に独立したものだという１ｕ仮定をしてみる。

そこで、式の簡略のため、ベクトル記号を用いベクトル
ｔ　、　ｈｔｎｌ　、　Ｄ［ｎｌ　、　Ｄ（ｎ−１）の
それぞれ移項を定義すると、 八−〔ｔ□、ｔ２．・・・・・・ｔＮ〕ｌｎｌ　−（ｈ
、（ｎ）　ｔ　ｈｓ＋（ｎｌ　＋　＋＋＋＋・ｈＮＬｎ
）　）Ｄ（ｎ）−（ｄ（ｎ−１，）、ｄ（ｎ−ｚ）、・
、−ｄ（ｎ−Ｎ））Ｄ（１１−１）−（ｄ（ｎ−２）＋
ｄ（ｎ−３）＋−・・ｄ（ｎ−Ｎ−１））この記号を用
いて、（１２）式に従ってエラー信号ｅ　（ｎ）を書く
と、 ｅｔｎ）＝ｊｌ！ｎ１（ｔ−ｈ（ｎ））−Ｄ（ｎ−１）
　（ｔ−ｈ（ｎｌ）　・ｄ（ｎ）・ｄ　（ｎ　−１）（
１３） さらにトランスバーサルフィルタの係数を調整するため
の帰納方程式（４）をベクトル記号で書くと、ｈ　（ｎ
ｌ　１　）−ｈ（ｎ）＋α・Ｅ　（Ｄ（ｎ）・ｅｔｎ）
〕（１４）（１３）式で与えられた説明（こよって、（
１４）式中の平均値Ｅ　（Ｄ（ｎ）・ｅｔｎ＋）として
求めると、Ｅ　（ｌＸｎ１・ｅ（ｎ））　−（ｔ−ｈ（
ｎ））　・Ｅ　（Ｄｔｎｌ・ｇｎｌ）−（ｔ−ｈｔｎ）
〕・Ｅ　（６ｔｎ）・Ｄ　（ｎ−ｔ　）・ｄ（ｎ）・ｄ
（ｎ−１））このＥ　（Ｄ（ｎ）・ｅ（ｎ））の説明の
中で、第２項は０に等しい。実際に、マトリクスＤｉｎ
）・Ｄ（ｎ−１）は、データｄ　（ｎｌを含む要素は全
熱なくて、ｄｔｎｌ・ｄ（ｎ−１）を□乗じた要素は前
記前提によると、すべて０に等しい平均値をもち、前記
前提ではデータは統計的に独立したものである。この前
提を用いて、マトリクスＥ　（Ｄ（ｎｌ・ｇｎｌ）を同
一のマトリクスである■とデータの力を特徴とした係数
であるσ２によって、■□゛（２７） ・σ２と書くにの条件Ｇこよって帰納方程式１４を書１
くと次のようになる。

ｈ　（ｎ　＋　１　）　−１ｎ）＋　ａ　（ｔ−ｈ（ｎ
）〕ａ２この帰納方程式の通常の形式は、ｎを無限大に
近ずけるとき次のように書くことができる。

−Ｅ（ｎｌ−（］　−ａ　ａ”　３”　＋ｆασ２〈１
を確実にするのＧこ充分な小さい係数αをもって、充分
高い反復数９に罰してｈ　（ｎｌごｔが得られ、これが
イコライザの最終目標の証拠である。

今まで、あるサンプリング時ηのときのエラー信１１１
号、９時の補正信号および回収したデータ、そしてｎの
１つ前のｎ−１時の補正信号および回収したデータを計
算するのに（８）式に従っていたことを述べてきた。こ
の場合、エラー信号をサンプリング比で計算したが、こ
の比は、トランスバーサル７１′イルタのザンブリング
出力を計算した際の比である。しかし、エラー信号ｅ　
（ｎ）を計算するには、補正信号の値およびｎ−２，ｎ
−３１・・・・・・のような９時より前の異なる瞬時に
おける回収データの値を用いることが二者択一的に可能
である。この場合エラ′！゛（２８） 一信号をサンプリング周波数より低率で計算する１こと
ができる。そしてこの周波数は、トランスバーサルフィ
ルタが選定したサンプリング周波数で、駆動できるとい
う可能性を排除するものではない。

エラー信号の計算に有用な時間間隔をより長くと−１る
ことかできるようにする技術は、高いサンプリング周波
数を用いなければならないとき有用とな　。

る。もし、受信信号の広帯域で、イコライザにとって有
効なデータ周波数以上の高い周波数で、サンプリング動
作が有効ならば、高速度基本帯域ブト・−タ伝送の場合
が該当する。

本発明のイコライザの特に簡単な実施例を第４図の説明
と共に述べる。この実施例で、係数ｈ１は、Ｓｇｎ（６
１ｔｎ））で示したエラー信号を係数の加減項を計算す
るために用いる回帰方程式（６）に従って制御・御する
。そしてこのエラー信号を回路８を計算することによっ
て発生する。回路８の中でＳｇｎ　（ｅ（ｎ））の量を
発生させることは、次の関係に基づく。そしてこれは、
（１０）式から導く。

ここでｐｓ（ｎｌ−ｓｇｎ　Ｃｒａｎｇ）　・ｓｇｎ　
（ｒ　（ｎ−１））第４図のイコライザにおいて、第１
図と同じ動・・作をもつ要素には同一の参照符号をつけ
た。このイコライザにおいて、等化した信号５（ｔ）は
第１図の第１サンプリングではないが、差分回路８の入
力端（＋）に直接導入したものである。差分回路の入力
端（−）は、変換器２１でつくるアナログ補正信号１゛
５（ｎ−１）を受信し、該変換器は、ディジタル型トラ
ンスバーサルフィルタ６から供給するテイシタルサンプ
ルをアナログサンプルに変換する。差分回路８で発生す
る補正信号ｒ（ｔ）−８（ｔｌ−Ｓ　（ｎ−１）を、比
較回路２２の（＋）端子に導き、（−１！￥ｉｉ子は０
ポル）　ＩＮのアース電位につなぐ。このようにして、
比較回路２２は信号（ｔｌを決定し、識別回路４の役割
をする。ここでは伝送データｄ（ｎ）に応答し、ｒｔｔ
）が正か負かに従って＋１か−ｌの値をもつ信号Ｓｇｎ
　（ｒ（ｔｌ）を回収する。識別回路４で回収するデー
タ信号はト２゛□ランスバーサルフィルタ６の入力端に
導き、そこ１でクロック発振器９で発生するサンプリン
グ周波数Ｈ＋＋　１４゜でサンプリングする。（８）式
に従って、補正信号５（ｎ−１）のディジタルサンプル
を、このフィルタ６内で計算する。

回路８は（］５）式の１つに従ってｓｇｎ（ｅｔｎｌ）
の量を具えることを目的とし、次の方法で構成する。補
正信号ｒ（ｔｌは２つの標本保持回路２８．２４の直列
接続ニ導く。第１の回路２８は、サンプリング周波数１
／Ｔｅｉをもつクロック信号Ｈによって活動し、第２゛
□回路２４は補助信号ｎで活動する。装置２８．２４の
駆動は第５図の説明で述べる。図５会は、ｎ−２゜ｎ−
１，ｎ時に形成した上昇端部をもつクロック信号Ｈをあ
られす。図５ｂ！は、信号Ｈをあられす。

図５９は回８２３の入力端ｅ□に導入し、　−ｚ、　　
Ｉ□ｎ−１，ｎ時（こｒ（ｎ−２Ｌ　ｒ（ｎ−ｔ）、ｒ
（ｎｌの値をもつアナログ信号ｒ（ｔ）をあられす。サ
ンプリング回路２８および２４は、それらの回路の制御
信号Ｈまたは百が低い状態のとき、導通し、高い状態の
ときＨまたは百を阻止すると仮定すると、図５ｃ！にあ
られしたような信号が回ＦＭ１２Ｂの出力端子Ｓ工（す
ｌなわち回路２４の入力端ｅ２）から引き出すことがで
きる。結局、回路２４が導通するある信号設定時を考え
て、図５ｑから、回路２４１の出力端Ｓ２において図５
９に示すような形の信号を得ること　−□ができる。ク
ロックＨの上昇端の直前、たとえば９時にできる端部に
おいて回路２８の入力端ｅ工の信号がｒ（ｎ）の値をも
ち、回路２４の出力端Ｓ２の信号がｒ（ｎ−１）の値を
もつことは第５図から明白である。

信号ｒ（ｔ）はまた、２つの比較回路２５および２６の
入力端（＋）に導く。回路２４の出力端Ｓ２で得られる
信号は、比較回路２５の入力端（−）に直接導き、変換
増幅器２７を経て、比較回路２６の入力端（−）に導く
。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　１・このよ
うもこして、次の値をもつ論理信号Δｔｎ）は、９時に
クロックＨの上昇端の直前に比較回路２５の出力端から
得る。

Δｔｎｌ−１’ＧＬ　ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−１）＞Ｏのと
きおよび　Δ（ｎ）　−ｏ　もしｒ（ｎｌ−ｒ（ｎ−１
）＜　０のとき　　　　−゛それと同時に論理信号Σ（
ｎ）は次の値をもつ。　１Σ（ｎ）−１もし　ｒ（ｎ）
＋ｒ（ｎ−１））０のときおよびΣ（ｎ）−ｏ　もし　
ｒ（ｎ）＋ｒ　（ｎ　−１）＜　Ｏのときこの論理信号
は、比較回路２Ｂの出力端から得る。

論理値１および０がそれぞれ＋および−をあられす慣例
から、信号Δ（ｎ）およびΣ（ｎｌは完全にｓｇｎ（ｒ
（ｎ）−ｒ　（ｎ　−１））およびＳｇｎ（ｒｆｎｌ＋
ｒ　（ｎ−１））の値をあられし、これらの値は、（］
５）式に従ってＳｇｎ（８（ｎｌ）の値を得るのＯこ必
要である。

このようにしてつくった信号ΔｆｎｌおよびΣ（ｎ）は
、Ｉ”□それぞれ７リツプ７０ツブ２８および２９＆こ
導き、クロック信号Ｈの上昇端でサンプリングする。サ
ンプリング信号Δ（ｎ）とΣ（ｎ）は、スイッチ８０に
導き、スイッチ８０では、ＰＳ（ｎ）の値が正か負によ
り、信号Δ＋ｎｌかΣｆｎ）を演算回路８の出力端に向
けて進″める。スイッチ８０は、通常の方法で第４図の
ように、ＡＮＤゲート８２．８８、ＯＲゲート８４およ
びインバータ８５で構成する。該スイッチは、その制御
端子３９にあられれる論理制御信号で且つＰＳ（ｎｌの
値をあられしている信号によって制御して一゛いる。こ
の制御信号は、次の方法でつくる。　　ＩＳｇｎ　（ｒ
＋ｔ）、ｌの値をあられす識別回路４の出力信号は、ク
ロック信号Ｈの」二部端においてサンプリングするため
に、ＥＸ−ＯＲ回路３６の第１の入力端と７リツプフロ
ツブ８７のＤ入力端に同時に導く。゛フリップフロップ
８７の出力はＥＸ−ＯＲゲート８６の第２入力端に結合
する。クロック信号Ｈの上昇端のり時において、ＥＸ−
ＯＲゲート８６の第１入力端は、Ｂｇｎ　（ｒ（ｎｌ）
の値を受け、また一方第２入力端は前のｎ−１時Ｑこお
いて７リツプフロツプ３７に１′（貯、ｔたＳｇｎ（ｒ
　（ｎ−１））の伯を受ける。このようにしてＥｘ−Ｏ
Ｒゲート８６の出力端において、ＰＳ　（ｎｌ−Ｓｇｎ
（ｒｔｎｌ）　、３ｇｎ（ｒ（ｎ−１））が負のときｌ
の値を有し、ＰＳｔｎ）が正のとき、０の値を有する信
号Ｏｍ＋を得る。この信号ａ　（ｎ）は、クロック信号
Ｈの上昇端１゛においてサンプリングするために、フリ
ップフロップ３８のＤ入力端に導く。フリップフロップ
３８の出力は、スイッチ８０のための制御信号を供給す
る。このスイッチの回路図によると、クロック信号Ｈの
上昇端の９時の後、０（ｎｌ−１（たとえば　−パＰ　
５（ｎｌ＜　０のとき）かまたは０（ｎｌ−ｏ（たとえ
ばＰＳ（ｎｌ＞’０のとき）＆こよって信号Σ［ｎｌか
または信号Δ（ｎ）が出力端８１に現れるということは
明白である。出力端８１に現れたこの信号は、トランス
バーサルフィルタ６の係数として制御回路７で利用する
　・Ｓｇｎ（ｅ（ｎつの値をあられしているっ前述の実
施例において、補正された信号のサンプルであるｒ（ｎ
）およびｒ　（ｎ−１）を基礎にして、トランスバーサ
ルフィルタの駆動を決定しているサンプリング周波数Ｈ
−”／Ｔｅにおいてエラー信号　“ｅ　（ｎ）をつくる
ことを前提としてきた。エラー信号を、たとえばＩ（／
２のような低い周波数でつくることを望む場合、すなわ
ち補正された信号のサンプルであるｒ　（ｎ）およびｒ
（ｎ−２）を基礎にした場合、エラー演算回路８におい
て、Ｈ／２の周波数のクロ。

ツク信号を用いれば充分であり、そのときトランスバー
サルフィルタ６に対してはサンプリング周波数Ｈを維持
していればよいということである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明イコライザ実施例の構成図、−パ（３５
） 第２図はイコライザのトランスバーサルフィル１りの係
数を調整する為の回路図、 第３図は本発明のイコライザの一般的な場合の基本回路
図、 第４図は２レベルデータを受信する受信側にｔｔｑ・い
るのに適した本発明イコライザの一実旌回路図、第５図
は第４図のイコライザの動作説明を目的とした信号系統
図。 ８・・・差分回路、　　　　　４・・・識別回路、６・
・・トランスバーサルフィルタ、 ７・・・制御回路、　　　　　　８・・・演算回路、１
０・・・乗算回路、　　　　　１２・・・塀算回路、１
８・・・メモリ、５３・・・乗算回路、５４・・・差分
回路、　　　　　２８．２４・・・標本保持回路、２５
、２６・・・　比較回路、 ２８、２９．３７．　、’３８・・・フリップフロップ
。 （３６）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　受信信号と、調整可能な係数をもつトランスバーサ
   ルフィルタによるサンプリング周波、。 数において生じる補正信号を受信する差分回路を有し、
   この差分回路は、データ信号を回収する識別回路に導入
   する補正された信号を生じ、前記回収したデータ信号は
   、エラー信号の所定の機能を最小限にするように調整す
   、１゜る係数をもつトランスバーサルフィルタの入力に
   導入しているイコライザであって、受信した基準帯域デ
   ータ信号中の補正のためのデータ伝送モデムの受信側に
   用いる自己適応型イコライザにおいて、前記トランスバ
   ーサル１゜フィルタの前記係数を、サンプリング時補正
   した信号の値と、サンプリング時の前に補正した信号の
   間に差をつくることにより、実際のサンプリング時に決
   定したエラー信号の助けをかりて加減し、実際のサンプ
   リング時に・１゜回収したデータ信号の値と、前のザン
   プリン１グ時に回収したデータ信号との間の比によって
   事前に掛算し、前記回収したデータ信号の２つの値が（
   ＋と異なるかまたは前記２つの値の少くとも１つが０に
   等しいかによって効果。 があるかないかの係数を加減していることを特徴とする
   自己適応型イコライザ。 １　実際のサンプリング時と、前のサンプリング時は少
   くとも１サンプリング時期離れていることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記１．１載の自己適応型イコライ
   ザ。 ＆前記トランスバーサルフィルタの係数は、前記エラー
   信号の平均平方値を最小にするように調整することを特
   徴とする特ｌｌＦＦ請求の範囲第１項または第２項に記
   載の自己適応型イ１−１フライザ。 表　帰納方程式 ％式％（） ）： における係数の値、 βは、１より小さい係数 ｄ（ｎ−ｉ）は、トランスバーザルフィルタに貯えたデ
   ータであり、係数ｈｉに相当するもの ｅ（ｎ）は、前記エラー信号 該帰納方程式に従って、各係数を反復調整するために配
   置したトランスノく一すルフィルタの前記係数のための
   制御回路を有することを特徴とする特許請求の範囲第８
   項記載の自１．。 己適応型イコライザ。 ６　送信端における２レベル基準帯域デ一タ信号か、２
   レベルデータの三元符号化によって生じた８レベル基準
   帯域デ一タ信号に基づく受信データ信号を補正するのに
   適し、識別面１路は、正および負のレベルをもつデータ
   を回収し、前記イコライザは、実際のサンプリング時ｎ
   および前のサンプリング時で回収したデータ信号の値が
   同一の符号をもつか異なっり符号をもつかによって、実
   際のサンプリン−１゜グ時ｎおよび前のサンプリング時
   に補正され、た信号の値の差または和としてエラー信号
   ｅ（ｎ）を形成するための演算回路を含むことを特徴と
   する特Ｗｆ請求の範囲第４項記載の自己適応型イコライ
   ザ。 ６　帰納方程式 ％式％（） Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））は、前記エラー信号８（ｎ）（７）
   符号を特色づける信号である。 該帰納式に従って各係数ｈｉを反復調整するためにトラ
   ンスバーサルフィルタの係数のための制御回路を有する
   ことを特徴とする特ｆＦ−請求の範囲第；１項記載の自
   己適応型イコライザ。 ７　送信端における２レベル基準帯域デ一タ信号かまた
   け２レベルテータの三元符号化によって生じた３レベル
   基準デ一タ信号に基づく受信データ信号を補正するのに
   適し、データを回収する受信側の識別回路は、正および
   負−・９・（８） のレベルを有し、イコライザは、実際のサン。 プリング時ｎおよび前のサンプリング時において回収し
   たデータ信号の値が同一の符号をもつか異なった符号を
   もつかによって、実際のサンプリング時ｎと前のサンプ
   リング時に−１おける補正された信号の値の差または和
   の符号として信号Ｓｇｎ　Ｃｅ（ｎ））を形成する演算
   回路を含訃ことを特徴とする特１ｆＦｆｉ求の範囲第６
   項記載の自己適応型イコライザ。 ８、　前記信号Ｓｇｎ　ｒｅ　（ｎ　）〕を形成する前
   記演算回１３゜路は、前記信号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ）Ｊの所
   望の演算率をもっている２つの補助クロック信号によっ
   て活性化される２つの標本保持回路を直列に接続してお
   り、補正された信号は、この直列接続装置の入力端と２
   つの比較回路の入力端に１′。 導入し、前記直列接続装置のｌＪ３カ端は、変換増巾器
   を経て、前記１つの比較回路の他の入力端と、他の比較
   回路の他の入力端に接続し、こわ、ら２つの比較回路は
   、サンプリング時ｎおよびその前のサンプリング時にお
   ける補正２・・された信号の差および和の値の符号を特
   色つ１ける信号Δ（ｎ）およびΣ（ｎ）をそれぞれ形成
   することを特徴とする特ｎ梢求の範囲第７項記載の自己
   適応型イコライザ０ ９、　前記信号Ｓｇｎ（’ｅ（ｎ））を形成する前記演
   算回、路は、ＥＸ−ＯＲゲートを有し、該ゲートの１入
   力端は識別回路の出力信号を受信し・他の入力端は、信
   号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））の演算率において識別回路の出力
   信号をサンプリングする２安定トリガ一回路の出力信号
   を受信し、該　、。 ＥＸ　−ＯＲゲートは、サンプリング時ｎおよびその前
   のサンプリング時において回収したデータ信号の前記値
   の符号の積の特性を有する信号０（ｎ）を生じることを
   特徴とする特許請求の範囲第７項または第８項に記載の
   自己１５適応型イコライザ。 １０　　前記信号Δ（ｎ）、Σ（ｎ）　、　０（ｎ）は
   信号？３ｇｎ　ＣＨＩ）の演算率で標本化する２安定ト
   リガ一回路に導入し、前記信号Δ（ｎ）およびΣ（ｎ）
   の標本は信号Δ（ｎ）かまたは、信号Σ（ｎ）の標本に
   よつ２（）て信号Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ）　Ｊを形成するた
   めに前記信号ＩＣ（ｎ）の標本によって制御するスイッ
   チに導入していることを特徴とする特￥’ｆｉｆｆｆ求
   の範囲第８項記載および第９項記載の自己適応型イコラ
   イザ。