JPS5896404A

JPS5896404A - 同期検波回路

Info

Publication number: JPS5896404A
Application number: JP19456281A
Authority: JP
Inventors: Toshinori Murata; 村田　敏則; Tomomitsu Azeyanagi; 畔柳　朝光
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1981-12-04
Filing date: 1981-12-04
Publication date: 1983-06-08

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は振幅変調波の同期検波回路に関するものであり
、特にテレビジョンにおける同期検波回路の改良に関す
るものである。

以下においては、本発明をテレビ受信機の映像検波回路
に適用した場合について説明するが、本発明はこれに限
定されるものではなく、振幅変調波の同期検波一般に適
用できるものである。

テレビ受信機の映像検波には、ダイオードなどによる包
結線検波を採用しているのが一般的であり、回路の簡易
さからもそのメリットは大きい。

しかしながら、テレビ信号が残留側波帯方式で伝送され
ていること、およびそれにともなって必賛とされる中間
周波段におけるナイキストフィルタ特性によるため、こ
の包結線検波方式においては、いわゆる直交ひずみが生
じる。

すなわち、テレビジ四ン信号の搬送波と側帯波のベクト
ル関係を示し九第１図において、搬送波ＯＡと、残留側
波帯方式に起因する非対称側帯波の合成波はベクトルＯ
Ｂで示され包絡線検波の場合にはこのＯＢが検出される
。

このため搬送波ＯＡに対する直交成分ＯＱを生じて、対
称側帯波の場合に比べθなる位相ひずみを生じる。この
上うな側帯、波の非対称性は、高域周波数におけるほど
大きいため、包絡線検波方式の場合にはテレビ画像の輪
郭部の特性が劣化するという避は難い問題があった。

さらに、包結線検波方式では、検波用ダイオードの非直
線性番こよるひずみも無視できない。すなわち、変調度
の深い方向（白レベル）での直線性が悪く、例えば、白
つぶれ現象などがおこっておシ、画質の劣化をもたらし
ていた。

このようなひずみを解決するものとしていわゆる同期検
波による方式がある。以下にこの方式について説明する
。

第２図は同期検波方式を示す図であり、１はアンテナ、
２はチ２−す、３は中間周波増幅回路、４は位相比較器
、５，９は低域通過フィルタ、６は電圧制御発振器、７
は９０°移川器、８は乗算器である。

中間周波増幅回路３の出力と電圧制御発振器６の出力は
、乗算回路より成る位相比較器４に供給され、そこで両
者の位相が比較される。そして、その位相差に応じた電
圧が後続の低域通過フィルタ５から得られる。この電圧
によって、電圧制御発振器６の発振周波数を制御する。

安定な状態においては、中間周波増幅回路３の出力の周
波数と、電圧制御発振器６の出力周波数とは一致し、ま
た、それらの位相差は９０°となっている。

そこで、９０°移相器７で電圧制御発振器６の出力の位
相を９０°だけ推移し、中間周波増幅回路１０の出力と
同相の信号とした後、乗算器８に供給する。

乗算器８によって、中間周波増幅回路３の出力と９０’
移相器７の出力との乗算を行ない、その結果得られた信
号を低域通過フィルタ９に印加してその出力にビデオ信
号を得る。

このような同期検波方式は、搬送波に対し周波数と位相
の一致した同期搬送波をりくり、これと信号の乗算によ
り映倫信号を検波するものである。

この結果、第１図における搬送波と同相分篩のみを検波
することができ、前に述べたひずみは除くことができる
。

しかしながら、このような同期検波方式においても、雑
音が大きいとき、または弱電界時においてけ、上述した
利点が十分に生かされないという問題がある。

すなわち、弱電界の場合、中間周波増幅回路３の出力に
は、雑音が含まれる。この雑音成分を含んだ中間周波信
号と電圧制御発振器６の出力とは、前述のよう−こ、位
相比較器４に入力される。そして、この場合゛、その出
力には、雑音による影会もあられれる。仁のため、電圧
制御発振器６の発振周波数は雑音により絶えず変化し、
同期搬送波の位相がゆらぐ。

その結果、第１図における検波軸は静と一致せず、静の
近傍をゆらぐ。それゆえ、この場合に得られる検波成分
には、直交成分である市が投影されたものも含まれ、依
然として直交ひずみが生じることとなる。

このような雑音番こよる直交ひずみは、低域通過フィル
タ５の帯域を狭く−すなわち、そのカットオフ周波数を
低く設定すれば、ある程賃軽減することは可能である。

しかしながら、低域通過フィルタ５の帯域を狭めると、
電圧制御発振器６の初期周波数が中間周波信号の周波数
と大きく異っている場合、同期搬送波を、得ることがで
きないという問題がある。

すなわち、中間周波信号をＡ　ｅｏｓ吻を電圧制御発振器６の出力をＢ　ｅｏｓ　（町ｔ＋φ）とすると、位相比較器４の出力は、（Ａｃｏｓａ＋６ｔ）−（Ｂｃｏｓ（ω１ｔ＋φ））と
なる。そして、前記式中の第１項は高い周波数成分であ
るので、低域通過フィルタ５により除かれ、第２項のみ
が電圧制御発振器６に印加され、同期搬送波をつくり出
す。

ところが、低域通過フィルタ５の帯域が狭く、かつ、ω
。とω１が大きく異っている場合は、前記式中の第２項
の周波数も比較的高くなる。したがって、この信号も大
きく減衰される。このため、電圧制御発振器６には制御
電圧が印加されなくなり、電圧制御発振器６は、同期搬
送波を発生できなくなる。

以上述べたように、従来の同期検波方式においては、弱
電界で雑音が多い場合における直交ひずみを除くことは
困難であるという問題があった。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、弱
電界時で本直交ひずみを除くことのできる同期検波回路
を提供するにある。

上記した目的を達成するため、本発明においては、低域
通過フィルタの帯域を切換え可能に榊成し、受信開始時
（または、受信チャネル切換時）には、低域通過フィル
タの帯域を広く−すなわち、そのカットオフ周波数を高
くすることにより、中間周波信号と電圧制御発振器の出
力の周波数が大きく異っていても、電圧制御発振器から
同期搬送波が得られるようにした点Ｃト特徴がある。そ
して、さらに、同期搬送波が得られたら、低域通過フィ
ルタの帯域を狭く−すなわち、そのカットオフ周波数を
低くし、雑音の影畳を除くようにした点に特徴がある。

以下に、本発明による同期検波回路の実施例を、図面を
用いて説明する。第３図は本発明による同期検波回路の
一実施例を示すブロック図であり、前掲と同一の部品番
こけ同一番号を付しである。

同図において、１０はクロックパルス発生回路、１）は
クロックパルス発生口＄１０のクロックパルスをカウン
トし、予定数カウントしたときに、その出力を論理１１
ルベルから論理％ＱＩレベルに変化させるカウンタであ
る。

第４図は、！３図中の低域通過フィルタ５の具体的回路
図であり、１２はスイッチング素子（この例では電界効
果トランジスタ）である。

次ｔこ、この実施例の動作について説明する。チャネル
を選局したり、電源を投入したりすると、その旨の信号
部に応答したカウンタ１１はクロックパルス発生回路１
０の出力をカウントする。動作開始後予定時間の間は、
カウンター１の出力は論理％１１レベルである。

それ故に、前記予定時間の間は、第４図に示した低域通
過フィルタ５を構成するスイッチング素子（電界効果ト
ランジスタ）１２が導通する。図から明らかなように、
この場合は、抵抗ｒ１とｒ、が並列に接続されるので、
低域通過フィルタ５のカットオフ周波数はつぎの式であ
られされる。

すなわち、この状態では、カットオフ周波数が高くなる
。したがって、中間周波増幅回路３と電圧制御発振器６
との各出力周波数が大きく異りていても、電圧制御発振
器６にはある電圧が印加され、電圧制御発振器６の周波
数を中間周波増幅回路３の出力周波数に近づけることが
可能となる０このようにして、前記予定時間を鮭過する
と、カウンタ１１の出力が論理％ＱＩレベルになる。そ
の結果、トランジスタ１２は非導通となり、抵抗ｒ！は
抵抗ｒ、から開放される。したがって、低域通過フィル
タ５のカットオフ周波数は、っぎの式であられされるよ
うに、低くなる。

１なお、この場合、低域通過フィルタ５のカットオフ周
波数が切換わる直前の、低域通過フィルタ５の出力電圧
が、フィルタを構成するコンデンサＣに記憶されている
虎め、電圧制御発振器６の出力周波数が中間周波増幅回
路３の出力周波数から離調することはない。そして、そ
れ以後、雑音に影響されずに、安定し九同期搬送波を取
出すことができる。

以上の実施例においては、低域通過フィルタ５のカット
オフ周波数は２段階に切換えたが、３段階以上に切換え
ても良いことはすでに明らかである０また、以上の実施例では低域通過フィルタ５のカットオ
フ周波数を切換えることにより、直交ひずみの除去を行
った。全く同様の効果は、低域通過フィルタ５のカット
オフ周波数は固定にしておき、電圧制御発振器６の制御
感度を切換えることによっても得られる。

すなわち、最初は、制御感度（発振周波数変化／−入力
端子変化）を高く設定して中間周波信号に対する電圧制
御発振器６の追従性を良くしておき、時間の経過と共に
制御感度を低下させることにより、電圧制御発振器６の
位相を固定に保つように構成しても良い。

以上述べたように、本発明によれば、中間周波信号と、
初期の電圧制御発振器の周波数が大きく異なっていたと
しても、確実に中間周波信号に同期しな搬送波を得るこ
とができ、かつ、弱電界の場合でも、その位相は雑音に
よる影響をうけないため、直交ひずみを確実に除去する
ことが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はテレビジ曹ン信号の搬送波と側帯波との位相関
係を示すベクトル図、嬉２＠は従来の同期検波回路のブ
ロック図、第３図は本発明の同期検波回路の一実施例の
ブロック図、第４図は第３図における低域通過フィルタ
の具体例を示す回路図である。ｌ・アンテナ、２・・・チェーナ、３・・・中間周波増
幅回路、４・・・位相比較器、５・・・低域通過フィル
タ、６・・・電圧制御発振器、７・（ＪＯＯ移相器、８
・・乗算器、９・・低域通過フィルタ、１０・・・クロ
ックパルス発生回路、１１・・・カウンタ、１２・・・
トランジスタ、１３．１４・・・抵抗器、１５・・・コ
ンデンサ代理人弁理士　平　木　道　人２１図、　　　　才　２　図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）電圧制御発振器と、肢電圧制御発振器の出力と検
波すべき振幅変調波との位相を比較し、その位相差に見
じた誤差電圧を発生する位相比較器と、該位相比較器の
出力および前記電圧制御発振器の制御端子間に配置され
た第１の低域通過フィルタと、曲記蚤幅変―波および電
圧制御発振器の出力を乗算する乗算器と、該乗算器の出
力に接続され次第２の低域通過フィルタと、前記第１の
低埴通過フィルタのカットオフ周波数を制御する手段と
から成り、前記第２の低域通過フィルタの出力ζこ検波
出力が得られることを特徴とする同期検波回路０
（２）前記第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数
は、選局開始時には高く、予定時間経過後には低くなる
ように制御されることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の同期検波回路。
（３）電圧制御発振器と、該電圧制御発振器の出力と検
波すべき振幅変調波との位相を比較し、その位相差に応
じた誤差電圧を発生する位相比較器と、肢位相比較器の
出力および前記電圧制御発振器の制御端子間に配置され
た第１の低域通過フィルタと、前記振幅変調波および電
圧制御発振器の出力を乗算する乗算器と、該乗算器の出
力に接続された第２の低域通過フィルタと、前記電圧制
御発振器の制御感度を調整する手段とから成り、前記第
２の低域通過フィルタの出力に検波出力が得られること
を特徴とする同期検波回路。ｆ４）　Ｆ）ｔｌｌ電電圧制御発振器制御感度が、選局
開始時には高く、予定時間経過後には低くなるように調
整されることを特徴とする特許３項記載の同期検波回路。