JPS5893465A - 交流線路電圧に関して所定の点弧角と一致してサイリスタを点弧する瞬間を確立する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、交流線路電圧に関して所定の点弧角と一致し
てサイリスタ・を点弧する瞬間を確立する方法に関する
ものである。。

より詳細に述べると、本発明による上記方法は、特に電
動機駆動装置における速度・トルク調整のために構成さ
れ得るインバータ又はコンバータ装置による調整・制御
ループのマイクロ□ プロセッサと組み合わされるディジタルゲートパルス発
生器を用いて行なわれる。このディジタルゲートパルス
発生器は，特に負荷転流されるサイリスタの制御及び電
流型インバータに適用できるものである。

本発明は，交流電源線路の周波数が変化する場合のサイ
リスタ制御に％に有用であり，従って、同期電動機駆動
装置の速度制御並びに静止制御型周波数変換器による電
力変換に良く適している。

発明の背景 電流供給型静止制御式同期電動機駆動装置に例をとって
本発明を以下説明する。本発明に用いられるデジタルパ
ルス発生器は，電動機駆動装置の制御装置のサイリスタ
を含む制御ループの一部を構成・する。電圧供給型のも
のと違って、電流供給型電動機駆動装置においては、電
動機の固定子巻線を付勢する交番電流の振幅及び周波数
が制御パラメータである。代表的には、電動機は、ゲー
トパ化ス発生器からのパルスによってターンオンされる
まで、オフ順方向電圧を保持する能力を有するような複
数の可制御電気弁又はスイッチング装置（例えば、サイ
リスク）で構成さ．れたインバータによって付勢される
。

電動機へ供給される交番電流の振幅は，インバータのＤ
Ｏ側に加えられる電圧の平均値を調整することによって
必要に応じて調整又は制御できるが、その電流の周波数
は，インバータのサイリスタのスイッチング周波数を適
当に変化させることによって制御される。

可変速電動機駆動装置は、速度を調整するため、電動機
への電源周波数調整をすることを含んでいる。このよう
な電動機駆動装置においては、任意の速度での電動機電
源パラメータを決定する静止型スイッチのゲート動作す
なわちトリが（点弧）動作は，種々の凧波数で且つ電動
機速度が零に至るまでの範囲で行なえるものでなければ
ならない。

自然転流型サイリスタを使用した従来装置においては、
サイリスタの点弧角は、所定の瞬間にターンオンされる
べきサイリスタの主電極に加えられる電圧に関連した時
間波に関して制御される。このような時間基準波の発生
は，代表的には、アール・エル・ブタ−リング（Ｒ，Ｌ
。

Ｄｅｔ＠ｒｉｎｇ　）の米国特許第参，／？Ｊ．？ーー
号及び第ダ，Ｏ　Ｊ　ｔ，４　０デ号に開示されている
。しかし、そこに開示されたものでは、周波数の変化が
小さい場合しか考慮されていない。従って、デジタルパ
ルス発生器は、電圧基本正弦波と位相及び周波数におい
て同期したデジタルカウンタを使用しており、デジタル
カウンタに関して点弧角を決定するための時間基準波が
その電圧基本正弦波で導き出される。位相固定ループ（
　ＰＬＬ）により、交流電源の基本周波数の変化が補償
される。

電動機駆動装置がインバータによって電源供給される同
期電動機を含んでいるとき、インバータサイリスタの点
弧角調整による可変速度制御は、電動機の固定子又は回
転子に関して導出・される回転ベクトルの電圧及び周波
数パラメータに対する時間基準波を介して直接関連付け
られる。何故ならば、定常動作状態のもとではそれら１
つの間には本来的に同期関係が一部るからである。従っ
て、インバータトリガパルスを同期化するのに電動機端
子電圧を使用することが提案されている。／９１０年、
アイ・イー・イー・イー（ｒｌ［Ｅ）の纂ｊ４コ〜！１
デ頁ｌζおけるエイチ・リーヒュイ（Ｈ６Ｌｅ−Ｈｕｙ
　）　、エイ・ジャクボウイツツ（人、　Ｊａｋｕｂｏ
ｗｉｃｚ　）及びアールψペレツ）　（Ｒ，Ｐａｒｒ＠
ｔ　）による「ア命セルフコンドロールド・シンクロナ
ス・モータ・ドライブ・ｔｋ−”ジングーターミナル・
ボルテージ−センシング（ム８ｅｌｆ−Ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌｅｄ　５ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ　Ｄｒｉ
ｖｓＵＢｉｎｇ　Ｔｅｒｍｉｎａｌ　Ｖｏｌｔａｇｅ−
１３ｅｎｓｉｎｇ一端子電圧検出による自己制御式同期
電動機駆動装置）」と題する論文を参照されたい。、こ
の論文においては、電動機電圧の極性及び零交差点は、
端子センサによって検出され、それから、速度信号並び
に回転子位置信号が導き出される。この従来の方法はマ
イクロプロセッサを用いた制御装置の一部として使用さ
れることを意図したものであるが、この方法は、情報を
すべてディジタル的に取り扱うことができないものであ
る。特に、２つの電圧信号が導き出され、それらから周
一波数増倍器によって速度信号が得られ、その動作周波
数範囲は、カウンタ長、クロックの周波数、及び選定さ
れた増倍率に依存している。これら参つの信号は、イン
バータトリガパルスと電動機電圧との間の制御可能な遅
延角を与えるのに使用される。線形ディジタルランプ手
法に基づき、マイクロコンピュータによって発生される
角度制御ワードは、対応する遅延角へ変換される。代表
的には、そこで使用されるｔビット入力制御ワードは、
モード動作並びに遅延角情報を含んでいる。これらは、
代表的には、／９７を年、アイ・エイ・ニス（工ＡＥＩ
）、？９１デムの第ｔり３〜ｔｔＯ頁におけるエイチ・
リービ講イ（Ｌ　Ｌｓ−Ｈｕｙ　）、アール・ペレット
（Ｒ，Ｐａｒｒ＠ｔ）及びディー・ロイ／　（Ｄ、　Ｒ
ｏｙ・）による「マイクロプロセッサ・コント）、ロー
ル・オブ・ア・カレント・フェト・シンクロナス・モー
タ・ドライブ（Ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ　Ｃｏｎ
ｔｒｏｌ　ｏｆ　ａ　Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｆｅｄｓｙｎｏ
ｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ　ｐｒｉｖｅ　ｅ、電流供
給型同期電動期駆動装置のマイクロプロセッサ制御）」
と題する論文に説明されているように、それぞれ最初の
ビット及び他の７ビツトによって定められる。ソフトウ
ェア又はハードウェアによって実施されるパルス発生に
ついても示されており、ＣＰＵ命令をコンバータのため
の適当なトリがパルスへ変換するのに単一プロセッサ及
びハードワイヤード論理回路が使用される。

マイクロプロセッサ手法を駆使した制御装置内で点弧角
を決定する別の方法は、工ＥＫＫ、　７７７９年、巻Ｉ
鵞ＣニーＪ番、第３号、１９７９年を月の第１ｔ！ｒ−
１９１頁におけるギュイ・オリビア（Ｇｕｙ　０１ｉｖ
ｉｅｒ　）、ヴイ・アール・、ステファノビツク（ｖ、
　Ｒ，８ｔｅｆａｎｏｖｉｃ　）、及びモ／’メトづフ
タール・ジャミル（Ｍｏｈａｍａｄ　Ａｋｈｔａｒ　、
ｒａｍｉｌ　）による［ディジタリー・コンドロールド
・サイＩリスタ・ソース（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　（３ｏ
ｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｔｈｙｒ１ｓｔｏｒ８ｏｕｒｃｅ　
＝ディジタル制御式サイリスタ電源）」と題する論文番
こ開示されている。この方法では、基パルスサイリスタ
ブリッジの伝達特性が使用され、制御信号と出力電圧と
の間の線形伝達関係が、アークコサイン（ｃｏｓ”）曲
線の表を含むＦＲＯＭ　（プログラマブル読取専用メモ
リ）によって求められる。ＢＯＲ点弧パルスは、閉ルー
プにおけるＰ工制御器から導き出される信号に従って、
ある期間だけ遅延され、Ｐ工制御器の出力は、所望の点
弧角に相当するディジタル値を発生する線形化ＦＲＯＭ
へ加えられる。ブリッジ入力電圧において零交差点が検
出される毎に、一つのカウンタのうちの１つがカウント
上昇を開始させられ、その出力が所望の点弧角に等しく
なるか又はそれより大きくなると、点弧信号がリングカ
ウンタへ送られる。この方法は、絶えず周波数が変化す
る場合、こ−での問題を生じないので、前述のデータリ
ングの米国゛特許に示されたものにより近い。

電動機駆動装置においては、マイクロプロセッサにより
制御される速度調整が使用されて来た。例えば１次の論
文を参照することができる。

アイΦイーーシー・アイ（ＩＦｉＯＩ）、７に、議事鍮
−インダストリアル・アプリケーションズーオン・マイ
クロプロセッサーズ（ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ　　ムｐｐｌｉａａｔｉｏｎｓ　
　ｏｆ　　Ｍｉａｒｏｐｒｏｃ＠ｓｓｏｒｇ＝マイクロ
プロセッサ−の工業的用途）／デクを年Ｊ月コ０−Ｊコ
の第コ／４−−−１頁におけるケンシー・カミャマ、ア
ズサワ及びミャハラによる「マイクロプロセッサ−コン
ドロールド・ファースト−レスポンス・スピード・レギ
ュレータ・フォア・サイリスタライズド・リバーシブル
・リジエネラテイブ・ＤＣＭドライブス（Ｍｉｃｒｏｐ
ｒｏａｅａａｏｒ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｆａｓｔ−
Ｒｅｓｐｏｎｅｅ　８ｐｅ＠４　Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ　
ＦｏｒＴｈｙｒｉａｔｏｒｉｇｅ＋ＩＲｅｖ＠ｒｓｉｂ
１・Ｒｅｇ＠ｎ５ｒａｔｌｖｅ　ＤＯＭつｒｉｖｅｓ　
＝サイリスタ化された可逆型回生直流電動機駆動装置の
マイクロプロセッサ制御式速応制御調整器刀と題する論
文 工１！：ＫＢ　、支部（ロンドン）によるｌデクｖ年！
月Ｊｊ日から１７日まで開催された電気的可変速駆動装
置に関する第１回国際会議の議事銀、第ｔ　Ａ　／　−
／　４７頁におけるダ２　ＩＩユニーリヒター（ｗ、　
１ｉｃｈｔｅｒ　）による「マイクロプロセッサ−コン
ドロールド・インバーターフェト・シンクロナスｅモー
タ・ドライブ（Ｍｉａｒｏｐｒｏｏｅａｅｏｒ　Ｃｏｎ
ｔｒｏｌｌｅａ　Ｉｎｖ＠ｒｔ＠ｒ−Ｆｅｄｓｙｎａｈ
ｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ　ｎｒｔｖ＊　＝ｓ　マイク
ロプロセッサ制御式インバータ供給同期電動機駆動装置
）」と題する論文 ／ｆ７９年９月、りンドンにて工４■により開催された
第一回国際会議の議事録、第ｉ’ｔｉ−／’１ｊｔｌの
ジー・ニー・テンダルカー（Ｇ、ム。

Ｔｅｎ１ｕｌｋａｒ　）による「メジャーメント・オン
・スピード・ポジション・アンド・アクセレーション・
オン・エレクトリカル・ドライブス・イン・マイクロプ
ロセッサ−ベイスト・コン）０−ルｍ−７ステム（Ｍｅ
ａｓｕｒｅｍ＠ｎｔ　Ｏｆ　５ｐｅｅａ。

ｐｏθ１ｔｉｏｎ　ａｎｌ　Ａｃｃｅｌｅｒａｔｉｏｎ
　ｏｆ　ＩＣ１ｅｃｔｒｉｃａｌＤｒｉｖｅｓ　ＬｎＭ
ｉａｒｏｐｒｐｃｅｓｓｏｒ−Ｂａｓａｌ　０ｏｎｔｒ
ｏ’１８ｙｓｔｅｍ−マイクロプロセッサを用いた制御
装置における電気的駆動装置の速度１位置、及び加速度
の測定）」と題する論文 ｔｖｔｔ年、ジュツセルドルフにおけるダブり二一一レ
オナード（Ｗ、Ｌｅｏｎｈａｒｄ　）によるパワーエレ
クトロニクス及び電気駆動装置における制御に関するア
イ・エフ・エイ・シー（１１ムＣ）シンポジウムの議事
録、第４０３−４０を頁のイー・シュナイダー（Ｆｉ、
　８ｃｈｎｅｉｄｅｒ　）による［コントロール・オン
・ＤＣドライブ・パイ・マイクロプロセッサーズ（０’
ｔ５ｎｔｒｏｌ　ｏｆＤＣＤｒｉｖｅｓ　ｂｙ　Ｍｉｃ
ｒｏｐｒｏｃｅｓａｏｒａ　＝マイクロプロセッサによ
る直流駆動装置の制御）」と題する論文 ｔｖｔｔ年、ジュツセルドルフにおけるＩＦム０シンポ
ジウムでのエイ・オウ・ママ−（Ａ。

Ｏｕｍａｍａｒ　）　、　　ティー・ビー−ルイス（Ｔ
、Ｐ。

Ｌｏｕｉｓ　）及びニー自エルへフナライ（Ａ、Ｋｌ−
Ｈｊｆｎａｗｙ　）による「デザイン・オン・アン・オ
プティカル・オートダプテイブ・カレント・ループ・フ
ォア・Ｄｏモータ・リアライゼーション・ウィズ・ア・
ハイブリッド・、デバイス・インクルーディング・ア・
マイ、クロプロセッサ（Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ａｎ　０
ｐｔｉａａｌムｕｔｏｄａｐｔｉｖｅＣｕｒｒｅｎｔ　
Ｌｏｏｐ　ｆｏｒ　Ｄｏ　　Ｍｏｔｏｒ　Ｒｅａｌｉｚ
ａｔｉｏｎＷｉｔｈ　ａ　ＨｙｂｒｉｃＬ　Ｄｅｖｉｃ
ｅ　　工ｎｃｌｕｌｉｎｇ　ａＭｉｃｒｏｐｒｏｏｅｓ
ｓｏｒ　＝　マイクロプロセッサを含むハイブリッド装
置を備えた直流電動機実現のための光学的オートダブテ
ィグ電流ループの設計）」と題する論文 上記シュナイダー及びカミャマの論文には。

例えば、　Ｄｏモータ駆動装置が示されている。

従って、それらは、回転子の位置決めに関する電気角を
速度、例えば、周波数と無関係に直接導き出すことを必
要としていない。

発明の開示 本発明によれば、インバータにおいてターンオンされる
べき各サイリスタに対する点弧角がマイクロプロセッサ
を使用して繰り返し計算される。このような点弧角の計
算は、サイリスタ端子の交流周波数とは無関係に、なさ
れ且つ同−期電動機駆動装置の場合には、軸位置エンコ
ーディング装置を使用しないで済むようにしている。

３つのカウンタが共通のクロックによって作動させられ
る。そのうちの１つのカウンタは、前記の交流端子の交
流電圧の１つの相続く零交差点に関する電気角を表わし
た単位カウントを与えるように組み合わされており、第
３のカウンタは、「次に」点弧されるべきサイリスタの
位相において所定点弧角（αｎ）を定める総電気角数ま
でに残っている電気角数（ｔｓ　）を計数すべく、所定
の瞬間に始動される。

この残余電気角数（ｔｓ）の計算は、線路位相同期化電
圧の零交差点、及び計算された位相から前期線路位相同
期化電圧の零交差点より９０゜の電気角に達するまでに
必要な電気角のカラン）（ｔｌ）％　に関して「次の」
サイリスタのための電気角（φ）における計算された作
動位相に基づいてなされる。

発明の実施例 ４１１７図には、本発明の好ましい実施例としての同襲
電動機駆動制御装置がブロック線図で例示されている。

１／１０Ｖ、　４０ＨＭ　ＯＪ　相電源（Ｌｔ−Ｌｔｅ
Ｌｓ）ハ、負荷に結合された同期電動機Ｍを付勢するＪ
相（ム、Ｂ、Ｏ）可変周波数（ｆｎ）電源に変換される
。

この変換は、ムＯ／Ｄ　Ｏコンバータ１１チョークコイ
ルＯＵｔを含むＤｏリンク、及びインバーターからなる
従来の組合せによって達成される・ムＯ／Ｄ　Ｏコンバ
ータｌは、ゲート回路Ｇｏによってゲート動作が行なわ
れる。このゲート回路Ｇ。

は、電流制御装置００７化よって制御される。この電流
制御装置ｃｃ’ｒは、コンバータｌの入力側の接続点へ
において電流センサ（図示せず）から得られるフィード
バック信号と、電動機駆動装置の速度・トルク制御装置
６によって与えられる電流基準値と、に応答する。イン
バータは、代表的には、　Ｄ、ＯＩＪンクの両端間にブ
リッジ接続された６つのサイリスタＴ、−Ｔ、を備、ｔ
ている。

これらのうちの！つめサイリスタは、正極性端子Ｌムに
接続されており、他の３つのサイリスタは、負極性端子
−に接続されており、３つの出力相ム、Ｂ、０が電動機
麗に接続され、ソいる。

本発明は、周波数ｆｎに無関係に電、動機の動作状態を
決定する適切な点弧角を定めるようにインバータＪのサ
イリスタに対する線路１０へのゲートパルス（Ｇ８．−
０８．　）を適時発生させることに関するものである。

分配器・ゲート回路Ｊは、本発明によるパルス）　ＩＪ
ガ時刻発生！ａ４Ｉによって線路１／から適時にトリガ
されるとき、所望の点弧角のαユで点弧パルスを各チャ
ンネルＯ８ｍ−０８，に印加する。速度、電圧、周波数
、トルク、力率、起動、加速等の電動機駆動装置の種々
のパラメータを定め調整するための速度・トルク制御装
置番も設けられている。従って、速度、・トルク制御装
置１は、Ｍｊ！／ダから速度基準値を入力し線路／１か
ら線間電圧Ｔｏムを入力する。マイクロプロセッサＩは
、パス（母線）／Ａを介してパルストリガ時刻発生器参
と組み合わされ、バス／９を介して速度・トルク制御装
置６と組み合わされており、制御装置６内の点弧角αｎ
を繰り返し計算したり、また点弧角αｎ内における、発
生６亭での点弧時刻までの正確な経過時間を繰り返し計
算したりする。サイリスク？、　−Ｔ、のうちの順位ｎ
のサイリスクＴｎに対して所定時刻に必要な点弧角αｎ
は、パルストリガ時刻発生器ダへの線路／４上の入力信
号として角度を単位として与えられる。マイクロプロセ
ッサ！及びパルストリガ時刻発生ＩＩ参の目的は、第一
図の曲線及び第３図のブロック線図に関して説明するよ
うに、分配器ゲート回路Ｊへの線路／／に。

正確に点弧角αｎだけ遅れたトリガパルスを発生させる
ことである。マイクロプロセッサ！は、マタ、ハスｉｔ
を介して、・分配・ゲート回路Ｊによる当咳サイリスタ
へのゲートパルスの制御及び分配を行なわせる。

第一図は、インバーターと電動機Ｍとの接続点Ｊ、（第
７図参照）において１つの相Ｃ−人間で測定される線間
電圧Ｖｏムを時間軸に沿って実線で示している。一定又
ははり一定の周波数状態においては、曲線ｖ□ムは、時
間基準波として使用され、零交差点ｚ１からｂ”ｌ”６
等の特定のサイリスタを順次点弧させるための点弧角α
ｎが決定される。しかしながら、電動機の周波数は、広
範囲に亘って本質的に変化するものなので、その時間軸
は、電気角に対する直接的な基準とはならない。前述し
たブタ−リングの米国特許におけるように、ゲートパル
ス発生器には線路に対して位相固定されたアナログ又は
デジタルランプ信号は使用さ゛れ得ない。何故ならば、
位相固定ループは、周波□数が急速に変化するような広
範囲に亘っては信頼性よくは作動しないからである。実
際問題として、ブタ−リングの米国特許に開示された方
法は、ＡＣ／ＤＣコンバータｌのサイリスタを制御する
に・は使用できる。

何故ならば、その周波数は、小さな周波数変化に対して
何らかの自動修正を行なうことを除けば一定であるから
である。しかし、可変速度間Ｍや一／Ｍ＆！ｌ−”）＊
ゎ、□ゎアい、イ７２．−１の場合には使用できない。

第１図は、次に点弧されるべきサイリスタＴｎに印加し
得る転流電圧を点線で示している。わかりやすくするた
め。

他の転流電圧は示されていない。しかし５（ｎ−ａ）番
目のサイリスタに対してはＧＰ、ｈ現在導通しているサ
イリスタＴｎ−１に対してはＧＰｎ−１でゲートパルス
が生ずるように示されており、ＧＰｎは、次に点弧され
るサイリスク丁ｎＪこ対する点弧角αｎでのゲートパル
スである。同様に、その後のゲートパルスは、循環形式
でＧＰｎ十’ｌ　、　ＧＰｎ十露。

・・・・”’ｎ−１となる。

第１図に示した１つのサイリスタＴ、−Ｔ、の例では、
相次ぐサイ１リスタ関ｌこはφユニ４０°　の位相ずれ
がある。しかし、一般に、φｎは、接続点Ｊ！から直接
線間電圧を測定しようとするときには、感知回路によっ
てもたらされる位相角ずれによっても影響される。巻線
のりアクタンス、電機子電流、電動機速度、及び界磁電
流によって影響される電動機、の副次的な過渡りアクタ
ンスによっても別の小さな誤差がもたらされる。

φｎを確認するときに付加されるこれらの誤差は、測定
及び／又は算出できる。このような理解のもとで、以後
、φｎは、このような誤差を含まないものと仮定する。

第１図の特定例では。

サイリスタの順にφ１．φ２．φ、・ｅ・・が００．　
Ａ　００゜／Ｊ１７０・・・・である。明らかなように
、φｎ−寓＊φｎ−１ｅφｎ、φｎ＋１・・・・の相続
く値は知られており、１つのサイリスクから次のサイリ
スタへ行く間に、負値から零を通って正値まで行くもの
と考えることができる。

このような理解のもとで、例えば、第２図に示されるよ
うにサイリスタＴｎに対して、転流電圧−ＩＩ（点線）
において零交差点ｚｎからの点弧角αｎは、時間間隔ｔ
１、時間間隔ｔＩｓ及び時間間隔ｔ、を加え合せたもの
である。これらの時間間隔については後述する。ｔた、
サイリスタＴｎに対する点弧時刻ＧＰｎは、（φ、＋ｔ
、）＝ｙｏ’であるとき、線間電圧ｖｏムの零交差点２
．から（ｔ　ｏ　＠＋　ｔ＊　＋　ｔ、　）となる。

！ｌＥＪ図において、線間電圧Ｖ、ムが感知される接続
点Ｊ、からの線路ｌｊは、テ０°移相フィルタコ０へ導
びかれている。このデｏ０移相フィル′りＪｏは、線路
ＪＪ及びＪｕｌに、曲線ｖＯムに対してｔ０°移相され
た信号を出力する。フィルター〇から出力線路Ｊ、７及
びコダへの信号にそれぞれ応答して、零交差検出器ココ
は線路−乙に負の零交差を示す信号を出力し、零交差検
出器コｌは線路コ５に正の零交差を示す信号を出力する
。

第一図の同期信号は、線路Ｊ！及び２４上で検出される
ような正及び負の零交゛差点を示す対向した状態を例示
している。正零交差時に、第１のカウンタＣ０は、線路
コ４によってリセットされ、１ｔｏ０後に、例えば、負
交差時に、第コのカウンタ０．が線路Ｊｊによってリセ
ットされる。

各タイ−ｗ（カウンタ）は、発振器から線路ＪＯへのク
ロック信号（通常／　００　Ｋ）！ｇ　）のもとて計数
を行なって行く。従って、第一図の同期信号は％　’／
ｌｏｏミリ秒＝１０マイクロ秒継続するクロック時間単
位（ＯＬＫ）で／ｌＯ°の時間間隔を表わしている。他
方、φ０および′ａｏの電気角は、わかっている。本発
明の目的は、すべての時間単位［ＯＬＫ　Ｊを角度に変
換することによってすべての単位を周波数に無関係な基
本単位へと変換することである。”ｉｓすなわち同期信
号の時間単位周期は、３１０°に相当するので、角度単
位でのｔは、次のようになる。

ｔ（角度）＝ｔ（時間）ＸＪ４００ １ ここで％　ｔ（時間）はクロック時間単位（ＯＬＫ　）
で表わされたものである。

カウンタＣ０及びＣＩは、リセットされると、同じ初期
値から計数を行ない、線路３ｏの同じクロック信号のも
とで、同じ速度で計数する。

しかし、それらは１ｚｏ０ずれて開始される。従って。

ｌ　ｔｏｃ、−ｔ’、、ｌ　Ｗ　／　ｆｆ　００、ここ
で、ｔＱ。、及びｔｏ。１は、角度、に変換されたカウ
ンタ値である。また、 ｌ　　ｔＣ・−’ａｔ　　ｌ　　社　Ｔ１／コ　　　　
　　　　　　　　　　　（１）こ−で、ｔｏ、及びｔ。

１は、クロック単位（ＯＬＫ）で表わしたものである。

　　　　□１ どの時刻においても、カウンタＣ０及びＣ８のカウント
差は、ｉｇｏ”（クロック信号単位）を表わす１つのカ
ウントを与える。正文前検出点を越えたカウンタＣ０は
、実際にｓ　ｔＯ＠工ｎ（クロック信号単位）を計数し
ており、時間間隔ｔ、の瞬間値は次のようになる。

ｔｔ　＝　ｔａｓｘｎ　　　　　　　　　　　　（２）
従って、この時刻ｘｎ（第一図参照）では、時間間隔ｔ
、は、その転流電圧曲線において総角度数αユに達する
まではそのス＼にとどまることがよく知られている。サ
イリスタＴｎに対するφ。

がわかっており％　ｔｌも（！Ｏ０−φｎ）であるから
、わかっている。従って、時刻Ｉｎではｓ　ｔＯ２ｐ＝
”ａのカウントは次のように決定される。

τ１ ｔｃ２ｐ＝αｎ（ｏ）−（ｔｔ＋ｔｔ）　　　　（３）
４０ こ＼で１式（１）及び（２）番こより、それから１時刻
Ｉｎでは、 従って、： マイクロプロセッサＩにおいて必要な数学的演算を行な
うために１進数−の補数の小数点り一テーション（ｒｏ
ｔａｌｏｎ　）を選定している（代表的には、７４ビツ
トワードは、符号及びｉｓビットを含んでおり、符号ビ
ットのすぐ右に一進点を有している）。従って。

ヘーゲート基準制御装置からの端数、こ＼ｌＯ で、７１シＦＦ　（最大範囲を表わしている）はｉｔｏ
”を与え、０００＊（零を表わしている）はθ°ゲート
を与える。

一方、 た定数。この定数は、−捧から＋／−１１ｔまで変化す
る。こ−で、Ｑ°≦φユ≦３４００ならば、十ｌ＝りＦ
７Ｆ４１　、である。

第参図において、第１図の回路図におけるパルストリガ
時刻発生器ダ、及び速度・トルク制御量置基がより詳細
に示されている。ブロック４０１Ｃよって概略的に示さ
れたカウンタ０・及びＣＩは、接続点Ｊ、で感知され線
路１ｇに出力されたＶｏムに関した零交差点２１％及び
ｚｎに対応している。速度・トルク制御装置４内に１よ
、マイクロプロセッサ３と制御装置６との間の線路／？
’″、／９”及びｌｔｌ（第１図の母線ｉｔ）を介して
マイクロプロセッサＩによって制御される速度フィード
バック計算器６１．速度制御器４ｍ。

及びゲート角計算器６Ｉが含まれている。ゲート角計算
器６・は、線路ｌコに点弧角値αｎを出力する。パルス
）　ＩＪガ時刻発生器ダは、マイクロプロセッサ５によ
ってそれぞれ線路／Ａ’及び１４″を介して監視され制
御されるブロックダー内のカウンタ０．及び遅゛延計算
器ダ・を含んでいる。遅延計算器ダ１は、カウントｔ＄
を与え、時間ｔ、の終りでカウンタ０雪を動作開始させ
、算出カウントの計数を開始させ、実時間ｔ１を累算す
る。カウントｔｓが通過したとき、線路／Ｉによって分
配・ゲート回路Ｊがトリガされる。

Ｘの如き各時刻に相次ぐサイリ゛スタＴｎ−ｍ　ｔＴｎ
−ｔ　＠　Ｔｎ　ｗ　Ｔｎ＋ｔ　ｏ　”ｎ＋＊　’　”
　’　”に対する必要な計算を行ない且つその計算され
た時間間隔Ｔ。２ｐが経過したときにゲートパルスをト
リガさせるためのハードウェアは、第３図のブロック線
図に例示されている。接続点Ｊ、から線路ｌｊを介して
、感知された線間電圧信号ｖｃムは、ｔｏ’移相フィル
タコＯへ通される。正及び負の零交差検出器Ｊ／及びＪ
Ｊは、各線路コｊ及び１４を介して１時間的に互いにｔ
ｊｏ’時間間隔を置いてカウンタＣ０及び０ｉをリセッ
トする。線路３゜のクロック信号の速度（割合）で、デ
ータカウントｔ０．及びｔｏｌは、カウンタＣ・からパ
スＢ８を介して、またカウンタＯ３からバスＢ、ヲ介シ
てそれぞれバスインターフェースＢエヘ至ｔ）、そして
更にマイクロプロセッサＳ及びその補助値量からなるマ
イクロプロセッサモジュールのマルチパス系統へのパス
Ｂ、を介・して、マイクロプロセッサＳに対してアドレ
スされる。パスインターフェースＢｌは、パスＢ４を介
してカウンタ０、とも連絡しており、パスＢ、を介して
割込制御回路Ｊ！と連絡しており、カウンタＣ，は％−
込−路ＪＡを介して割込制御回路へ接続されている。線
路Ｊ０のクロック信号は、カウンタＣ８へも加えられる
。代表的には、マイクロコンピュータは、／４ビットー
高速度−バス互換性マイクロプロセッサを使用しており
、また、必要なＲＡＭ　（ランダムアクセスメモリ）及
びＦＲＯＭ　（プログラマブル読取専用）メモリ、シス
テム割込機能、タイマー等を含んでいる。ＦＲＯＭは。

診断を含む全区分システム動作のための命令設定値すな
わちプログラムを記憶している・マイクロコンピュータ
モジュールは、本発明によるゲートパルスタイミングエ
鴇に含まれる計算のためだけでなく、速度・トルク制御
装置−・６に関しても使用される。従って、基本的なサ
イリスタゲート及び保護のほかに、ＦＲＯＭは、制限付
き電゛流調整、速度調整、システムシーケンス。

故障監視、診断及びシステム通信を行なうようにプログ
ラムされている。それらのシステム情報母線は、電気的
及び機械的に、通常「マルチパス（Ｍｕｌｔｉｂｕｓ　
：＝：　９４１・録商標名）と称される提案されたアイ
・イー・イー・イー（ＩＩＩＩＣ）基準りｔ４に従って
いる。

計算されたカウントｔ６ｚｐをカウント降下させるため
時刻”ｎ−＊　ｅ　”ｎ−ｓ　＊　”ｎｉ・・・・で繰
り返し動作開始させられるカウンタＣ２について考察す
ると、時刻ＧＰユニーでカウンタ０．が零に達すると命
、線路Ｊ６を介して１割込制御回路がバス３１％主バス
Ｂ、によってマイクロプロセッサ！のマルチパスへ作用
して１次の点弧段ＧＰｎのための計算を開始させる。こ
の割込の発生時に、ゲートパルスの抑制が必要でないな
らば、サイリスター’ｒｎ−を及びＴｎ−ｍ（これらは
次のサイリスタＴｎが点弧される前に導通している一対
のサイリスタである）が動作可能状態にされる。その後
すぐに、第１図で斜線を付した領域によって示されるよ
うに、マイクロプロセツサ５は、計算を行ない、式（３
）の値ｔｃａｐを算出する。これらの計算において、マ
イクロプロセッサは、先ず。

クロツタ信号単位（ＯＩ、Ｋ）で（ｔａｓ−ｔ、１）　
−Ｔｉ／コを計算するのに−の補数方法を使用し％ｔｌ
ｅｔ！ｓ（ｔ＊＋”ｔ）及び最後にｔ０２ｐが計算され
る。カウンタ０・を作動することによって与えられる１
、の瞬時値に基づく時刻Ｉｎでの値ｔｃｚｐは、カウン
ト降下を開始するカウンタ０電にすぐにロードされる。

従って、時間間隔”ａｓｐは、意図した通りＧｌ）ｎが
ゲートされねばならず点弧角αｎが転流電圧に存在する
瞬間にカウント降下すると同時に経過する。この瞬間に
、割込制御回路３ｊから、パスＢ１、主バスＢ１１＆及
びパ゛、スＢ・を介して出力レジスタ１７が選択され％
線路／ｌによってゲート出力ドライバ３へ接続され、ブ
ロックＪＪかも発生されたゲートパルスが、対応する線
路ＩＯを介してサイリスタＧｎへ加えられる。前述した
ブタ−リングの米国特許におけるように。

ピケットフェンスが発生される。このため、ブロック、
７Ｊは、ハードパルス発生器及びハードパルスが点弧を
開始させた後その点弧を維持するピケットフェンスパル
ス発生器としての両方の機−を含んでいる。

周知の如く、電動機が非常に低い速度で回転していると
き、その線間電圧Ｔｏ’ムの周波数は非常に低く、零交
差点検出のために感知されるべ□き電圧の大きさは、ゲ
ートパルス位相制御が不可能なほど小さくなる。その結
果、停止状態では、線路電圧がないので、同期電動１橿
は自己起動ＬＩＩｆｊくなる。　ＩＩｔｌＣＩＣ１９７
９、エム８７９巻コ９ムの第５ｔＪ−ｔｔｏ頁に掲載さ
れた「マイクロプロセッサ・コントロール・オンーアｅ
カーレント・フェト・シンクロナス争モータ・ドライブ
」と題するエイチ・リーヒュイ（Ｈ，Ｌ・−Ｂｕｙ　）
　、アール・ペレット（Ｒ，Ｐ＠ｒｒｅｔ　）及びディ
ー・ロイ（Ｄ、　Ｒｏｙｅ　）の論文に示されているよ
うに、運転モードにないときには、線間電圧が十分にな
る才では電動機を起動し加速するのにマイクロプロセッ
サが使用され、起動中は、サイリスタは、強制転流で補
助パルストリガにより制御される。

第３図を再び参照すると、パルス起動モードにあるとき
には、カウンタ０・及びＣ１は使用されず、カウンタＣ
８がサイリスタＴｎ−３ｅ　Ｔｎ−１ｅ　Ｔｎ＊τｎ−
１−１・・・・を通しての点弧サイ夛ルを表わす点弧時
刻から点弧時刻までの時間間隔Ｔｇを与える。局部発振
器ＯＳＣは、線間電圧が電転モードに引き継ぐのに十分
な最小周波数ｆまで数ｎｚから周波数が上昇するように
時間間隔Ｔｇでサイリスタをトリガするパルスを発生す
る。

本発明によれば、加速中の周波数の変化は。

加速度が増すように周波数の所定の百分率（Ｘ）である
Δｆ／ｆＷＫ、を維持することによって準対数モードに
基づいたものとなる。それ故、零から最小周波数ｆｍま
では、ゲート時間間隔Ｔｇを一定量に、だけ減すること
によって加速が行なわれる。更に１本発明によれば１周
波数ｆｍから最大パルスモード周波数ｆ舅までは、Ｈｚ
／＄加速定数を別の定数である４に等しく保つようにゲ
ート時間間隔Ｔｇを増大させることによって加速が行な
われる。こうすることにより、トルク必要条件がこの範
囲でほぼ一定となる。ｆＭは。

運転モードにおいて電動機とインバータとの間の同期信
号を得るのに十分なものである。

零からｆ　＝　ｆｍま讐′の動作は１次の式に従いＴｇ
のマイクロプロセッサによる計算に基づいて行なわれる
。

ＴｇＨ−Ｔｇ（ｎ−＊）　×Ｋｓ 従って、値Ｔｇｎは、サイリスタＴｎの点弧時刻よりＴ
ｇｎだけ前の時刻ｔｎ−１でカウンタＣ２へ入力される
。カウンタＣ鵞は、カウント降下し、零に達したとき、
線路Ｊ６により割込が行なわれ。

これｋより、前述したように１割込制御回路Ｊ３及び出
力レジスター７によってサイリスタＴｎの点弧がなされ
る。Ｔｇは相続いて段階的に減少するので、割込の生ず
る周波数は増大していき、電動機はインバーターを介し
て、漸次加速されて行く・ ｆＨに達すると、線形加速のためのアルゴリズムΔｆ／
Δｔ＝に、が適用される。こ＼で、ｘ重はＨａｌ＋／秒
の単位である。従って、サイ・クル（１−／）の終りか
らサイクル１の終りまでの周波数変化は、次のように近
似できる。

Δｆ ヌｉ＝１！ こ−で、ｆ１＝サイクルｉ中の平均周波数ｆ（ｉ−１）
”サイクル（１−／）中の平均周波数Ｔ１−サイクル１
０周期 Ｔｉ”　Ｔ（１−１） もしＴ１及びＴ（ｉ−ｒ）が大きく違わないならば、次
のようになる。

Ｔｉ’　Ｔ（ｉ−ｓ）　”ｉ’　”（１−ｔ）Ｔ１；テ
（１−ｔ）−に置”（１−ｔ）もし同じ論理が全サイク
ルの代わりにゲート間隔Ｔｇｎに適用されるならば、線
形周波数加速に対しては次のようになる。

Δｆ 込１−一 式（４）は次のようになる。

こ−で、Ｔｇｎ−ゲート間隔ｎ Ｗ？ｇｎ−Ｈｚでの間隔７ｇｎ中の平均周波数従って、
アルゴリズムは次のようになる。

ｇｎ　−ｇ（ｎ−１）−”ｌＴｇ”（ｎ−ｔ）ここで、
’ｔは、ＨＩＩ／秒であり％Ｔｇは秒の単位である。

４ｍ形加速段階におけるパルスモード制御は、次の初期
条件を有する次の例によって例示される。

？ｇ、　＝　０．Ｏｔ　Ｊ　７秒（ＪＢｓｓ）その加速
段階は次のようになる。

。　　　　　　丁ｇｎ　　対　Ｋ、　　＝　　コＨＭＡ
少−ｉｔ　　　　　　　　　　　　、ｏダ０７／９　　
　　　　　　　　　　　、Ｑ、・Ｊ９？コ０　　　　　
　　　　　．０Ｊ９１ λ／　　　　　　　　　　　　　、０Ｊｔ４１コダ　　
　　　　　　　　　　　　、ＯＪ基５これはｓ　”ｇ（
ｎ−１）に基づいてＴｇｎを予想した前述の数学的表現
での動作が十分正確に案行できることを実証している。

次は、同期電動機駆動を行なうためのパルス又は加速モ
ードの実際の計算方法を示している。

初めに、任意の対のゲートが点弧される。望た、ＤＯＩ
Ｊンク電流は、初めに４０９６に設定されており、他の
電流工１は、ある一定値（通常！θ％）に設定されてい
る。初期ゲート間隔ＴｇがカウンタＣ７へ入力され、カ
ウンタＣ３は零までカウント降下する。そして、割込が
生ずる。００ＳＨｔｘで始まるとき、初期値ｔ。２ｏは
、次のようになる。

発振器ＯＳＣのクロック信号が７００　ＫＨ２であると
き１次のようになる。

ｔＯ２Ｇ　＝　（０，Ｊ　Ｊ　）　（／　０ＯＫＨｚ）
　＝　ＪＪ、０００　（）ｉｓ）割込が生じたとき、電
流基準値は零に設定され、ｒ転流」フラッグがセットさ
れ、カウンタ０．は転流間隔Ｔｇ（／θミリ秒）にセッ
トされる。従って。

ｔ０３００１！ｌ”／”ミリ秒　ｆｃｌｊｃ　＝　０．
０１　Ｘ　ｆ６１ｋ”　１０００次の割込時には、「転
流」フラッグがセットされていることが発見される。イ
ンバータに対する新しいゲートパターンを設定しハード
パルスを開始するには別のルーチンが使用される。ＤＣ
リンク電流基準値は％４０％に設定される。「転流」フ
ラッグはリセットされ、カウンタＣ１は、次のゲート間
隔Ｔｇにセットされる。「対数」モード及び線形モード
の両方に対する間隔が計算され、それら一つの間隔のう
ちの長い方の間隔がカウンタＣ８に入力される。

「対数」計算の場合には、次のような乗算が行なわれる
。

Ｔｇｎ−、Ｘ　Ｋ、　＝　Ｔｇｎ こ＼で、’ｒｇｎ−１及びＴｇｎは、７４ビツト整数で
あり、Ｋ、は１６ビツト「小数」、通常ｏ、ｑｏｏから
０．９９ｔまでの範囲にある。Ｋｌは常に正であるので
、符号のない整数の乗算が最も便利となる。

その結果は、上方１６ビツトアンサーとなる。

パルスモードにおける線形又は「ランプ」加速の場合に
は、計算方法は次のようにしてもよい・ ＴｇＨ＝　”ｇＨ−１−Ａ”ｌ（Ｔｇｎ−１）”ＴｇＨ
−＊　Ｘ　”ｇＨ−１＝　（ＴｇＨ−１）”（テｇｎ−
１）”　×Ｔｇｎ−ｔ＝　（テｇｎ−，）易符号の付い
た整数は、その結果の７４Ｍ８Ｂ（最上位桁）の答えと
掛は合わされる。

（”ｇｎ−１）”　Ｘ　Ｋｇ　Ｘ　＆　＝ΔＴｇｎと−
で、符号の付いた整数は、／ＡＬ８Ｂ（最下位桁）の答
えと一回掛は合わされ、最終的に次のようになる。

ΔＴｇｎ−，＋　Ｔｇｎ−、ｘ＝　Ｔｇｎこれは、単純
な加算となっている。

第３図及び第参図の線路同期カウンタＣｏ及び−〇１・ １　０ｍ−０，ｌ　ｍ　テレ／コ こ−で、ＴＬは、クロック（／　００　ＫＨＩＩクロッ
ク）サイクルにおける線路周期である。

もし、線路周波数ｆ１がＪ　Ｈｇから７ＤＨｆＭまで変
化するならば、値Ｈａ、−ｏｅｌは、竹・ｈｏから輪・
ｉ秒まで変化し、これは、１００ＫＨｔｘでは、り／４
１から／−１００カウントまでである。

分解能を良好なものとするためには、−進数の−の補数
の数学的方法が１４ビツトプロセツサで使用されると仮
定して、？／ｌをある定数に分割した後に／ｌビ’ｙト
分解能が使用される。

周期（１０−／ｊビット）を１ｊビツト定数に分割する
とする。その答えは、／ｊ−１０ビツトであり、これは
、測定され得る分解能である（分割において精度が失わ
れることはない）。

定数に８としてｌコ、１００　Ｘ　１０”を使用すると
き、次のようになる。

（答えは、ＨｓｉＸＪ”） ａゝ−１０コダ＝ダ×コｊＡ（ＨｇＸコｙ６）Ｈ１で４
１．、−９０カウント ／ＪｊＸ１０・　ｉｓ　ＯＯＯＪｊ０００Ｈｔａｍｐ計
算のための算出方法 （／４ピットコの補数を使用する） 虫Ｌｋ （／ＫＯ”−＋十／１０゜）　Ｘ　Ｉ　ｔｃｅｘｎ−ｔ
ｃｅｘｎ　Ｉを乗する前に、各分数を参で割る。正しい
換算を行なうため、”ｃｓｘｎを減算する前にダを乗す
ると、次のようになる。

ｌ　ｔｃｅｘｎ　−”０１３Ｃｎ　ｌ　）　Ｘ　”　−
ｔＯ＠Ｉｎαｎ こ−で、ｈｙは、０からｌまでの範囲における速度・ト
ルク制御装置６から°の出力であり、φｎ （万一−＋　）は、−輪から啼ｌ−棒までの範囲におい
て各ゲートに対して一定である。もし、／６ビツトカウ
ンタを使用しカウンタの符号を変えたくない場合には、
１ｔ０１工。−ｔＯ！Ｘｎ　ｌは。

に×？′？１１Ｆ４以下でなければならない。そのとき
。

ｔｏ、８つは、（７１Ｆ？Ｆ４となる。何故ならば、ｔ
ａｓ（ｍａｄ＜コｌ　ｔｓｅｘ。−１ｃ１ｘｎｌ−Ｔで
あるからである・取り扱われうる最小周波数は次のとお
りである。

ｔａｓ≦７　ｘ　／／ｆ≦７　ｙｙｙ４ｘΔｔと−で、
Δｔ一時間クロックの周期 もし、Δｔ＝ｉｏ、ｏマイクロ秒ならば、Ｔ≦７？別−
Ｘ１０，０マイクロ秒＝３コア４り×ｌ００Ｏマイクロ
秒＝０．ＪＪクク秒 、　　　　ｆｍ１ｎ＝／／Ｔｍ＆、＝−ｙ、Ｏｊｎｇこ
れは許容し得るものである。

パルスモードに関する付記 代表例： Ａ１１ｓｔでは％Ｔｇ−＋×−４Ｘ１００．００°＝コ
クク７カウントＴｇ”／コ”−／／り、１３（＝ｘｔｔ
り）（Ｔｇ”／Ｊ”　）　・Ｔｙ／Ｊ”−７ｇ７Ｊ”　
＝４１．９　Ｋ　（＝４１　）藁５．７×ダ、９ｊｍＪ
ｊＪ（ｘｊＸ亭＝−〇）、Ｗ＝前のゲート間隔から０．
デーｔ％の変化λ７７７ ６Ｈ厘では、Ｔｇｍ／／Ｊ４秒であり％ＪＨＩＩ／砂加
速では次のようになることが予測される。

／　　　　　　１ −Ｈｔｘ／秒×π秒＝ｎゲート間隔当りのＨｊｉ変化Ｚ
υ＝　＝　０．９２４　Ｘゲート間隔当りの周波数変化
Ｈｚ Ｏ，２５秒＝　ｉｔ４ムｏＨ＝ｉｏ”とすると、これは
ｓＴｇ値に参を乗する。

そのときｓ　’ｌをｓ　（Ｖ４）”−”４ｍによって除
算しなければならない。

この計算は次のようになる。

Ｔｇｎ−ｔ　Ｘ　ＩＩ＝　ｌＴｇｎ−ｓこれは、±ｌｊ
ｌゲート動作んでおり、その答えは／　Ａ　Ｌ８Ｂで次
のようになる。

＃Ｔｇｎ−８ｘ４１！Ｔｇｎ−１冨（ｌＴｇｎ−１）８
参テｇｎ−ｔ”Ｔｇｎ−１′＝（ｌＴｇｎ−ｔ）”こ−
で、±ｌｊビットは％／　！　Ｍ２Ｒでの答えによって
乗ぜられる（すなわち、各乗算ステップ毎に１１′で除
算される）。１ ｍ−」−一一一らｂリー ’　　”””＝”　　　Ｊ、ＪＪＸＪ”Ｘ／Ａ　　　　
　　　　Ｊ”冨（参Ｔｇ、、）”Ｘ　Ｏ，１コにΔテｇ
ｎそして、±ｉｓビットを乗じた７　４　Ｍ２Ｒの答え
（りＩＦＦＦ　！　／に基づ（ｏ、ｓａｓ　）が得られ
る。

Ｔｇ、ｌ−）７ｇｎ＝＝　テｇｎ′ これは、単純な加算を含んでいる。その答えは、クロッ
ク時間×ダである。

その総計は、参つの乗算とｖつの加算を含んでいる。ｌ
、Ｔｉｔｓでも、数回の乗算は多くの時間を要さない。

パルスモードにおいてｌゲート動作当り少なくとも３０
ミリ秒の時間間隔がある。

パルスモードにおいて、必要とされる唯一のカウンタは
、パルス間の４０°遅蔦である。前述の計算から、 パルスモード：　ｆｍｉｎ　”　Ｊ、１７　ｊ／４　”
　０−　！ｒ０１４　Ｈｌｉこれは、十分良好である。

何故ならば、ＱＪＨｍで開始する筈であるからであり、
周波数は。

ｆｍｉｎ　＝Ｏ−ｊＯｔ４／コ　冨ｏ、ａｓダＪ−まで
下げることが、できる、何故ならば、遅ｇ（符号なし）
に対し□゛て全１４ビツトが使用できるからである・

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が適用される同期電動機駆動装置の概略
図、第一図は第１図におけるゲート動作機能の一部を果
たす３つのカウンタの動作を例示した曲線図、第３図は
第７図のゲート機、能を果たすために第一図の３つのカ
ウンタを挿入したところを示すブロック線図、第ダ図は
第１図の電動機駆動装置をマイクロプロセッサと関連さ
せた好ましい実施例を示す図である。 ｌΦ・ＡＣ／ＤＣコンバータ、コ・・インバータ、Ｇｏ
・・ゲート回路、Ｊ・・分配・ゲート回路。 亭・・パルストリガ時刻発生器、！・・マイクロプロセ
ッサ、６・・速度・トルク制御装置、Ｍ・・電動機、Ｏ
ＣＴ・・電流制御装置、−〇・・９０°移相フイルタ、
−−Ｉ・・正零交差検出器。 ＪＪ・・負零交差検出器、Ｃ・、　Ｏ，、Ｏ！・・カウ
ンタ％Ｂ工・拳バスインターフェース、コク・ｅ出力レ
ジスタ、ｏｓａ・・／　００　ＫＨｔｘ発振器、ＪＪ・
・ピケットフェンス・ハードパルス発生器、ＪＪｆ・・
割込制御回路 尚、図中、同一符号は同−又は和尚部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ■　交流線路電圧に関して所定の点弧角と一致してサイ
   リスクを点弧する瞬間を確立する方法において。 前記交流線路電圧の第１の零交差点からの電気角を表わ
   す嬉ｌの繰り返しカウントを第１のカウンタで導き出す
   工程：前記交流線路電圧の前記ｌＩ／の零交差点と対向
   した第１の零交差点からの電気角を表わす第１の繰り返
   しカウントを第１のカウンタで導き出す工程：前記第１
   の繰り返しカウントと前記第一の繰り返しカウントとの
   間の差を見い出す工１；前記点弧角に達する前に残って
   いる時間間隔を表わす算出された瞬間カウントを導き出
   すため前記第１のカウンタの瞬間カーラント及び基準線
   路電圧と次に点弧されるべきサイリスタの転流電圧との
   間の位相ずれを含み、前記差を見い出す工程と関連して
   計算を開始させる工程；前記瞬間カウントから零まで第
   一のカウンタでカウント降下させる工程；及び、前記カ
   ウント降下が零化達する瞬間に前記次のサイリスタを点
   弧することを特徴とする方法０ （２）　　前記計算は、第記第１．第１及び第一のカウ
   ンタに共通なロック信号を用いて１次式％式％） に基づいて行なわれ、ここでｔａｌは前記第Ｊのカリン
   タの瞬時カウントでありｓ　ｔｔは前記第１のカウンタ
   の瞬時カウントでありｓ　ｔｌは９０°電気角から前記
   基準線路電圧と次に点弧されるべきサイリスタＯ転流電
   圧との位相差を引いたカウントであり、〒１は前記クロ
   ック信号の周期であり、モしてαユは転流電圧曲線上で
   達する総置数である特許請求の範囲第１項記載の方法。 （３）　　前記計算を開始する工程は歯ウン、ト開始し
   て前記第Ｊのカウンタのカウントが零になるまで続けら
   れ、前記第３のカウンタは零となったとき割込みを行な
   う特許請求の範囲第一項記載の方法。 （４）　　前記サイリスタは、交流電動機駆動装置に結
   合された静止制御器電流供給型インバータ装置の一部を
   成す特許請求の範囲第１項記載の方法。