JPS5888915A - 周波数サンプリング形自動等化器 - Google Patents
周波数サンプリング形自動等化器Info
- Publication number
- JPS5888915A JPS5888915A JP18622481A JP18622481A JPS5888915A JP S5888915 A JPS5888915 A JP S5888915A JP 18622481 A JP18622481 A JP 18622481A JP 18622481 A JP18622481 A JP 18622481A JP S5888915 A JPS5888915 A JP S5888915A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency sampling
- sampling
- coefficient
- automatic equalizer
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
- H04B3/141—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using multiequalisers, e.g. bump, cosine, Bode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はサンプリング周期がデータシンボルの繰り返し
周期（Ｔ秒）より短い周波数サンプリング形自動等化器
においてその初期トレーニングに必要な時間を大幅に短
縮するための方式である。
周期（Ｔ秒）より短い周波数サンプリング形自動等化器
においてその初期トレーニングに必要な時間を大幅に短
縮するための方式である。
本発明の方式はサンプリング周期がＴ秒より短い周波数
サンプリング形自動等化器において、受信信号及び参照
信号を共に周波数サンプリング回路を用いて離散７−リ
エ変換することにより各周波数成分ごとに１対１の関係
でＬ＠ａｓｔ ８ｑｕａｒｅｓ法を用いて適応等化を行
うことにより、高速収束特性を実現するものである。同
時に等化量におけるタイミング位相ずれを吸収すること
もできる。ただし、参照信号は時間領域における波形の
内挿もしくは周波数領域におけるＤＦ’ｆ’係数の内挿
を行う。特に本発明の方式においてはテスト用信号とし
てサイクリック符号を用いた場合に高速収束性能が最も
発揮される。
サンプリング形自動等化器において、受信信号及び参照
信号を共に周波数サンプリング回路を用いて離散７−リ
エ変換することにより各周波数成分ごとに１対１の関係
でＬ＠ａｓｔ ８ｑｕａｒｅｓ法を用いて適応等化を行
うことにより、高速収束特性を実現するものである。同
時に等化量におけるタイミング位相ずれを吸収すること
もできる。ただし、参照信号は時間領域における波形の
内挿もしくは周波数領域におけるＤＦ’ｆ’係数の内挿
を行う。特に本発明の方式においてはテスト用信号とし
てサイクリック符号を用いた場合に高速収束性能が最も
発揮される。
ここで用語を区別するために受信信号のサンプリング間
隔がデータシンボルの繰り返し間隔１秒に等しい方式・
をナイキストすンプリング自動等化器と呼ぶことにする
。また受信信号のサンプリング間隔が１秒より短い方式
のなかで特にサンプリング間隔がＴ／２秒に等しいもの
はデジタル回路における構成の容易さより広く用いられ
ており。
隔がデータシンボルの繰り返し間隔１秒に等しい方式・
をナイキストすンプリング自動等化器と呼ぶことにする
。また受信信号のサンプリング間隔が１秒より短い方式
のなかで特にサンプリング間隔がＴ／２秒に等しいもの
はデジタル回路における構成の容易さより広く用いられ
ており。
これはダブルサンプリング自動等化量と呼ばれている。
以下このダブルサンプリング自動等化器を例にとり、サ
ンプリング間隔が１秒より短いＬ＠ａｓｔ８ｑｕａｒａ
ｓ法を用いた本発明の詳細な説明を行う。
ンプリング間隔が１秒より短いＬ＠ａｓｔ８ｑｕａｒａ
ｓ法を用いた本発明の詳細な説明を行う。
ダブルサンプリング自動等化器はロールオフ特性を有す
る波形を用いたデータ伝送において、特定のタイミング
位相ずれにおけるスペクトルの零点の発生を防ぐことが
できる。これは等化量におけるタイをング位相ずれの吸
収と呼ばれており、等化量が等化不能に陥ることを防い
でいる。しかし通常のダブルサンプリング自動等化器は
Ｇｒａｄｌｅｎｔ法を用いた構成であり、収束速度の大
幅な高速化は実現できない。高速収束実現するための手
法としてはＬｅａｓｔ Ｂｑｕａｒｅａ法を用いたダブ
ルサンプリング自動等化器の構成法がいくつか知られて
いるがこれらはタップ数をＮとするとＮの２乗のオーダ
の計算量を必要としたり、計算量をＮのオー“ ダに減
らしたために動作の安定性に問題があったりする。これ
に対して本発明の方式は現在までに知られているどのＬ
ｅａｓｔ ５ｑｕａｒｅｓ法によるダブルサンプリング
自動等化器の構成法よりも演算回数が少なくかつ回路も
安定に動作し、同時に高速収束特性を実現する回路構成
である。なお、本発明における方式は初期トレーニング
における高速収束アルゴリズムである。よって収束が完
了した後は通常のＧｒａｄｉｅｎｔ法を用いたダブルサ
ンプリング自動等化器に方式を切り換え通信回線の変動
に追随するものとする。
る波形を用いたデータ伝送において、特定のタイミング
位相ずれにおけるスペクトルの零点の発生を防ぐことが
できる。これは等化量におけるタイをング位相ずれの吸
収と呼ばれており、等化量が等化不能に陥ることを防い
でいる。しかし通常のダブルサンプリング自動等化器は
Ｇｒａｄｌｅｎｔ法を用いた構成であり、収束速度の大
幅な高速化は実現できない。高速収束実現するための手
法としてはＬｅａｓｔ Ｂｑｕａｒｅａ法を用いたダブ
ルサンプリング自動等化器の構成法がいくつか知られて
いるがこれらはタップ数をＮとするとＮの２乗のオーダ
の計算量を必要としたり、計算量をＮのオー“ ダに減
らしたために動作の安定性に問題があったりする。これ
に対して本発明の方式は現在までに知られているどのＬ
ｅａｓｔ ５ｑｕａｒｅｓ法によるダブルサンプリング
自動等化器の構成法よりも演算回数が少なくかつ回路も
安定に動作し、同時に高速収束特性を実現する回路構成
である。なお、本発明における方式は初期トレーニング
における高速収束アルゴリズムである。よって収束が完
了した後は通常のＧｒａｄｉｅｎｔ法を用いたダブルサ
ンプリング自動等化器に方式を切り換え通信回線の変動
に追随するものとする。
回路であり、受信信号（１０１）のＮ点離散フーリエ変
換（ＤＦＴ）を逐次的に行う回路である。
換（ＤＦＴ）を逐次的に行う回路である。
これは離散フーリエ変換の定義式を満たす回路ではＮ時
点の遅延、（，１０３）は１時点の遅延を表わしており
、また Ｗ＝・Ｘｐ（−ｊ ２π／Ｎ） （１）と
したとき（１０４）〜（１０６）は夫々Ｖｒ０゜ｙ’、
ｙ （Ｎ−”ｏ各係数値”ｃ’アリ、（１１０）は１／
Ｎである。このような回路を用いた周波数サンプリング
形ダブルサンプリング自動等化器において、特に離散７
−リエ変換の時間領域における長さに等しいサイクリッ
ク符号をテスト信号として用いた場合、受信信号を周波
数サンプリング回路を用いてＤＦ’ｌ’係数に展開する
ことは受信信号を厳密に直交化することに等しい。よっ
て受信信号をＤＦＴｇＦ、数に展開することにより周波
数サンプリング回路の出力である各ＤＦＴ係数間に相関
が無くなる。また参照信号も同様に周波数サンプリンゲ
回路を用いてＤＦ〒係数に展開することＫより夫々の参
照信号のＤＰＴ係数間にも相関がなくなる。従って各Ｄ
Ｆ’Ｉ’係数ごとに１対１の関係において受信信号のＤ
ＦＴ係数と参照信号のＤＦＴ係数の間でＬｅａｓｔ ８
ｑｕａｒｓｓ法を用いて等化を行うことができる。これ
は等化量の出力信号の２乗平均誤差を最、小とすること
に等しい。またテスト信号に用いられる符号系列がサイ
クリック符号でない場合においても各ＤＦ’ｆ’係数間
における相関は非常に小さくな゛す、受信信号のＤＦ’
ｆ’係数と参照信号のＤＦ〒係数の間で１対１の関係に
おいてＬｅａｓｔ ８ｑｕａｒｅｍ法を用いて等化を行
うこともできる。本発明の方式は上述の考えに基づくも
のであり、これにより簡単な回路により高速収束特性が
実現される。
点の遅延、（，１０３）は１時点の遅延を表わしており
、また Ｗ＝・Ｘｐ（−ｊ ２π／Ｎ） （１）と
したとき（１０４）〜（１０６）は夫々Ｖｒ０゜ｙ’、
ｙ （Ｎ−”ｏ各係数値”ｃ’アリ、（１１０）は１／
Ｎである。このような回路を用いた周波数サンプリング
形ダブルサンプリング自動等化器において、特に離散７
−リエ変換の時間領域における長さに等しいサイクリッ
ク符号をテスト信号として用いた場合、受信信号を周波
数サンプリング回路を用いてＤＦ’ｌ’係数に展開する
ことは受信信号を厳密に直交化することに等しい。よっ
て受信信号をＤＦＴｇＦ、数に展開することにより周波
数サンプリング回路の出力である各ＤＦＴ係数間に相関
が無くなる。また参照信号も同様に周波数サンプリンゲ
回路を用いてＤＦ〒係数に展開することＫより夫々の参
照信号のＤＰＴ係数間にも相関がなくなる。従って各Ｄ
Ｆ’Ｉ’係数ごとに１対１の関係において受信信号のＤ
ＦＴ係数と参照信号のＤＦＴ係数の間でＬｅａｓｔ ８
ｑｕａｒｓｓ法を用いて等化を行うことができる。これ
は等化量の出力信号の２乗平均誤差を最、小とすること
に等しい。またテスト信号に用いられる符号系列がサイ
クリック符号でない場合においても各ＤＦ’ｆ’係数間
における相関は非常に小さくな゛す、受信信号のＤＦ’
ｆ’係数と参照信号のＤＦ〒係数の間で１対１の関係に
おいてＬｅａｓｔ ８ｑｕａｒｅｍ法を用いて等化を行
うこともできる。本発明の方式は上述の考えに基づくも
のであり、これにより簡単な回路により高速収束特性が
実現される。
ここで周波数サンプリング回路の出力（１０７）〜（１
０９）をみるとこれはＤＦ’Ｉ’係数そのものであり、
各周波数帯域別の成分の出力となっている。従ってデー
タシンボルの繰り返し間隔より短い間隔でサンプリング
を行っているために信号帯域外成分に対応するＤＦ’ｌ
’係数（２０６）〜（２０７）が存在し、この成分には
送信データに関する情報は含まれていないとみなしてよ
く、このＤＦ’ｌ’係数に乗じるフィルタの係数は零と
なる。つまりこの周波数成分に対応する回路は参照信号
に関する回路も含めて省略してよい。但し周波数サンプ
リングフィルタの特徴として遮断周波数領域において転
移標本点を用意する必要が生じる場合にはこの転移標本
点に和尚するフィルタ係数は零としてはならない。以上
のように信号帯域外成分に和尚するＤＦＴｇＡＷｋに対
応するフィルタ係数を零にすることにより、信号帯域外
雑音を完全に除去することができる。
０９）をみるとこれはＤＦ’Ｉ’係数そのものであり、
各周波数帯域別の成分の出力となっている。従ってデー
タシンボルの繰り返し間隔より短い間隔でサンプリング
を行っているために信号帯域外成分に対応するＤＦ’ｌ
’係数（２０６）〜（２０７）が存在し、この成分には
送信データに関する情報は含まれていないとみなしてよ
く、このＤＦ’ｌ’係数に乗じるフィルタの係数は零と
なる。つまりこの周波数成分に対応する回路は参照信号
に関する回路も含めて省略してよい。但し周波数サンプ
リングフィルタの特徴として遮断周波数領域において転
移標本点を用意する必要が生じる場合にはこの転移標本
点に和尚するフィルタ係数は零としてはならない。以上
のように信号帯域外成分に和尚するＤＦＴｇＡＷｋに対
応するフィルタ係数を零にすることにより、信号帯域外
雑音を完全に除去することができる。
本方式においてＬｅａｓｔ ５ｑｕａｒｅｓ法として８
ｅｑｕｅｎｔｉａｌ Ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ （８ＥＢ
）アルゴリズムを用いた場合における自動等化量の構
成は例える。この回路における離散フーリエ変換の点数
号をｘ （ｊりとする。（２０２）は受信信号のサンプ
ラ゛であり、このサンプリング間隔がＴ秒未満に設（２
０９）が周波数サンプリングｌ路（２０３）の出力であ
り、ＤＦＴ係数に相当ｊる。１時点におけるに番目のＤ
ＦＴ係数をＸｈ（Ｉ）とすると夫々（２０４）はＸｏ（
１）、 （２０５）はＸＭ（＃、（２０６）はＸｉａ＋
１（Ａ （２０７）はＸｐｔ−ｗ−ｓｕり＋ （２０Ｂ
）はＸＮ−１１１４Ａ（２０９）はＸｓ−，５ｃｌ）
と表わされる。このうち特に（２０６）〜（２０７）は
信号帯域外成分に相当し、このＤＦＴ係数に乗するフィ
ルタ係数は零となりこの成分に対応する回路は省略され
ている。図（２１０）〜（２１３）はサンプラであり、
データシンボルの繰返し周期Ｔ秒ごとにサンプルされる
。但しこの周期ａ（２０２）のサンプラと同じ周期に設
定することもできる。図（２１４）〜（２１７）はフィ
ルタ係数であり、１時点におけるに番目の値をＨμ）と
する。（２３４）はこの自動等化器の出力ｙ（１）であ
る。図（２１８）は参照信号である。ただし、受信信号
はＴ秒未満、例えば７７２秒ごとにサンプルすることに
より得ることができるのに対して、参照信号となるテス
ト信号はＴ秒間−でしか与えられない。よって参照信号
は標本化関数等を用いて波形の内挿（２１９）を行った
後にサンプラ（２２０）によりサンプラ行えるし、ＤＦ
Ｔ係数に展開された後に行うこともできる。内挿を行う
手法は種★あり、例えば電話回線を用いたＱＡＭ方式に
おいては送信波形と同じロールオフ波形を用いて内挿す
ればよい。このようにして得られた参照信号のＤＦＴ係
数にはさらに係数（２２２）〜（２２５）が乗じられ、
各ＤＦＴ係数ごとの参照値ＤＭ（４（２２６）〜（２２
９）が求まるｏ （２２６）＝（２２９）は夫々Ｄｏ（
４゜Ｄｐ（粉、 Ｄｑ（９）、珈−１（社）である。係
数値（２２２）〜−に−ｍ （２２５）ａＷ と表ｔ）さｔ’Ｌ、夫ＡＷ−Ｏ
′ｍ。
ｅｑｕｅｎｔｉａｌ Ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ （８ＥＢ
）アルゴリズムを用いた場合における自動等化量の構
成は例える。この回路における離散フーリエ変換の点数
号をｘ （ｊりとする。（２０２）は受信信号のサンプ
ラ゛であり、このサンプリング間隔がＴ秒未満に設（２
０９）が周波数サンプリングｌ路（２０３）の出力であ
り、ＤＦＴ係数に相当ｊる。１時点におけるに番目のＤ
ＦＴ係数をＸｈ（Ｉ）とすると夫々（２０４）はＸｏ（
１）、 （２０５）はＸＭ（＃、（２０６）はＸｉａ＋
１（Ａ （２０７）はＸｐｔ−ｗ−ｓｕり＋ （２０Ｂ
）はＸＮ−１１１４Ａ（２０９）はＸｓ−，５ｃｌ）
と表わされる。このうち特に（２０６）〜（２０７）は
信号帯域外成分に相当し、このＤＦＴ係数に乗するフィ
ルタ係数は零となりこの成分に対応する回路は省略され
ている。図（２１０）〜（２１３）はサンプラであり、
データシンボルの繰返し周期Ｔ秒ごとにサンプルされる
。但しこの周期ａ（２０２）のサンプラと同じ周期に設
定することもできる。図（２１４）〜（２１７）はフィ
ルタ係数であり、１時点におけるに番目の値をＨμ）と
する。（２３４）はこの自動等化器の出力ｙ（１）であ
る。図（２１８）は参照信号である。ただし、受信信号
はＴ秒未満、例えば７７２秒ごとにサンプルすることに
より得ることができるのに対して、参照信号となるテス
ト信号はＴ秒間−でしか与えられない。よって参照信号
は標本化関数等を用いて波形の内挿（２１９）を行った
後にサンプラ（２２０）によりサンプラ行えるし、ＤＦ
Ｔ係数に展開された後に行うこともできる。内挿を行う
手法は種★あり、例えば電話回線を用いたＱＡＭ方式に
おいては送信波形と同じロールオフ波形を用いて内挿す
ればよい。このようにして得られた参照信号のＤＦＴ係
数にはさらに係数（２２２）〜（２２５）が乗じられ、
各ＤＦＴ係数ごとの参照値ＤＭ（４（２２６）〜（２２
９）が求まるｏ （２２６）＝（２２９）は夫々Ｄｏ（
４゜Ｄｐ（粉、 Ｄｑ（９）、珈−１（社）である。係
数値（２２２）〜−に−ｍ （２２５）ａＷ と表ｔ）さｔ’Ｌ、夫ＡＷ−Ｏ
′ｍ。
ｗ−Ｍ −Ｉｌｌ 、 ｗ−（Ｎ−Ｍ） ”ｍ 、 Ｗ
−（Ｎ−１） ｍ ＴＩ Ｉ ル’。コレハ逆離散フー
リエ変換を行う際の係数値に相当する。
−（Ｎ−１） ｍ ＴＩ Ｉ ル’。コレハ逆離散フー
リエ変換を行う際の係数値に相当する。
但しＷは（１）式により定義される値である。またｍは
トランスバーサル形ダブルサンプリング自動等化器にお
ける参照タップ位置を設定するための値であり、参照さ
れるタップの番号に相当する。図（２３０）〜（２３３
）は各ＤＦ’Ｉ’係数ごとの誤差信号−卯である。
トランスバーサル形ダブルサンプリング自動等化器にお
ける参照タップ位置を設定するための値であり、参照さ
れるタップの番号に相当する。図（２３０）〜（２３３
）は各ＤＦ’Ｉ’係数ごとの誤差信号−卯である。
第２図におけるフィルタ係数Ｈｋ（Ａの修正アルゴリズ
ムは次のように与えられる。
ムは次のように与えられる。
％（ｊ＋１）＝Ｅｉ（１）−Ｔ％Ｅｋ（ＪＱ／ｇ−（２
）Ｙｋ（＃−Ｈｋ（り・Ｘｌ（１）
（３）Ｂｋ（１）＝Ｙμ）−Ｄ Ｋ（ＪＱ
（５）ｇｋ（１）＝ ｇ＠ （
１−ｚ ）＋ ｌ Ｘ５ｃ（１）１２（６）ｋはに＝０
．１．・・・１Ｍ及びＮ−Ｍ、・・・、Ｎ−１ここにｇ
ｋＣＡは１時点までの各ＤＦ’Ｉ’係数における電力の
和であり、加算回数が多くなるとオーバーフローを生じ
る可能性がある。この場合には（６）式のかわりに次式
を用いればこれを防ぐことができる。
）Ｙｋ（＃−Ｈｋ（り・Ｘｌ（１）
（３）Ｂｋ（１）＝Ｙμ）−Ｄ Ｋ（ＪＱ
（５）ｇｋ（１）＝ ｇ＠ （
１−ｚ ）＋ ｌ Ｘ５ｃ（１）１２（６）ｋはに＝０
．１．・・・１Ｍ及びＮ−Ｍ、・・・、Ｎ−１ここにｇ
ｋＣＡは１時点までの各ＤＦ’Ｉ’係数における電力の
和であり、加算回数が多くなるとオーバーフローを生じ
る可能性がある。この場合には（６）式のかわりに次式
を用いればこれを防ぐことができる。
まれだ部分）は予め計算を行っておき、ＲＯＭ（Ｒ＠ａ
ｄ ０ｎｌｙ Ｍ＠ｍｏｒｙ ）等に格納しておくこと
もできる。これｋより実時間における処理を大幅に減ら
すことができる。また受信信号が実数の場合には、第２
図の回路は周波数サンプリングフィルタの性質及びＤＦ
ＴｇＡ数の前半部と後半部が複素共役になるという性質
を用いてさらに簡単な構成となる。
ｄ ０ｎｌｙ Ｍ＠ｍｏｒｙ ）等に格納しておくこと
もできる。これｋより実時間における処理を大幅に減ら
すことができる。また受信信号が実数の場合には、第２
図の回路は周波数サンプリングフィルタの性質及びＤＦ
ＴｇＡ数の前半部と後半部が複素共役になるという性質
を用いてさらに簡単な構成となる。
本発明の方式が用いられるのは自動等化量の初期トレー
ニングにおいてであり、データの伝送が開始される時点
あるいはその直前において等化方式を例えば周波数サン
プリング形ダブルサンプリング自動等化器に切り換える
ことになる。
ニングにおいてであり、データの伝送が開始される時点
あるいはその直前において等化方式を例えば周波数サン
プリング形ダブルサンプリング自動等化器に切り換える
ことになる。
以上のように本発明の方式を用いることによりデータの
シンボルの繰り返し周期より短い間隔でサンプリングさ
れる周波数サンプリング形ダブルサンプリング自動等化
器において大幅に初期トレーニングに要する時間を短縮
できる。しかも本方式は演算回数が少なくかつ安定に動
作する回路構成方式である。
シンボルの繰り返し周期より短い間隔でサンプリングさ
れる周波数サンプリング形ダブルサンプリング自動等化
器において大幅に初期トレーニングに要する時間を短縮
できる。しかも本方式は演算回数が少なくかつ安定に動
作する回路構成方式である。
出力係数が・Ｎ個の周波数サンプリング回路の構成例で
ある。これはＳｌｉｄｉｎｇ ＤＰＴ回路とも呼ばれて
いる。
ある。これはＳｌｉｄｉｎｇ ＤＰＴ回路とも呼ばれて
いる。
第２図社本発明の方式において、ＱＡＭ伝送方式におけ
る受信信号が複を数の場合の回路の一実施例である。
る受信信号が複を数の場合の回路の一実施例である。
Claims (2)
- （１）データシンボルの繰り返し周期（１秒）よりも短
い間隔によりサンプリングを行う、リーストスフェア法
を用いた周波数サンプリング形自動等化器。 - （２） ４Ｉ許請求の範囲第１項記載のリースドスク
エア法を用いた周波数サンプリング形自動等化器
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18622481A JPS5888915A (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 周波数サンプリング形自動等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18622481A JPS5888915A (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 周波数サンプリング形自動等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5888915A true JPS5888915A (ja) | 1983-05-27 |
| JPH0230609B2 JPH0230609B2 (ja) | 1990-07-09 |
Family
ID=16184528
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18622481A Granted JPS5888915A (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 周波数サンプリング形自動等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5888915A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7606592B2 (en) | 2005-09-19 | 2009-10-20 | Becker Charles D | Waveguide-based wireless distribution system and method of operation |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5325335A (en) * | 1976-07-19 | 1978-03-09 | Xerox Corp | Method of equalizing fourier conversion component frequency region or the like and device therefor |
| JPS5383550A (en) * | 1976-12-28 | 1978-07-24 | Xerox Corp | Method of and device for equalizing frequency region |
-
1981
- 1981-11-20 JP JP18622481A patent/JPS5888915A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5325335A (en) * | 1976-07-19 | 1978-03-09 | Xerox Corp | Method of equalizing fourier conversion component frequency region or the like and device therefor |
| JPS5383550A (en) * | 1976-12-28 | 1978-07-24 | Xerox Corp | Method of and device for equalizing frequency region |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0230609B2 (ja) | 1990-07-09 |
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