JPS5866589A - 電動モ−タ制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電動モータ制御方式に関し、特に鋸歯状波の
転極タイミングにより回転を自動制御する電動モータ制
御方式に関するものである。

従来より通信系あるいは情報処理系においては、入出力
機器としてファクシミリ端末、キー４？−ド・プリンタ
等が使用され、これらは精密に設計された構造部分や用
紙の供給機構全台んでいる。これらの機構部分に動力を
供給するためには、電動モータが必要である。

これらの電動モータは、サーボモータとして動作させる
ことによって安定化が行われているが、さらにラグ・リ
ード・フィルタ等を用いれば、ある動作状態に対して最
適な動作が保たれるように自動調整できる。電動モータ
の負荷に対しては多くの変化要求が加えられるとともに
、外部変動に耐えることが要求される。従来は、このよ
うな変動に対して適応する能力を持たせることができな
いため、適用条件が限定されたものとなっているか、あ
るいは余分に大きな規模の構造が要求されている。

本発明の目的は、このような従来の問題を解決するため
、電動モータの回転位相と速度における変動全検出する
ことにより、アダプティブな予測を行って自動制御を行
い、回転動作の安定化全可能とした電動モータ制御方式
を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の電動モータ制御方式
は、回転軸に固定した回転板を、回転中心から周辺まで
の距離が回転角度により鋸歯状波状に変化して、回転角
度３６０°に対し整数倍周期となるように構成し、基準
鋸歯状波の転極タイミングと−Ｆ記回転板による鋸歯状
波の転極タイミングのずれ、および上記両側歯状波の値
のずれにしたがって、アダプティブな予測ｒ（より回転
を自動制御することを特徴としている。

以下、本発明の実施例を、図面により説明する。

第１図は、本発明の実施例を示す電動子〜りの自動制御
部の構成図である。

事務通信用機器等においては各種資料の走査、用紙の繰
り出しのため、また印字動作においてはインパクト機構
および回転機構に対して駆動力を伝達するため、それぞ
れモータか必要である。モータの回転むらをなくすため
に、第１図に示すような自動制御機能を備えたフィード
バック・ループを設ける。そして、モータの動作の変動
を検出するために、回転角度の検出を行う。すなわち、
第１図に示すように、ＸＹの方向に一致する回転軸１に
固定した回転板７全設け、その周辺全、回転中心から周
辺までの距離が回転角度によって鋸歯状波状に変化する
ような構造にする。そして、その距離が、回転角度を０
°から３６０°まで変化させる間に、整数倍の周期で変
化するような膨軟にする。同転板７の一方の側には、回
転軸１の中心より放射方向に直線上に分布した光源５か
、また他方の側には、回転板７によって遮蔽されなかっ
た部分光を受ける受光器６が、それぞれ設けられる。

回転板７は、電動モータの回転子２の回転力を回転軸１
によって伝達され、ＸＹを軸として回転するが、光電変
換系５．６は静止状態に固定されており、受光器６の出
力はＡＤ倹換器８によってディジタル信号に変換される
。このＡＤ変換器８の出力、つまり鋸歯状波をサンプル
値データ系９に入力することにより、サンプル値データ
系９は演算によって作成される鋸歯状の基準波とこの入
力波を比較する。電動モータの回転子２は、モータの電
機子コイル３との相互作用によって回転力を得るが、コ
イル３の効果に重畳する効果全有する補助コイル４によ
ってＬ記回転力は制御される。

この制佃１力は、サンプル値データ系９の出力により作
成される。すなわち、サンプル値データ系９では、その
処理結果をＴＩＡ変換器によりアナログ値に変換するこ
とにより補助コイル４０制御信号を作成する。寸だ、サ
ンプル値データ系９４マ電圧制御発振器１１からクロッ
クを受口で動作するが、電圧制御発振器１１０制御電圧
は電動モータ全同期モータとして使用するｒ５合に必要
となる。例えば、ファクシミリ受信機の場合には、送信
側からの信号よりビット・タイミング・クリック１５を
抽出し、比較器１０で電圧制御発振器１１からのビット
・クロックと比較した結果、制御誤芦電圧１２を電圧制
御発振器１１にフィードバックする。

次に、第１図の叩ンプル値データ系における処理金、理
論的に説明する。

一般に、機器に印加される変動には、狛褐変動のように
、機器を流通する信号成分あるいは物の運動量に対して
乗算される形で加えられるものと、物理的な衝撃あるい
は電気的な雑音のように加算される形で加えられるもの
とがある。従来の自動制御方式では、前者に対する追従
特性を良くすると後者の影響全増大させる性質があるの
で、このようなトレードオフ関係を除外しない限り、自
動制御のためのフィードバック・ループの設計が無ｔに
なることが多い。

そこで、牛ず上記のトレードオフ関係を明確にした上で
、乗算変動への追従特性全向上させる方法について説明
する。

自動制御は、サンプリング周期Ｔのサンプル値データ系
により行われるものとする。

いま、制御誤差１ｘ（ｃＴ）で表す。ここで、ｋはサン
プリング番号である。また、α（ｋＴ）を乗算変動、ｅ
　（ｋＴ）　ｆ自動制御のフィードバック・ループの出
力信号とすると、第１図の自動制御ループとなり、次式
が成立する。

ｘ　（ｋＴ）　＝ａ　（ｋＴ）　−＃　（ｋＴ）　　　
　・・・・（１）ｘ（ｋＴ）ｆフィードバック・ループ
の入力信号とすると、この信号は制御点における処理位
相からみて少くとも処理による１サンプリング周期分の
遅れがあることになり、さらに処理全高速化するために
ｎ重のオーバラップ処理を行うときにけｎサンプリング
の遅れがあることになる。このときの入力信号は下記の
ようｒｔｃ示ず必要がある。

ｘ　（（ｋ−Ｎ）　Ｔ）　、　　（Ｎ　ｗｎ＋１）上記
信号は、動特性を確保するためのフィルタと、そわらの
フィルタとオーバラップ処理による遅れを補償するため
の予測フィルタを通過するものとする。上記信号の伝送
ｒ（よる応答としてｅ（ｋＴ）が得られるのであるから
、これを時間領域で表現すると次のようになる。

・ｘ（（−−、）　Ｔ）　　　　　　　　・・・・（２
）両辺のＺ変換をとることにより、次式となる。

θ（Ｚ）−Ｇ。（ｚ）・Ｇ、（Ｚ）−Ｚ−’−！（Ｚ）
　　　　−−−・（３＞ここで、Ｇｏ（ｎＴ）は時間領
域で表した関数であり、Ｇ　Ｎ（ｎ　Ｔ）は予測フィル
タを通る場合の関数である。

このような自動制御回路における閉ループ伝達関数金求
めるためには、上記（１）式の２変換をとつて、上記（
３）式を代入すればよい。すなわち、Ｘ（Ｚ）十Ｚ　　
’　Ｇｏ（Ｚ）ＧＮ（Ｚ）　ｘ　（ｚ）　＝　ａ　（ｚ
）ここで、Ｉ（ｋＴ）の測定をどのように行うかが問題
となる。これは、それぞれの場合に応じて異なる値全と
るもので、次式で与えられる。

Ｇ（ｚ）＝　ｚ　’　−ＧＭ（ｚ）　−Ｇｏ（ｚ）　　
　　・・・−（４）上記（４）式は、公知の閉ループ伝
達関数であって、不安定の原因はＧ　（ｚ）に含まれて
いる２−１の項と、Ｇｏ（ｚ）に含まれる遅延量である
。２−ゞは、２平面に画かれる根軌跡の漸近線がＮ本に
増加し、不安定領域７走る根軌跡が多くなることを意味
し、またＧ。（ｚ）に含まれる遅延量は漸近線の足を不
安定領域へ移動させる。

いま、オーバラップ処理による遅れを補償する方法を与
えるため、ＧＮ（”）ｔ−サンプリング周期Ｔの整数倍
の予測を行う処理の伝達関数であるとする。

上記（２）式において、Ｎ＝１の場合における予測モデ
ルを考える。１サンプル先の予測値を７’（ｓＢ）とし
、先ずこの近似値を求めると、次のようになる。

ｘ　（ｃＴ）＝　２　ｘ　（ｋＴ）　−ｘ　（（ｈ−１
）　Ｔ）同じようにして、予測誤差”；（ｉｃＴ）も予
測てきるから、ｘ（ｋＴ）ｉ補正した値として、次のよ
うになる。

Ｔ　（ｋＴ）＝ｒ（ｃＴ）−７（ｋＴ）ここで７（ｋＴ
）は、予測誤差−（ｋＴ）の１サンプリング先の予測値
であって、次式で与えられる。

７　（ｋＴ）　−２ｔ　（ｋＴ）　−ｇ　（（ｋ−１）
　Ｔ）ここで、予測誤差ε（ｋＴ）は次式で与えられる
。

ｇ　（ｋＴ）　＝ｘ　（（ｃ−１）　Ｔ）　−ｘ　（ｋ
Ｔ）上記４つの式から−（ｋＴ）と工（ｋＴ）と全消去
することにより、次式が導かれる。

７　（ｋＴ）　＝２　（２ｘ　（ｋＴ）　−ｘ　（（ｌ
ｃ−１）　Ｔ）　）−（２’１（（ｋ−１）　Ｔ）−？
（（ｋ−２＞　Ｔ））この動作を予測サンプル数だけス
キップすることにより、スキップ数だけのステップをも
つ予測値を得ることができる。すなわち１サンプリング
先の予測誤差は次式となる。

’；、　（ｋＴ）　−２（２Ｘ　（ｉｃＴ）　−ｘ　（
（ｋ−１）　Ｔ）　）−（２１Ｃ（（ｋ−１）　Ｔ）−
ｘ　（（ｋ−２ｔ）　Ｔ））・・・・（４−２） また、Ｇ　Ｍ（ｚ）は、スキップ数が１の場合の予測子
の伝達関数Ｇよ（、）から次の式によって求められる。

Ｇｙ（ｚ）　＝　（）１　（ＺＭ）　　　　　　　　　
　−・−・−（５）そして、Ｇ工（−）は前述のスキッ
プＷ１１の予測動作式を２変換することによって得られ
るので、次のようになる。

同じようにして、Ｇ　Ｍ　（Ｚ）は次のようになる。

したがって、上記（６）式から次の式が導かれる。

上記（７）式では、前記（４）式にみられるような２−
１項がないため、遅延の主効果が消去されるように思わ
れる。しかし、上記（７）式右辺第１項の分母の次数が
Ｎであるから、次の近似式によりこの次数が殆んど−Ｎ
と同じ効果しかないことが明らかとなる。すなわち、 ・・・・（８） に変形することにより、ｚ−１の範囲では殆んど１に等
しいことがわかる。しかし、この項は予測による補償に
限界を与える要因となる。

乗算変動への追従性を調べるには、ｘ（−）の逆変換の
特性全次式により調べる必要がある。

ここで、上記積分記号は、被積分項の特異点をその内部
に包含する任意の閉曲線Ｃを積分路とすることを表す。

この式において、α（ｋＴ）がｋ　に関して正弦波状に
変化する場合について考えればよい。α（ｋＴ）の２変
換全とると次のようになる。

ａｌ） ここで、φけ正弦波振動の振幅である。

したがって、上記（８−２）　（Ｆｌ−ｓ）　　式より
次式が・・・（９） 上記（９）式において、過渡応答の部分を省略し、定常
的な応答にのみ注目すると、留数の定理から次のように
なる。

ここで ｐ”Ｅ　１　／　（１＋Ｇ　（ｅ　”Ｔ））　　　　　
　・・−（１１）とおくと、こねは入力変動振幅に対す
る残留分の比を表すもので、位相変動の抑圧係数と呼ば
れるものである。

ここで、前記（４）式の００（ｚ）の望ましい形を見出
すために、前記（８）式に示す返信式を用いると、ρは
次のように表される。

ρ、−１／（１＋００（ｅｊｕＴ））・・・・（１シ）
（ｌ功 上記（１２）式から云えることは、 （、ｊ″Ｔ　、＞ｍ≦　０．０１ の範囲にあるω、すなわちこの範囲の乗算性変動に対し
ては、Ｎ＝７程度でも、ρ１　さえ小さければ残留変動
を十分小さく抑えることができること全意味する。

Ｇｏ（ｚ）に対しては、自動制御ループの帯域１狭くし
、ループ内の雑音全除去する形が考えられる。

その代表的な例として、ラグ・フィルタと呼ばれるもの
があり、この形全拡張すれば次式で表すことができる。

これは、１サンプリング時間だけ過去の出力信号？７１
倍した信号を入力信号から差引きａｌ　倍して出力とす
るフィルタを、ｎ個タンデム接続したものである。

上記（１３）式において、α１β１＝１とおくことによ
り、次式で表すことができる。

Ｋｚ” Ｇｏ（Ｚ）＝　−一一丁（Ｋ＝　−Ｈα１）　・・・・
（１４）（−−１）ｉ冨１ このとき１ρ１　はｅｊ″＋Ｔ→１となる範囲において
、はぼ（ｅｊａｌＴ−１）”にしたがって小さくなる。

これｒ（よって、残留変動を小さくする余裕を作ること
ができる。この余裕で上記Ｋｆ小さくすれば、外部変動
、および電気的な雑音に対する正常動作マージンの劣化
を防止できる。

乗算性の変動に対しては、上述のように複数タンデム・
ラグ・フィルタの効果が考えられる。しかし、このよう
な変動に対しては変動の大きさのみならず、遅延が伴う
。そしてこの遅延は、負荷の変動に伴って変化する。定
常的な遅延の場合には、オーバラップ処理による遅延補
償に類似した方法によって補正可能であるが、変動が伴
う場合にはこの補償はアダプティブ（適応性）なものに
する必要がある。

この補償に用いる調整動作式を作るため、サンプリング
点全１個スキップすることによる動作式（前記（４−２
）式）を使用する。

ｘｌ（ｋＴ）　−２（２ｘ　（ｃＴ）　−ｘ　（（ｋ−
ｔ）　、Ｔ）−（２ｘ　＜　（ｃ−ｔ）　Ｔ）　−’；
　＜　（ｋ−２１＞　Ｔ）　＞・・・・（１５） アダプティブな動作式にするには、先ずスキップ数１の
異なる予測値の線形結合全作る。

上記（１６）式を用いてアダプティブな調整全行い、負
荷の変化に適応して適正化することが可能である。この
場合、適正状態からのずれを評価するための関数が必要
である。

このために、制御誤差Ｉ（ｋＴ）から作った上記（１６
）式の２乗平均が０になる状態が望ましいので、この方
向にａ、の差分を行うのが通常自動等化等で用いられる
方法であるか、この方法ではａｌ　が０になる可能性が
ある。したがって、逆に制御誤差ｘ（ｋＴ）の２乗平均
が０となる方向にａｌ　に差分全行う。すなわち、次式
の処理が可能か否かをα５） このためには、ｘｏ　　とＩの関係全明確にする必要が
生じ、−ｃｏ　を入力、！全出力とする制御ループの一
部分全状態方程式により表す。つまり、制御対象となる
糸への入力が！。であり、この入力により補償された結
果、残された制御誤差がＩとなる。この制御対象には、
機構部の物理構造、可動部分、これらに動力を供給する
電動モータ等の駆動源が含まれる。この機構部の状態を
表すには複数個の変数が必要であり、これらを次のベク
トルで表す（→Ｔは行列を示す）。

ｚ　＝（Ｚ、、Ｚ、、！、　　１”　　＊　　）　　　
””（１８）ここで、変数２　が変Ｗｉｚｊ　　の微係
数である場合も含まれる。したがって、Ｄ段の微分方程
式で表される複雑な系でも、このようなベクトルによる
表示が可能である。

また、このような扱い方をするには、系外からの入力、
つまりサンプル値データ系から加えられる糸への入力変
数も上記（１８）式と同じように次の行列式で表すこと
ができる。

ｍ＝〔ｌ０１Ｏ１・・・・　　０〕　・・・・（１９）
α６） また、糸の出力変数も、次の行列式で表すこととする。

Ｙ＝〔ｘ、０．・・・・　０〕　　　・・・・（２０）
このような表し方は、従来、プロセス制御系を計算機に
よって制御するために、系のモデルとして、あるいは系
のシュミレーションとして使用される状態空間法にした
がったものであり、系の状態方程式は次のように表され
る。

乙（ｔ）　−Ａ　（ｔ）　Ｚ　（ｉ）　＋Ｄ　（ｔｌ　
ｍ　（ｔ）マ（１）−省（１）マ（１）十７（１）マ（
１）　　　　・・・・（２１）本発明においては、この
方法を前記（１５）式の伝達関数を与えるラグフィルタ
、前記（１７）式で示す処理に対して適用するものであ
る。

上記（２１）式において、１＋　１．１．　ｔ　６２一
般に行列であって、糸の物理的な構成によって定まる。

これらの時間的な変動は、乗算性変動となってサンプル
値データ系の動作に負荷されるものであり、これに対し
加算性変動は前記（１９）式に示すｍの要素のうち、ｌ
ｏ以外の位置に現れる雑音によるものである。

次に、予測のアダプティブな調整動作式全明確にするた
めｒ：、前記（１７）式におけるθｘ（ｋＴ）／θａ１
　　を測定可能な斧で表す必要がある。前記（２１）。

（１６）式によれば、次のように表される。

ここで、ｍ（ｋＴ）は（２１）式における曾の一要素で
ある。この量が測定可能であれば、最適化処理が明確に
なる。

外部変動と電気的雑音は、前記（１９）式において、０
と書かれている位置に加わることになる。このような変
動に対しては、動作マージン全十分確保しておく必要が
ある。なお、変動が負荷される一般的な場合に対する解
析は複雑となるので、制御残から制御信号ｘｆ検出する
点で負荷されるものとする。このような変動信号に対す
る制御ループの応答特性全評価するため、制御ループ全
開いたときの単位の強さのガウス形の変動による応答の
電力ｊを用いる方法がある。この方法では、変動要因の
影響が制御残１（よって評価することかできる。

ループを開いたとき、制御残音測定する点での変動分散
をσＩとすると、次式が成立する。

＋１２　　　　　　　２ σφ　３ｇ　・　σｙ　　　　　　　　―・Ｈ−（２３
）ここで、σ８　は入力変動の分散である。ループを閉
じたときの制御残の測定点での変動分散σ２は、次式と
なる。

一＝σＮ”（ｉ＋、！１）　　　　　　・・・・（２４
）動作マージンＭは、機構部が誤動作奮起す変動分散’
ｔ、　ｓ″　　とすると、次式で表すことができる。

ｚ Ｍ　＝　１０　　ｌｏｇ　−・”・（２５）、！ したかつて、自動制御ループを作ることによって劣化す
る動作マージン量Ｙは、次のようになる。

、２ Ｙ　＝　１０　ｔｏｓ　（−）　　”−１０ｌｏｇ　（
１十％　）・２ −・・・（２６） ここで開ループ伝達関数Ｇ　（ｚ）によって）全表すと
、次のようになる。

（１９） ・・・・（２７） 上記（２７）式において、Ｇ　（ｚ）はほぼ（１４）式
のＧ。（ｚ）に等しい。これは、主として（８）式にお
いて、Ｎ＝２以下とした場合は、（８）式ははｒｆｌに
等しいことに基づいている。このような条件において、
１区間のラグ・フィルタによる単位量のガウス雑音応答
、２を考え、このような雑音応答特性が１段タンデム接
続されることによる変化を考える。

先ず、前記（１４）式から次式が成立するものとする。

この場合、α１　とｇＴ２の関係全表すと、次のように
なる。

開ループ全体の電力）は、次式で示される。

１段当りの制御定数は、α　＋＝＝　Ｋ１．／’ｎ　で
あるが、これが１より小さいときは、１　≦にど考えら
れ■０） る。

上記（２６）式によれば１，２＝０．０４　　とした場
合、制御動作Ｖこよる劣化は、０．２ｄＢ　以下に抑え
ることができる。このときの残留変動量全前記（１２）
式により求めると、ｎ　＝　４程度であればρ（０，０
２となって十分な追従性が得られる。前記（２７）式の
積分は、ｚ　’＝、　１の範囲により定まるから、Ｎ＞
２でも上記の近似は成立し、十分な追従性が得られる。

制御ループに入る雑音は、動作マージン全劣化させる。

これを防止するには、ラグ・フィルタのかわりに低域通
過フィルタを用いる方法がある。

この場合は、低域通過フィルタによる遅延が生ずること
となるので、前記（Ｌ６Ｌ　（２２）式を用いた遅延補
償音この低域通過フィルタの範囲まで拡張する必要があ
る。この補償によって遅延が補償されていれば、劣化動
作マージン量を求めるため、前記（２７）式において次
の変数変換全行った後、通過帯域にわたり積分して求め
る。

７＝８ｊωＴ この場合には、Ｇをほぼ一定として、１より大きくとる
ことにより、（２７）式は次のように置くことができ、
残留変動率である前記（１１）式が小さくなるようなＧ
の値上選定することができる。

ｇｌｌ　　ＨＴへｆ　　　　　　　　　　　１・・（５
１）第２図、第３図は、第１図に示すサンプル値データ
系の論理構成図である。

第２図および第３図において、レジスタ（Ｔ）１６〜２
２は、サンプリング周期Ｔごとに内容を更新するレジス
タである。これらのうちレジスタ１９は、その出力に鋸
歯状の基準波を発生するもので、この出力と第１図のＡ
Ｄ変換器８で変換されたデータ１５とが加算器４０で比
較される。なお、データ１５は第３図の演算器４９．５
２を通過してデータ１４となり、加算器４０に入力され
、出力として両波の位相差に比例する信号が得られる。

第４図は、第２図の加算器における鋸歯状波の比較動作
説明図である。

いま、第４図（ａ）に示すように、基準鋸歯状波１９と
ＡＤ変換器８に入力する鋸歯状波１４′とに位相ずれが
存在した場合、第４図（ｂ）に示すように、期間ｔ１　
　では位相差に比例１−７た振幅差ｄ１　が出力され、
期間ｔ２　では最大振幅差ｄ、が出力される。

このように、両側歯状波は周期的に極性全変換するため
、両波のうち一方が極性を変えると他方の極性が変わる
すて比較値は大きく変化し、位相差に比例しなくなる。

そこで、これに対処するため、加算器４２．４４を設心
」で、サンプル点ごとに両側歯状波の値の１つ前のサン
プル点の値との差をとる。

これらの芦は、レジスタ１７．１８ｉ介して関数表（Ｒ
ＯＭ）２４．２５をアクセスし、出力に１全読み出す。

１が出力されたことによって、両側歯状波の極性が変換
したこと全判定する。関数表２４から出力された）によ
って、レジスタ２９の内容から１が減算され、また関数
表２５から出力された１によってレジスタ２９の内容に
１が加算される。

加算器４０によって生ずる両側歯状波の比較出力に、基
準波の振幅Ｋをレジスタ２９の内容倍した数を加えるこ
とによって、上記比較値の変化全修正することができる
。

（２３） したがって、加算器４５の出力は両側歯状波の位相差に
比例した信号ｄ０　　である。

第１図のモータの回転子２の回転全制御するためには、
補助巻線４Ｖ：、界磁電流Ｘ。（ｋＴ）を加える。

これは、前記（１９）式のｍの成分となるものである。

さらに、ｘｏ（ｋＴ）は、電動モータに加わる負荷等に
よって変化する制御力の伝送遅延を補償するために、サ
ンプル値データ系９において補償される。

この補償処理の入力１ｘ（ｋＴ）とすると、ｘ（ｋＴ）
は前記（２０）式のｙの成分となる。これは、第２図の
加算器４３の出力信号を、低域通過フィルタ３Ｑで処′
ｇを加えて得られるものであって、このＩ（ｋＴ）に対
して回路３１で補償処理を加えることにより出力にＩ。

（ｋＴ）を僅る。加算器４３の出力信号は、上述のよう
に、鋸歯状波の比較によって作られたもので、低域通過
フィルタ５ｏＫよって雑音による影響を抑圧する処理を
行った後、前記（１５）　。

（１６）および（２２）式の処理を回路３１で行う。こ
の場合、（２２）式全処理するために必要となるｇ（ｋ
Ｔ）は、補助巻線に流れる電流が回転速度に与える影Ｃ
り 響により定まるもので、定数と考えてもよい。

第５図、第６図は、第２図における処理回路（Ｐ）５１
の詳細論理回路図である。

第５図において、ｘ　（ｃＴ）　、　ｘｏ（ｋＴ）およ
びＥ（ｋＴ）等は、前記（＋　５）　＋　（１６）およ
び（２２）式で用いているものと同じである。また、ｉ
＝１．２・・・　Ｌのブロック内の構成は、第６図に示
されている。すなわち、第５同は、スキップ数１なる予
測値Ｉ□（ｋＴ）に対し、１の異なる複数個の予測値の
線形利金出力Ｉ。（ｋ　Ｔ）として求める回路であり、
第６図はｘ　（ｋＴ）　ｋ人力としてｘ　ｉ（ｋ　Ｔ）
を前記（１５）式で求める回路である。

このような制御全行うことにより、電動モータの回転全
安定化することができるが、第１図の鋸歯状波発生器出
力波は動作クロックと位相的な同期音とることができな
い。これは、鋸歯状波の発生からＡＤ変換出力までのア
ナログ信号の部分の調整ずれが累積されることによって
生ずる。位相的な同期がとれれば、動作クロックとモー
タ回転が同期し、電動モータの負荷系においてそれぞれ
の機能における動作マージンをより大きくすることが可
能である。位相同期は、第１図の鋸歯状波の転極のタイ
ミングと、動作クロックで作った鋸歯状波の転極とが一
致することであるが、位相同期全制御するにはこの状態
からのずれによって作成された信号により、第２図の加
算器４３の出力である界磁巻線４への入力信号に変化全
群える必要がある。

辿度的な罰則がとれても、位相的な同期がとれない理由
は、基準鋸歯状波と第１図で発生された鋸歯状波との形
状が一致しないことに起因するのであるから、両側歯状
波の一致が平均的な意味でとれるように自動制御する方
法を考える。

第３図は、第１図のＡＤ変換出力１５と第２図のモータ
の鋸歯状波が入力する点１４との間に挿入される処理回
路全示している。

第３図において、加算器４９は、モータの鋸歯状波のバ
イアスを調整するものであり、また関数表（ＲＯＭ）２
７　　はモータ鋸歯状波の転極点全検出するもので、通
常その出力は０である。

サンプリング周期Ｔ以前の値（レジスタ２ｏの内容）と
現在の値１５を加算器４８で減算し、その差出力によっ
てレジスタ２１の内容で関数表２７がアクセスされたと
き、鋸歯状波の転極点が検出されて、関数表２７から関
数表２６に１′ｆｔ出力する。関数表２８は、関数表２
７の出力によりモータ鋸歯状波の値上そのまま出力する
ものである。

つまり、この表２６は部品回路によればアンド・ゲート
に相当するもので、各アドレスの内容がアドレス値にな
っており、入力アドレス信号の最高桁が１の場合だけア
ドレス値の入ったアドレスを出力し、０の場合のアドレ
スは内容か０になっている。関数表２８の出力は残留値
であって、レジスタ２３に一時ホールドされた後、加算
器４２に加えられる。１１１１算器４９は、ＡＤ変換器
８の出力１５から関数表２８の出力全減算するが、これ
により鋸歯せ波の出発点がＯとなるようにバイアスを変
更する。次に、乗算器５２け、バイアス調整されたモー
タ鋸歯状波の振幅を調整するもので、加算器５ｏｖｃお
いて、関数表２６の出力と１サンｃ２７） プリング周耕以前のレジスタ２２の出力とを比較し、そ
れにより乗３Ｉ器５２の乗算係数を調整する。

関数表２６は、モータ鋸歯状波の転極タイミングのとき
の第２図の加算器４１の出力３２、つまり基準鋸歯状波
の値を入力として、基準鋸歯状波の転極タイミングとモ
ータ鋸歯状波の転極タイミングのずれに比例するＩｔ　
ｔ　ＩＴｉｔ力する艮１数表である。

関数表２６の出力値は、第２図の加算器４３０制御電流
に、上記の両タイミング差を縮少する方向ｒ（増分が発
生するように、乗算器５２によって調整され、関数表２
６の内容には適当に定数が乗算されるものとする。関数
表２６は、関数表２７の出力が０のとき、その出力Ｔｈ
ｏとするように内容が設定されている。

以ト説明したように、本発明によれば、ｖＬ電動モータ
回転位相と速度における変動を検出し、アタフティプナ
予測全行って自動制御するので、モータの回転動作の安
定化全所ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す電動モータの自（２８） 勅制御部の構成図、第２図および第３図は第１図におけ
るサンプル値テータ系の内部論坤崗、第４図は第２図に
おける両値歯状波の極性転換動作タイム・チャート、第
５図および第６図は第２図におけるχ（ｋ　Ｔ）の補償
処理回路の上伸および部分論理図である。 １：回転軸、２：モータ回転子、ｓ：′ｔＬｉＰ子コイ
ル、４：補助コイル、５，６コ光電変挨系、７：回転板
、８：ＡＤ変換器、９：サンプル値゛データ系、１０：
比較器、１１：電圧制御発振器、１２：フィードバック
出力、１３：ビット・タイミング・クロック、１′６〜
２３：レジスタ、２４〜２８：関数表、３０：低域通過
フィルタ、３１：ｘ（ｋＴ）補償処理回路、４０〜５０
：加ν器、５１．５２：乗算器、６１〜６９：ｘｌ（ｋ
Ｔ）発生器、７１〜７９：１サンプリング周期以前の値
を保持するレジスタ、８１〜８３：遅延回路（ＩＴ）。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 回転軸に固定された回転板全、回転中心から周辺までの
   距離が回転角度により鋸歯状波状に変化し、かつ回転角
   度３６０°に対して整数倍周期となるように構成し、該
   回転板による鋸歯状波の転極タイミングと基準鋸歯状波
   の転極タイミングとのずれ、および上記両鍔歯状波の振
   幅値のずれにしたがって、アダプティブな予測により回
   転動作全自動制御すること全特徴とする電動モータ制御
   方式。