JPS58500925A - 自動周波数決定と測定のための適応手法 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 自動周波数決定と測定のための適応手法本発明は信号の選択はれた特性の判定、 特に信号のディジタル符号化されたものの周波数のような特性を゛決定するため の適応手法に関する。

電気的信号によって情報を伝送する種々の手法の内で、変数あるいはパラメータ としである種の周波数制御を用いる方法は多分最も良く使われる方法である５、 例えば、電気通信においては予め割当てられた周波数のトーンは多周波（ＭＦ） 信号、タッチトーンダイヤル、種々のテスト機能、またデータ伝送に用いられて いる。これらの目的のためには種々の形式のアナログフィルタとディジタルフィ ルタが工夫はれている。しかし、電気通信事業における多数の応用をまかなうた めには、現在利用できる装置のコストと複雑きには、さらに望ましい何かがある 。ζらに検討を要するのは伝送途中の信号に付随する種々の形態での雑音の問題 がある。

現在捷ではアナログ装置をそのｉｔ置換するものとして、あるいは離散フーリエ 変換（ＤＦＴ）あるいは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のような変換プロセスを用 いる方向で、ディジタルフィルタの応用が大幅に進歩して来た。直接置換の方法 はディジタルフィルタのプロセスの本質的な利点を全く無視したものである。変 換プロセスめに必要な速度を実現するに、は一般に複雑な専用ハードウェアを必 要とするため高価なものとなる。

例えばディジタル音声内挿のような伝送媒体の帯域を節約しようとする最近の技 術ではディジタル信号を音声、データあるいはトーンを高速且つ正確に類別し、 類別の目的に適切な詳細を再現するために、ζらに色々な要求が生じている。信 号の単一または複数の周波数を決定することは、信号分類技術の重要な分野であ る。有限インパルス応答（ＦＩＲ）および無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィル 、夕の良く知られた形態で実現するのに適したこれらの様々な応用の基本的で融 通性のある方法を確立することは極めて望ましいことである。

発明の要約 広く言えば、本発明は利用できる周波数情報を提供するのに便利な方法で信号相 関を利用した適応手法である。

この手法の実現上の特徴は音声を発生するための計算の効率の高をと特に集積回 路を用いた応用の経済性である。

適応手法には入力信号のディジタル符号化はれたサンプルとして与えられる信号 成分の周波数を決定することができる装置と方法を含んでいる。この手法は新ら しい信号値を予測するために入力信号の少くとも二つのサンプルから誘導はれた 値の適応的に重み付けされた組合せを利用する。予測値と実際の値の差が誤差と なる。与えられた周波数に関連した変数が発生はれ、誘導された値の一方の符号 と誤差を用いて保持きれる。この変数が新らしい値の予測値を形成するときに誘 導でれた値を重み付けする係数として用いられる。適応によって、信号成分の周 波数に収束すれば、この装置はノツチフィルタとして動作し、周波数を示すため に変数を用いることができる。

本発明の他の特徴に従えば、その一実施例は有限インパルス応答フィルタとして 分類される。他の実施例は一一種の無限インパルス応答フィルタとなる。ばらに 他の実だ値が実施例を変更することなく、フィルタの分類を決定する。

本発明の他の特徴に従えば、本発明の原理は多重周波数適応フィルタを提供する のに利用でれる。二つの適応フィルタを縦続に接続することによって、各フィル タを同時に適応する装置が提供きれる。各フィルタは入力信号に存在する可能性 のある二つの周波数の一方に適応する。入力信号の三つの異なる周波数成分を取 扱かうには三つの適応フィルタが縦続に接続きれる。これらの二つの装置におい て、各適応フィルタがその特定の信号成分について機能できるように位相推移が 利用ばれる。

本発明とその種々の特徴、目的および利点は図面を参照した以下の詳細な説明を 参照することによって、より完全により良く理解きれるものである。

第１図は入力信号の犬きはと予測誤差を関連付けるマツプ； 第２図は本発明の実施例の基本の図； 第３図は本発明の原理のフィードフォワードすなわちＦＩＲの図示の実施例の図 ： 第４図は本発明の再帰的すなわちＩＩＲの実施例の図；第５図は本発明の特定の 融通性の高い実施例の図；第６図は説明きれる適応手法を用いた全体の手続きの フローチャート： 第７図は基本適応フィルタ手法のフローチャート；第８図は説明される適応フィ ルタ手法を用いて得られる一群のフィルタ特性； 第９図は２周波数フィルタに本発明の手法を適用した図： 第１０図は三つの異なる周波数を適応的にＦ波する応用を示す図である。

詳細な説明 図示の実施例の発明的特徴について詳細に述べる前に、その原理である正弦波信 号の解析的特徴に関する理論的背景について述べておくことにする。

純正弦波の周期的サンプリングによって発生はれるデータは高い相関性を有して いる。このような信号は次式のように表わされる。

ｙ　（ｎＴ）　＝ｙ　（ｎ）＝Ａ　ｓｉｎ　（ωｇｎＴ十〇）＋γ（ｎ）：θ≦ ωＯ＜　−（１）ここでＡ、Ｔ、　θは任意定数であり、γ（ｎ）はｙ（ｎ）の 相関のない（雑音）成分である（符号化雑音を含む）。

しばらくの間γ（ｎ）をＯであると仮定すると、サンプルはれた正弦波の式はｙ （ｎ）の一義的な最低次（２次）の差分方程式で次のように与えられる。

ｙ（ｎ）−２Ｂｙ（ｎ−１）−ｙ（ｎ−２）　（２ａ）ここで Ｂ　＝　ａｓ　（Ｃｏ　Ｔ　）　、　（２ｂ）ω０＝２π（入力周波数） Ｔ＝サンプリングの間の時間間隔 ｙ（ｎ）＝正弦波のｎ番目のサンプル 入力周波数の測度であるＢは、有界であり、ωの許容された範囲の中では一義的 であることに注意されたい。特に が成立する。もし雑音を無視し、精度が有限であること、ｙ（ｎ−１）が０にな る可能性を無視すれば、Ｂは単一の計算で決定できる。

残念なことにＢの有用な推定値を得るためには、雑音、有限精度その他の配慮が 必要である。もしＢをＢの推定値とすればこれは、 Ｂ＝Ｂ＋ＥＲＲＯＲ（ｇ）＝ｃｏｓ　（ＧＩＴ）　（４）で与えられる。ここで ωはω０　の周波数の推定値である。

百を使用すれば、ｙ（ｎ）の推定値？（ｎ）は次のようになる。

９（ｎ）−２Ｂｙ　（ｎ−１）−ｙ　（ｎ−２）　（５）適応手法によれば、ｙ （ｎ−１）とｙ（ｎ−２）という二つの前置サンプルを与えれば、ｆ＝ｃｏｓ（ ωＴ）の仮定した値を式（２ａ）に入れて、次のサンプルの推定値？がめられる ことを前提とする。ここでωは再び式（５）のω０の周波数推定値である。次に 誤差信号ε（ｎ）は式（３）によって定義される実際の入来サンプルと式（５） によって与えられる推定値の間の差として次式で定義できる。

ε（ｎ）＝ｙ（ｎ）−９（ｎ）＝＝２ＥＲＲＯＲ（ｆ）ｙ（ｎ−１）（ｅ）式（ ６）はＥＲＲＯＲ（官）を定義するように整理でき、再び理想的な条件ではＢの 単一の修正でＥＲＲＯＲ（Ｂ）をＯに減少することができる。入力に雑音があり 、精度が有限である。

ような実際の応用では、同一の計算でＥＲＲＯＲＣ官）の推定値が与えられる。

もし修正を上手に行々えば、この雑音のある推定値でもＢを収束σせるのに適切 である。一般にＢの修正値は ｃ’５＝ａ　（−ＥＲＲＯＲ（Ｂ））；ｃｔ＜１　（７）となる。

Ｂの誤差のある測度を最小化する収束アルゴリズムの種々の周知の手法を使えば 、もつと基本的な手法を用いるのに比べて大幅に複雑さを軽減した実現方法が可 能である。

基本的な収束アルゴリズムの例として、ε（ｎ）とＢに関する９の偏微分によっ て定義される信号の符号の積を考えよう。Ｂの修正値は次式の形をとる。

またε（ｎ）に関して同相の信号を定義する。各々の入力サンプルあるいは符号 グループの後で、修正はれたＢはＢ（ｎ）＝Ｂ（ｎ−１）＋Ｃｙ（ｎ）　（９） となる。最低次の推定とＯ平均雑音の場合の推定てれた値は Ｃ，−（ｎ）＝２ＥＲＲＯＲ（Ｂ）　ｙ　（ｎ−１）−迭Ａ（Ｂ−官）α　ＯＱ Ｂ　π　Ｈ の期待値は ぶ＝−一　大−−−ｋ　Ａ Ｂ　（ｎ）−Ｂ（ｎ＋１）＋２　（Ｂ−Ｂ（ｎ−１）　）　ＱＵである。

この式において、式０］ＪはＹ　（ｎ　）のディジタル的な指数マツプ過去平均 ＥＭＰであることがわかる。ＥＭＰ平均は、主な興味がプロセスの最近の過去に あるような制御あるいは検出の応用では特に重要であり、例えば、ＩＲＥ　Ｔｒ ａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏ１誌第ＡＣ− ５巻（１９６０年１月号）頁１１−１７に詳細に述べである。弐〇〇から、？（ ｎ）は指数的に（バイアスなしで）次の時定数でＢに近付く αが減少すると、（ｋは増大し）、修正項はより多くのサンプルについて実効的 に平均化でれ；収束はゆるやかになり、収束したＢの雑音は小でくなる。収束の 速度はｋによって制御づれる。にの値が小であれば、収束は比較的早いが、最終 値は雑音を含んでいる。入力信号レベルに関してα　を正規化すれば、収束の速 度を入カレベルとは独立にできる。

上述した収束アルゴリズムの直接の実現のためには、乗算と除算が必要であり、 これによってハードウェアの複雑σは大幅に増大する。以下に述べる簡易化きれ た方法ではいずれの演算も必要にはならない。

修正アルゴリズムは次のように簡単化される：ＣＢは適切な符号を持つ単一の固 定修正の太き８である。このような修正の太き芒はＢの所要の精度によって制限 きれる。精度の要求が高く、初期誤差が大きいときには、収束時間も長くなる。

もし速度が要求きれれば、少くとも初期には大きな修正を行なう必要がある。も し高精度が要求はれれば、最終の収束には非常に小をな修正を行なわ々ければな らない。これらの要求を満足する二つの実際的方法は次のようである。

第１の方法ではＢの大きな誤差があれば、ε（ｎ）の太き式は犬きくなるという ことを利用するものである。大きな誤差は、最近の尖頭値１ｙ（ｎ）Ｉを１６（ ｎ）１と比較することによって検出はれる（ｙ（ｎ）の代りに入力信号の他の信 頼できる測度を用いても良い）。誤差が大きいときには正しい官の近くに早く近 付くために大きな修正を行なうことができる。次に、１ε、−（ｎ　）　ｌが小 であるときには、最終の収束を固定したホブな量で継続する。

この手順は第１図に示すようなｒに対する訂正のマ゛ンプを発生するためにいく つかの比較器を使用して実現できる。このアルゴリズムは実効的に先の収束アル ゴリズムを（変数αで）量子化するものであり、第ｎ番目のサンプルについては 通常のように方向を次式きてとするような官の修正を行なう方式となる。

単一の固定した太き芒の修正を行なうことによる効率の低下を防止する第２の方 法は、外部制御の助けを利用する方法である。例えば、大きな入力エネルギーが 検出でれたとき、固定した大きな量を用いた修正によって正しい官の近、くに急 速に近付くことができる。次に続く時間で、“小さい“固定した大きさを使用す る。このプロセスは所望の精度に達するまでくりかえされる。この場合、修正の 大きさは単に時間の関数α（ｎ）である。このアルゴリズムを用いれば、Ｂは常 に収束するように見え、入力が単一の周波数であったことを確認するためには、 信号と誤差の比較のような別の手段を用いなければなら々い。これらの簡単なア ルゴリズムあるいはそれらの組合せを用いることは特にプログラム可能なディジ タル信月処理装置で実現する場合には適切である。

すべての収束アルゴリズムは、同一の方法、すなわち、弐〇３で修正の方向を決 定する。この符号は誤差信号の符号と入力信号を遅延したものの符号に依存して いる。信号対雑音比の良い信号源では、入力サンプルの符号は雑音にはあまり影 響を受けない。ＥＲＲＯＲ（官）が犬であれば、誤差信号もまた大であり、その 符号は相関成分によって決まる。残念なことにＢが正しい値に近付くにつれて、 誤差信号の相関成分は雑音成分より小さくなる。このときには誤差信号の符号は 官の修正値の符号を決定するには非常に信頼のおけないものとなる。

この場合には、修正値は多数のサンプルにわたって、平均化しなければならない 。これは所要の精度を得るのにαを極めて小ζくすることを要求するのと等価に なる。

もし誤差信号は適応フィルタによって発生されることを考えれば、このような− 膜化を定量化することが可能である。

第２図は適当な適応アルゴリズムを持つノツチフィルタを含む適応フィルタの特 定の形態を図示している。ノツチフィルター０の全体は伝達関数ＨＮを持ち、伝 達関数ＨＦ、を持つ推定フィルタと、出力誤差信号すなわち推定値と入力サンプ ルの差εを発生する手段を有する。推定値は ９（ｎ）−ｍＢｘ（ｎ−１）−ｘ（ｎ−２）　α４によって定義はれる。ここで ｍは１と２の間の任意の値をとり、フィルター１の内部で？（ｎ）をによって形 成するのにｘ（ｎ）の過去の値を使用する。他の定数Ｑニ１はフィルタの選択度 に関連し、誤差信号はε（ｎ　）　＝ｙ　（ｎ　）　−９’（ｎ　）　（１４ｂ ）となる。ボックス１３で周波数の推定値Ｂを形成するのに適応アルゴリズムが 用いられる。推定値に対する修正値は二つの項目、方向と太きはとして考えられ る。修正値の方向と符号はｘ（ｎ　１）の符号と誤差信号の符号の排他的ＯＲを とることによって得られる。、大きさは予め選択され、た固定値の短いリストか ら選択σれ、初期には大きい値が用いられ、後では小はい値が用いられて、正確 な収束が行なわれる。

？のこのような定義では、減算器１２の出力で得られる出力誤差信号は ε（ｎ）＝　２ＱＦＪＲＲＯＲ（Ｂ）ｘ（ｎ−１）　Ｑ５となる。ここで、Ｑは 最低次のフィルタと比較したノツチフィルタの尖きを示す測度である。推定フィ ルタはまたｘ（ｎ−１）すなわち収束アルゴリズムによって要求されるＢに関す る↑の偏微分と同相の信号を与えることができる。推定フィルタは推定はれてい る周波数成分を定義するために単一の入力変数Ｂを必要とする。ノツチ周波数変 数ω０の値はｇ＝ａｓ（ωｏＴ）　によって定義はれる。

従って各々の入力サンプルについて１回の乗算が必要になる。以下に説明するフ ィルタはすべてこの形式を持つものと考えて良い。適応アルゴリズムはノツチフ ィルタの出力信号εとｘ（ｎ−１）によって駆動ばれる。

第３図は本発明の基本的フィードバック構成を示す。

入力信号ｙ（ｎ）は信号加算器２１と遅延２２および２３から形成式れる２タツ プの遅延線に与えられる。典型的には符号グループのディジタル形式を持った入 力信号の現在の値が、加算器２１で生じたときに、遅延２２の出力は直前の符号 グループｙ（ｎ−１）を与え、一方遅延２３は遅延２２の出力の直前の符号グル ープＹ（ｎ−２）を与える。遅延２２と２３に関連して乗算器２４があり、これ は変数パラメータに従って遅延２２の出力に重みを与えて加算器２６の入力を生 ずる。

上述した第３図の構成要素は適応フィルタを形成し、これを適切に制御すれば、 入力信号中の意味のある信号エネルギーの周波数成分を減算するように用いられ る。

この機能を実行するために、加算器２６は二つの前の符号グループの重み付けし た組合せにもとづいて現在の符号グループの推定値を与える。加算器２１は予測 された符号グループを実際の符号グルニブと組合せてこれは予測誤差である誤差 信号ε（ｎ）を与える。

誤差信号と遅延２２の出力は修正値発生器２７の入力であり、これは変数パラメ ータを与えるように動作する。

このパラメータは信号成分の周波数に対して予め定められた関係を有している。

適応のプロセスでは、第３図の装置は最大の減衰を与えることによって誤差信号 を減少するように自動的に機能する。

発生器２Ｔの出力はストア３１と加算器３２が組合わ？れて形成はれる累算器２ Ｂに与えられる。ストア３１の出力は乗算器２４の変数パラメータを与える。適 応動作中に、加算器２１の出力は、現在のサンプルの予測値の精度の表示を与え 、一方遅延２２の出力は変数パラメータの修正値の方向、すなわち、符号を示す 同相信号を決定できる。連続的な修正によってこの装置は、入力信号の周波数レ ベルあるいは位相が変化するまでε（ｎ）を本質的に０に減少する。

このとき、周波数表示３６は周波数を正確に表わす出ンリーメモリーであっても 良い。

第４図は本発明の手法を用いた再帰的装置である。入力部の装置では、入力信号 はまず加算器３１によってその予測値あるいは推定値と比較される。しかしなが ら、この場合には推定値は入力信号の二つの前の符号グループからの誘導きれた 値にもとすいている。ここで誤差はスケーラ３２によって１／Ｑ　の係数で重み 付けられる。

スケーラ３２の出力は乗算器３３から加算器３４に与えられる符号は逆であるが 太ききは予測値に等しい信号と組合わされる。加算器３４はフィルタ３８の遅延 ３６および３Ｔを含む２タツプ遅延に与えられる。フィルタ３８への他の、入力 は適応器３９によって発生はれる。

適応器３９は加算器３１の出力と遅延３６からの出力を使って変数パラメータを 発生する。この変数パラメータは遅延３６から誘導でれた値に重み付けし、加算 器４２が予測値を生ずるようにする。第４図の装置が収束すると、適応器３９の 出力は周波数表示４３に与えられ、これは入力信号の中で意味のあるエネルギー を持つ周波数に正確に関連した変数値を発生する。フィードバック信号成分と適 応器３４の出力によってフィルタ３８にはメモリーが与えられることになるから 、この装置は２次の再帰型適応フィルタとして分類しても良い。

第４図の装置の動作特性はスケーラ３２の中のＱの値によって影肴をれろ。例え ば、Ｑの値が小であれば、例えばＱｚ２であれば、収束の速度は速く々るが、一 方Ｑの値が高ければ、例えばＱΣ６であれば、周波数表示４３の出力の精度が良 くなる。この両方の性質を適切に実現できることが望ましく、トーンすなわち周 波数成分が存在すると判定されるものでは低い値のＱを用い、次に周波数を正確 に決定するためにＱの値を比較的大きい値に切り替えることによって、両方の性 質を満足できるようになる。Ｑのこれらの値が２のべき乗であれば、例えばＱ＝ ８とＱ−２であれば、スケーラ３２はゲートあるいは２進シフトを選択すること によって容易に実現できる。従って、実際の構成では第４図の装置は第３図の装 置に比べ、複雑きが若干増大するにすぎない。これは実際の応用では雑音耐力を 高められることが若干の複雑での増大よりずっと重要である。

第５図は第３図あるいは第４図のいずれかの回路を表現することができる回路の 一般形である。この回路の解析的な基礎は次のような種々の解析的関係である。

９６　＝ＭｇｘＨ−Ｘ２　＝ｘ６　（Ｍ皆ｚ　’　−ｚ　”）　：２二Ｍ：４１ αり （至） ｘｏ　はＸｌ−Ｘ（ｎ−１）・・・　であるときにｘ（ｎ）であると定義でれ、 　−１とＺ−２は第５図でＸＩとｘ２を与えるために使用はれる遅延時間である 。

第５図の実際の回路は第４図の回路と本質的に類似しているから、ここでは主に その差に注目して説明する。

第５図において、フィルタ５１は芒らに乗算器５２と５３および加算器５４を含 んでいる。これらの追加の構成要素によって、フィルタ５１は加算器５６および ５７の各々に対して異なるが関連した信号を与える。先の回路の場合と同様に、 加算器５６の信号は信号の履歴（過去の信号値）にもとづいた適応器５８からの 現在の信号の予測すなわち推定値である。フィルタ５１の他の出力は加算器５７ に与えられる関連した信号であって、過去の履歴に対して重みを与えるように作 用する。特に、履歴の期間、相対的重みおよび時間はフィルタにフィードバック はれ、全体の回路に対して雑音耐力を高める手段となる。回路が収束したとき、 周波数表示５９の出力は入力信号の信号成分の周波数を表わす。

ＭとＱの値の適切な選択は回路の動作特性を変化するので、推定フィルタのファ ミリーを表わすことができる。

ＭとＱはそれぞれ乗算器５３の係数と、乗算器６１の係数の逆数である。以下の 表はＭおよびＱについて特定の値あるいは値の範囲を用いて得られる第５図の回 路の種々の形のフィルタの応答を示している。特定の応用での最適動作のために はＭとＱが整数以外の中間の値をとる必要もあるので、ＭとＱは整数には限って いない。しかし、ある種の特定の実現法では、２のべき乗が安価に実現でき、そ れで充分である。

第　１　表 種別　ＭＱ 第３図　ＦＩＲ２１ 第４図　ＩＩＲ２２１ 第７図および第８図　ＩＩＲ１２１ フイルタの構成を変えることによる変形の他に、その収束アルゴリズムにも種々 の方法をとり入れることができろが、可能な実現方法の広い範囲については述べ ない。

ζらに、フィルタのようなこのような範囲での選択は収束アルゴリズムの選別に おける選択に制限を与えるものではない。もちろん、実際の応用においては、あ る種の特定の構成あるいは組合せが適当であり、他の組合せを用いる場合に比べ てよりすぐれた性能を実現する。

第６図はディジタル信号処理を実行することができる汎用計算機で実現するのに 適した適応フィルタの手続きの全体のフローチャートを示している。この手続き を実現するにはディジタル信号処理用のマイクロプロセッサをプログラムしても よい。小型の集積化芒れた装置は非常に望せしいが、このような装置は連続した 信４づ値の間て充分なイ諷号処理能力を持っていなければ々らない。ここでは三 種の異々るシンボルを用いている。長円形のシンボルはプログラムのラベルを表 わし、プログラムの入口の点を表わす。矩形のシンボルは一般に動作ブロックと 呼ばれ、多数の副次的ステップを含む特定の動作ステップの実行を要求する。ダ イアモンド形のシンボルは条件付分岐点あるいは判定ブロックと呼ばれ、それに 続く　゛動作を決定するためのテストを行なう。

フローチャートのはじめで、入出力制御および算術ユニット制御のためにＩＯＣ およびＡＣＵと呼ばれるプログラム機械のレジスタは、それぞれ予期きれる入力 および出力データ形式と、適応を実行するときに丸めを行なうか、打切りを行な うかに合せてセットされる。ブロック７１および７２はこれらの動作を行なう。

ブロック７３においては、すべてのＲＡＭ位置をクリアし、読み／書きのメモリ ーがスクラッチパッドとして利用できるようにする。予期はれる入力周波数の範 囲に従って、適応開始周波数を決定するために、ブロック７４ではＰＲＩＭＥ　 ＢＳＴＡＲＴを行々う。ブロック７６では、出力レジスタは０にセットされて、 スレショルドレベルを越えていないことを示す。

条件付分岐点７γでは、入力レジスタを調べて、新らしいサンプルを表わす符号 ワードが到着しているかどうかを調べる。もしそうでなければ、プロプラムはＷ Ａ　Ｉ　Ｔ　Ｉに戻って、ＲＡＭのＰＲＩＭＥ　ＢＳＴＡＲＴのリフレッシュを 行なう。（使用きわ、ろＲＡＭのタイプによってこのリフレッシュが必要となる が、これは他の実現ては必要ないかもしれない。）このループバック動作は条件 付分岐点７７で新らしいサンプルが到着したことが示でれるまで、繰返はれる。

７８と名付けられたブロックは無条件適応を要求し、その結果としてＢの値を変 化する。これらの２つの動作はそれぞれ第７図に説明はれる内部ブロック７９お よび８１で実行はれる。次のステップはフィルタ７８における条件付分岐点８２ であり、これは入力信号の指数マツプ過去値がスレショルドを越えたかどうかを 判定する。

このテストは容量、抵抗積分器に記載式′れた入力信号の全波整流これた値と等 価なレベルチェックである。電気通信の応用の場合の典型的なスレショルド値は −４０ｄＢｍ。

の程度である。このスレショルドを１回越えると、これは真の入力信号が存在し ていると考えることになり、従って意味のある適応を行なうために手続きを進め てもよいことを示す。をらに、これは適応値をその開始値に保った状態でフィル タの変化の開始を許すことになる。

ブロック８６において、出力レジスタはその最下位のビットを１にセットし、意 味のある入力信号が認識きれたことを示す。フ゛ロック８７において、ループカ ウンタは６３にセットてれ、次にブロック８８に進む。これは６４個の連ＨｃＬ だ入力値に対して適応プロセスが無条件に実行きれるように使用σれる。何個の 入力値に対して無条件の適応を行なうかは設計上の選択であって、各々の応用に 適合するように容易に変化できる。ブロック８８において、ＰＲＩＭＥ　ＢＴＥ ＳＴ　は＆Ｂ表（ＢＴＢＬ）に設定はれる。これによって後のプログラムで使用 きれるべきＢのテスト値の位置のアドレスが与えられる。このとき手続きはＲＯ Ｍ巾の位置がＲＡＭ巾の位置によって指され、手続き巾の後の段階でアクセスは れるようになっている。

入力信号が到着していれば、入力信号の現在の値は入力バッファ（ｉｂｆ）で利 用でき、条件付き分岐点８９で呼び出はれる。もし到着していなければ、それが 到着するまで、プログラムは連続的にＰＲＥＤＡＰＴ　を循環する。

存在すれば、フィルタ９１で適応フィルタルーチンが呼ばれ、これはブロック９ ２で再び第７図のサブルーチンを利用する。適応サイクルの終りで、条件付分岐 点９３はＥＭＰＳ信号のスレショルドをテストするが、これは典型的には４ｍ秒 の時定数を有している。信号が短時間の間消失して元に戻るような場合には、こ れはまたそれをつなげろ機能を有している。従って短い瞬断が生じたときも、全 体のプロセスが新らしく開始しないようになっている。もし瞬断が短かくしなく て、スレショルドを満足しなくなったときには、分岐点９３によってプログラム は動作ブロック７２に戻る。信号が再び現われたときに、全体のプロセスが再開 式ねる。

フィルタ９１が使用び才するたびに、ブロック８７でループカウンタはまたけ減 少３　）１−ろ。そのフィルタ９１において、条件付分岐点９６ではループカウ ントが０であるかどうかのチェックを行なう。もしそうでないなら、次のステッ プはブロック９７であり、ここで、高速の適応が望ましいときには大きな値だけ 増分される。ブロック９８と９９の意味は後述するので、しばらくの間とれは無 視することにする。そうすれば次はブロック１０１である。ブロック１０１の出 力値は入力信号が存在していると見なされることを示すために“１″に保たれる 。

ループカウンタが０になったとき、手続きはブロック１０３に進み、ここでルー プカウント値を入れるレジスタがＯに設定されてから、条件付分岐点′１０２に 進む。

条件付分岐点が動作したときにループカウンタは減少されるので、マイナス１が 発生するのを防止するには、ブロック１０３は０にリセットされることが要求さ れることを了解されるであろう。分岐点１０２のテストでは全波整流された入力 信号の積分値と全波整流された誤差信号の積分値の比が判定される。その値が２ あるいはそれ以上であるということは少くとも６ｄＢの信号対雑音比、すなわち 誤差比を与える。しかし、これは単なる設計上の選択であり、特定の応用におけ る適応性能を配慮して容易に変更することができる。

この特定の手続きでは、ＢＩＧＢ、ＭＩＤＢおよびＳＭＡＬＬＢの値はそれぞれ ０．００８２１．０．００４１０．０、　ＯＯ０４１となっている。２０Ｈｚの 変化が各々のＢＩＧＢの変化に、ｌ０Ｈ７が各々のＨＩ　ｐ　Ｂの変化に、Ｉｎ ２が各々のＳＭＡＬＬＨの変化に対応する。これらは７００　Ｈｚにおける周波 数の変化である。

もしこのテストが満足されなければ、収束のためにはＢの修正がさらに必要とな り、手続きはブロック１１３に進み、ここで手続きの流れがＲＥＧＰＲＩ“ＭＥ 　に戻って、フィルタ９１の動作を再び利用するときに、Ｂの値の調整で中間の ステップを与えるために、中間のＢ　（ＭＩＤＢ）が用いられる。ループバック の間の流れで、動作ブロック１０５を通り、これはＢは周波数情報を得るには適 切でないことを示す出力ワードを生ずる。ＭＩＤＢの調整のこのプロセスは、条 件付分岐点１０２のテストが満足されて、適応が成功したことを示すまで継続し 、この場合は次のブロックは１０４となる。ブロック１０４はＢを細かいステッ プで変化する。次に流れはブロック１０６に進み、ここでＢＬＯＷ値が＆ＴＡＢ ＬＥからとられる。

条件付分岐点１０７においては、フィルタ９１からの増分されたＢの値がＢＬＯ Ｗと比較される。もしこのテストが満足されなければ、これは実際の周波数はテ ストされた周波数の下限以下であることを示し、シーケンスはブロック１０１に 進んで、適切なテスト結果を表示すべきでないことを示す。もし分岐点１０７に おけるテストの結果が肯定的であれば、次は分岐点１０８である。分岐点１０８ においては、Ｂの値が検査され、これもまた＆　ＴＡＢＬＥから得られ、そのア ドレスはＢＬＯＷのアドレスを１だけ増分したものであるＢＨＩＧＨと比較され る。

もしこの条件が満足されると、これはＢの値が上限と下限の周波数の範囲にある ことを示し、従って周波数は許容範囲内にある。従って、ブロック１０９はこの ときその特定の周波数値として出力を表示する。この周波数の出力、すなわちテ スト結果は、実際にブロック１０５によってはじめて表示するように呼び出され る。もしこのテストが満足されなければ、これは実際に適応した周波数が許容で きる周一波数範囲にないことを示す。次にブロック１１１は＆ＢＴＢＬの次に高 い周波数範囲を指し、プロセスはＰＲＥＡＤＡＰＴに戻って、次の入力値を使用 してＢの値をさらに調整することになる。

動作ブロック１１１は＆ＢＴＢＬの上昇順のアドレス位置に対応して上昇する値 を持つ次の周波数範囲にポインタを移動するように動作する。手続きがブロック １１１にまわってくるたびに、Ｂの値はＢＬＯＷとＢＨＩＧＨによって囲まれた 範囲の限界の内側には存在しないことが示されるので、条件付き分岐点１０７と １０８が実行されたとき、次に高い周波数範囲が使用されるのである。最も高い 周波数範囲がチェックされ、これもそれより以前のテストも満足していないこと がわかると、Ｂのどの可能な値よりも大きいＢ’ＴＥＳＴＯ値を使用して、シー ケンスは点８９に戻る。次にシーケンスが点１０７に戻ったときに、これはＲＥ ＧＰＲＩＭＥに戻ってテーブルプロセスを再初期化する。従って、Ｂの収束した 値を許容できろ周波数範囲のひとつと比較する次の試みが行なわれる。

寸だ収束したＢが許容できる周波数範囲にあれば、シーケンスはブロック８８に 戻って、ＢＬＯＷを下限の周波数範囲とする測定プロセスが繰返される。これと 同一のループバックは、収束したＢがＢＬＯＷより下ではないときに、ブロック １０１および１０２全通して使用され、これは収束周波数が下限の′周波数範囲 の一番下よりもさらに下であることを示す。

次に破線のブロックで示したブロック９８および９９について説明する。この手 続きは適応の第１の開始点であるＰＲＩＭＥ　ＢＳＴＡＲＴとＢの動的な調整の ３つの範囲を与えるが、これはＱを動的に調整することはしない。

しかし、ブロック９８および９９の位置はＱの下と上の値をそれぞれ示す論理的 な点を示す。無条件収束の間には（ＢＩＧＢ）、ブロック９８のＱは低い値に設 定されることが急速な収束のために望ましい。Ｂの値の収束に近付いたときに、 Ｑｔ増大して、フィルタの周波数応答をよりするどいものにして、より正確な収 束のために信号対誤差比を改善することができる。

第７図は第６図の二つの点で呼ばれる基本適応フィルタサブルーチンのフローチ ャートである。ブロック１２０においては、入力信号の新らしいサンプル力ｉｂ ｆから得られる。次にブロック１２１で、二つの先行するサンプルからの誘導値 であるＸｌとｘ２に使用して新らしいサンプルの推定値と、周波数に関連した変 数であるＢが発生される。Ｂの値は通常はこのサブルーチンの先のくりかえしの 結果である。推定された値はＲＡＭに記憶される。次にブロック１２２はこれを 新らしい、すなわち現在のサンプルで減算することによって、推定値の誤差εを 決定する。誤差の値もまた記憶される。

動作ブロック１２３では、ブロック１２１と同じ数値を使用して仮の値であるｇ の値がめられる。ブロック１２４はεをＱで割った値にｇの値を加算してＸ。を めるように動作する。Ｘｌ　ｌ！：Ｘ２の新らしい値はそれぞれＸＩ　とＸ６の 値を利用してブロック１２６で得られる。

これらの新らしい値は記憶されて、第７図のサブルーチンを通る次のサイクルで 使用される。次にブロック１２７では、Ｂの前の値が訂正されて、第６図に従っ てプロセスそのものが繰返されるときに、ブロック１２０に従って得られた入力 信号の次に続く値の次の推定値をめるのに使用される。

第８図は典型的なフィルタの周波数応答特性を示している。フィルタの出力は全 体の装置の利得を表わすように正規化されている。Ｑの異る値に対応する三つの 応答特性が図示されている。各々の場合とも、この例のフィルタはｆ。−７００ Ｈｚに収束する。フィルタは周波数ｆｏを中心とするノツチ特性を示し、この周 波数で最大の減衰を与える。音声の符号化された信号は典型的には８ｋＨｚ　の 周波数でサンプルされるので、４ｋＨｚの範囲が示されている。周波数範囲に関 する唯一の制約は、最も良い予測を得るために、次の信号値の到着の前に処理が 完了し２Ｃいるということである。もちろんそれに伴うコストをかけさえすれば 、特殊目的のハードウェアを用いて、大幅に高い処理速度を実現することができ る。

第９図は信号中の多数の周波数をｐ波するために本発明の原理を使用する方法を 示している。この装置では同時に多数の周波数に収束することができる。入力信 号は適応フィルタ１３１に与えられ、これはひとつの周波数信号成分を減衰して 抑圧し、残りの周波数信号成分を通過させる。

フィルタ１３１の出力は適応フィルタ１３２の入力として与えられ、これには、 フィルタ１３１の入力における二つの周波数の内の後の周波数が残される。フィ ルタ１３２は単一の周波数適応フィルタについて前述したのと同一の方法で動作 する。従って、誤差信号と同相信号が適応発生器１３３に与えられ、これがフィ ルタ１３２に与えられた成分の入力周波数に関連した変数官２を与える。フィル タ１３１の同相信号と、フィルタ１３２からの誤差信号は適応発生器１３４に与 えられる。しかし、この場合には、同相信号は移相器１３６によって同相に調整 され、フィルタ１３２からの誤差信号と適切な位相関係を持つ同相信号を生ずる 。従って、発生器１３４はそのときその二つの入力を利用して、残りの周波数と 入力信号とに関連した適応変数を発生する。移相器１３６はフィルタ１３２と同 一の内部回路を有しており、従って、その移相は変数Ｂ２の指示によって適応的 に変化することを注意しておく。適応プロセスが完了したとき、フィルタ１３２ は入力信号の一方の周波数成分を減衰し、一方フィルタ１３１は入力信号の他方 の周波数成分を減衰する。従って、周波数表示１３７はフィルタ１３１と１３２ の二つの収束周波数の出力表示を与える。第９図から明らかにｐ波された出力信 号ε２０もまた利用できる。

第１０図は三つの周波数を同時にｐ波する本発明の概念を示している。・この装 置では、適応フィルタ１４１．１４２および１４３はそれぞれ周波数Ｆ１、Ｆ２ およびＦ３＠（ｐ波する。フィルタ１４３は入カフ信号がフィルタ１４１および １４２を通った後残っている周波数成分に適応する。フィルタ１４３と適応発生 器１４４の動作は第９図のフィルタ１３２と発生器１３３の動作に似ている。

フィルタ１４３からの誤差信号は三つの適応発生器１４４．１４７．１５１のす べてにおけろ適応プロセスに用いられる。フィルタ１４２からのこの同相信号は 移相器１４６によって位相調整されてから適応発生器１４７に与えられる。これ はフィルタ１４２のみならず、移相器１４８をも調整する。フィルタ１４１の同 相信号は２回位相調整される。第１に移相器１４８により、次に移相器１４９に よる。各々の移相器は適応発生器のそれぞれからの同一の変数価によって駆動さ 尤ろ適応フィルタと同一の埠）の内部１「！１路を一有している。これＫよって 、同相イ１．’；：ｌはフィルタ１４３からの誤差イハ号に７１シて適切な位相 関係を持つようになり、フィルタ１４１を調整するためにこれが適応発生器１５ １に与えられることになる。

周波数表示１５２は三つの変数値を使用して、入力信号の三つの周波数成分を表 わす出力を与える。

従って、この装置ではフィルタ１４２と１４３の各々は入力信号に適応し、これ は各々縦続構成の他のフィルタでひとつあるいは両方の干渉周波数が減衰されて いるような信号である。制御信号の場合では、特に、この装置を利用することに よって、各フィルタはあたかも他の周波数とフィルタが存在しないかのように動 作する。第１０図の装置では、周波数出力に加えて、ｐ波された出力ε３０が利 用できる。

以上では任意の周波数を持つが、それが一定値であるとして図示の実施例の説明 を行なった。本発明は変化する周波数の値を追尾する能力を有しており、データ 伝送のような適切な応用に容易に使用することができる。さらに、正弦波周波数 の振幅と位相を測定するために、この適応方法を実施例を容易に応用することが できる。さらに、ここで使用された方法は速度と適応の精度の間の実際的なバラ ンスを表わすものである。

適応フィルタ Ｆ／に、３ ＦＩ６．４ ＦＩ６．９　出力 国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　人力信号の信号成分の周波数を適応的にｐ波する方法において、 ａ　入力信号の現在値と予測値を比較して誤差信号を発生し、 ｂ　過去の信号値から信号成分の周波数と所定の関係を持った変数に徒って誘導 された量から予測値を形成し、Ｃ誘導された信号量の少くともひとつと、誤差信 号を用いて変数を誘導し、誘導は信号成分の相′関ｉ利用して誤゛差信号の大き さを減少するようになっていることを特徴とする適応Ｆ波の方法。 ２　人力信号の信号周波数の振幅においてその成分を選択的に減衰する装置にお いて、 信号ｙ（ｎ）の現在の値を、現在の値の予測値？（ｎ）ｋ比較して、出力信号と して誤差信号ε（ｎ）を発生する比較手段（１２）と、 該出力と接続され、変数−Ｂを受信する入力を有し、過去の信号値を用いて誘導 された値ｘ（ｎ　１）とｘ（ｎ−２）の保持された値を組合せ、保持された値は 変数に従って重み付けられ、予測値を形成するようになった信号処理手段（１１ ）と、 誤差信号と保持された信号値を受信し、周波数と所定の関係を持つ方法で変数を 誘導するようになった適応手段（１３）を持つことを特徴とする選択的減衰装置 。 ３　請求の範囲第２項に記載の装置において、信号処理手段（１１）は１／Ｑ　 なる小数によって出力誤差信号を乗することによって出力誤差信号の一部を選択 する手段（第５図の６１）と、変数と最も最近の保持された信号値ｘ（ｎ−１） の積を係数Ｍによって乗することによつ予測値ｙ（ｎ）を生ずるスケーリング手 段（５３）とを含むことを特徴とする選択的減衰装置。 ４　請求の範囲第３項に記載の装置において、信号値の間の関係は、Ｘｎを次の 保持される信号値ｘ（ｎ−１）、９（ｎ）＝ＭＢｘ（ｎ−１）−Ｘ（ｎ−２）、 Ｍを１と２の間の値をとる連続変数、Ｑ’＆１あるいはそれ以上の範囲をとる連 続変数として の関係によって表わされることを特徴とする選択的減衰装置。 ５　請求の範囲第４項に記載の装置において、Ｍ＝２、Ｑ＝１であるような有限 インパルス応答を特徴とする装置。 ６　請求の範囲第４項に記載の装置において、Ｍ＝２、Ｑ＞１であるような無限 インパルス応答を特徴とする装置。 ７　請求の範囲第４項に記載の装置において、Ｍ＝１．９本１である無限インパ ルス応答を特徴とする特許