JPS584308B2 - マイクロ波ｆｍ送受信装置の局部発振周波数制御特性調整方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は送信周波数のずれを防ぐためにマイクロ波ＦＭ
送受信装置の局部発振周波数制御特性を調整する際に、
この特性の全貌をブラウン管面にて直視しながら調整す
る方法に関するものである。

従来の技術の説明をする前に、局部発振周波数制御の原
理についての概要を、図面を用いて説明する。

第１図は、マイクロ波ＦＭ送受信装置の局部発振周波数
制御に関する部分の系統図の一例であって、１は進行波
管、２は進行波管の信号入力端、３は進行波管の信号出
力端、４は局部発振ループ、５は周波数弁別回路、６１
、６２、６３及び６４は導波管回路、７は局部発振周波
数検波回路、８は第１の局部発振周波数検波器、９は第
２の局部発振周波数検波器、１０は第１の局部発振周波
数検波出力、１１は第２の局部発振周波数検出力、１２
は局部発振周波数制御回路、１３は自動制御「動作」−
「停止」切替スイッチ、１４は自動制御用直流差動増幅
器、１５は局部発振周波数制御電圧出力端子、１６は高
圧整流電源回路、１７は矩形波発振器、１８は昇圧用ト
ランス、１９は出力電圧調整用二次側タップ、２０は整
流器、２１は出力電圧微調整用可変抵抗器、２２は高圧
負側出力端子、２３は高圧正側出力端子、２４は進行波
管ヘリックス電極、２５はチェックメータ、２６はチェ
ックメータ切替器、２１は第１の局部発振周波数検波出
力側接点、２８は第２の局部発振周波数検波出力側接点
である。

この動作は次のとおりである。

今、進行波管のヘリックス電極２４にあるヘリックス電
圧ｖＨが加わわっていると仮定すれば、このヘリックス
電圧ＶＨにより進行波管１の信号入力端子２から信号出
力端３までの電気長が定まり、局部発振ループ４の全電
気長、すなわち、進行波管１、導波管回路６１、周波数
弁別器５及び導波管回路６２の電気長の総和が、波長の
整数倍となる条件を満足するある周波数ｆ１にて発振動
作が行なわれる。

ところで、周波数弁別回路５、導波管回路６３と６４及
び局部発振周波数検出回路７により局部発振周波数を検
出しているが、このヘリックス電圧に対する第１の局部
発振周波数検波出力及び第２の局部発振周波数検波出力
の関係すなわち局部発振周波数制御特性が第２図のよう
な理想的なものであれば、上記の仮定の場合、第２図よ
りヘリックス電圧がＶＨに、局部発振周波数がｆ１に対
応する第１の局部発振周波数検波出力としてＥ１なる電
圧が、第１図の第１の局部発振周波数検波出力１０に現
われ、また、第２の局部発振周波数検波出力としてＥ２
なる電圧が第１図の第２の局部発振周波数検波出力１１
に現われる。

このＥ１及びＥ２なる電圧が局部発振周波制御回路１２
の自動制御「動作」−「停止」切替スイッチ１３を経て
、自動制御用直流差動増幅器１４に加わり、Ｅ１ とＥ
２との差が増幅され、これにより、局部発振周波数制御
電圧出力端子１５の電圧が加減される。

この局部発振周波数制御電圧出力端子１５は、高圧整流
電源回路１６を経て進行波管１のヘリックス電極２４に
接続されており、昇圧用トランス１８の出力電圧調整用
二次側タップ１９または、出力電圧微調整用可変抵抗器
２１を調整しなげれば、高圧整流電源回路１６の出力端
子２２及び２３の間の電圧は一定であるから、局部発振
周波数制御電圧出力端子１５の電圧の変化分はそのまま
ヘワックス電極２４の電圧の変化分となる。

この変化の方向は、第２図において、局部発振周波数が
規定周波数ｆ０に近づく方向、すなわち、ヘリックス電
圧が最適設定値Ｖ０に近づく方向に変化する。

このようにして、ヘリックス電圧が■０となり、局部発
振周波数がｆ０となると、第１の局部発振周波数検波出
力と第２の局部発振周波数検波出力は共にＥ０となり、
その差は零となるので、ヘリックス電圧はその値Ｖ０に
保たれる。

したがって、局部発振周波数を安定に保つことができる
。

以上が、局部発振周波数制御の動作概要である。

午、局部発振周波数制御特性が局部発振周波数検波器８
、９の劣化等によって第３図のようになった場合には、
局部発振周波数はｆ２に移行し、規定周波数ｆ０に対し
て、ｆ２−ｆ０の誤差を生ずることになる。

また、ｆ０に対して左右非対称であるため、ｆ０を中心
として左右の自動制御利得がアンバランスとなっている
ので、この第３図のような特性は好ましくない。

一般に、調整が必要な局部発振周波数制御特性の調整前
においては、第３図に示されるような悪い特性であるこ
とが多い。

したがって、安定な局部発振周波数を得るためには、第
３図のような特性から、第２図のような埋想的な特性に
調整しなげればならない。

さらに検波出力電圧の一方が最大となり他方が最小とな
るヘリックス電圧が最適設定電圧Ｖ０より一定の値以上
異なった値である発振モードであることが必要となる。

以丁に従来の局部発振周波数制御特性の調整方法につい
て、第１図、第２図及び第３図を用いて説明する。

この調整の際には、局部発振周波数制御回路１２の自動
制御「動作」−「停止」切替スイッチ１３を「停止」側
にすることにより自動制御用直流差動増幅器１４の入力
を断としてお匂 従来の調整方法では、進行波管１のヘリックス電圧を随
時、昇圧用トランス１８の出力電圧調整用二次側タップ
１９及び出力電圧微調整用町変抵抗器２１により変化さ
せながら、チェックメータ切替器２６を第１の局部発振
周波数検波出力側接点２１及び第２の局部発振周波数検
波出力側接点２８に切り替えて、１コのチェックメータ
２５により、第１の局部発振周波数検波出力１０及び第
２の局部発振周波数検波出力１１の値を読み取り、所要
の局部発振周波数制御特性が得られるように周波数弁別
回路５ならびに導波管回路６３、６４０中に設けられた
数本のスタブ（立体回路中に挿入されたねじであり、こ
のねじの挿入深度を調整することにより立体回路のイン
ピーダンスを可変できる。

）を調整する方法をとっていた。ところで、この方法で
は一度に読み取れるのはある１点のヘリックス電圧に対
応する第１の局部発振周波数検彼出力か第２の局部発振
周波数検波出力のどちらかのみであった。

したがって、第２図または第３図のような局部発振周波
数制御特性の全貌を即知することができず、各スタブを
調整する際に、そのスタブが特性に及ぼす影響を即知す
ることができなかった。

すなわち、任意のスタブを調整したとき、ある１点のヘ
リックス電圧に対して第１の局部発振周波数検波出力１
０または局部発振周波数検波出力１１が望ましい方向ヘ
移行したとしても、特性の全体として良好になったのか
悪化したのか（発振モードに対する調整をも考慮して）
が即知できないという欠点があった。

また、調整の際にはヘリックス電圧を昇圧用トランス１
８の出力電圧調整用二次側タッブ１９及び出力電圧微調
整用可変抵抗器２１により、何度も変化させなげればな
らず、第２図のような局部発振周波数制御特性の全貌を
確認するためには各電圧値の出力値を測定して全体の様
子を知るようにしなければならないという欠点があった
。

さらに従来の調整法においては局部発振モードを直視で
きないために真の最適設定ヘワックス電圧値が解らない
点と、全体の検波出力波形を一度に測定できない点とが
あるため、最適設定値と思われるヘリックス電圧Ｖ０’
で略々対称の検波出力波形が得られたとしても一定のＶ
Ｃ（現在用いているものにおいては８０Ｖ）以上ずれた
電圧値において一方の検波出力が最大となり、他方の検
波出力が最小となっている保証がなかった。

このためＶ０’の電圧値で略々対称の検波出力波形が得
られるように調整しても検波出力が最大（最小）になる
電圧値がＶ０’よりＶＣ以内しか違っていない場合には
、高圧整流電源回路１６内の出力電圧調整用二次側タッ
プ１９または出力電圧微調整用可変抵抗器２１を調整す
ることによりヘリックス屯圧を再調整した後再びスタブ
でＶＣ以上になるように調整しなければならない。

しかし、この調整のために２つの検波出力の交点となる
電圧値がＶ０’からずれることが多い。

その時はまた始めから調整しなおさなければならず、調
整作業がかえって調整をずらしている場合があった。

このように従来の調整法は高度の熟練を積んだ人でなけ
れば調整が不可能であった欠点や多犬な時間を必要とす
る欠点があった。

本発明はこれらの欠点を解決するため、従来は手でヘリ
ックス電圧を変化させていたのに対して、ヘリックス電
圧に交流電圧を重畳することにより自動的にヘワックス
電圧を変化させ、チェックメータで読み取っていた第１
の局部発振周波数検波出力と第２の局部発振周波数検波
出力とを２現象シンクロスコープの垂直軸のそれぞれの
チャンネル入力ヘ加え、さらにシンクロスコープの水平
軸に上記の交流電圧と同位相同波形の交流電圧を加える
ことにより、２現象シンクロスコープのブラウン管面に
所望の局部発振周波数制御特性が描かれるようにし、さ
らに局部発振モードをも直視できるようにしたもので、
以下図面を用いて詳細に説明する。

第４図は本発明の実施例の接続回路図であって、第１図
で示したと同一のものには同一の符号を付して説明を省
略する。

２９は２現象シンクロスコープ、３０は垂直軸ＯＨ−１
入力端子、３１は垂直軸ＣＨ−２入力端子、３２はモー
ド切替スイッチ、３３および３４は外部水平軸入力端子
、３５は調整用アダプター、３６は交流電圧源、３１は
絶縁用トランス、３８はヘリックス電圧掃引振幅調整器
、３９はシンクロスコープ水平軸振幅調整器、４０，４
１はヘリックス電圧掃引用交流電圧出力端子、４２，４
３はシンクロスコープ水平軸用交流電圧出力端子、ｅＡ
はヘリックス電圧掃引用交流電圧、ｅＢはシンクロスコ
ープ水平軸用交流電圧である。

この動作は次のとおりである。

局部発振周波数制御回路１２の局部発振周波数制御電圧
出力端子１５と高圧整流電源回路１６の高圧負側出力端
子２２との間に調整用アダプタ３５のヘリックス電圧掃
引用交流電圧出力端子４０．４１を直列に接続する。

このとき、局部発振周波数制御回路１２の自動制御「動
作」−「停止」切替スイッチ１３を「停止」側にするこ
とにより自動制御用直流差動増幅器１４の入力を断とし
ておけば、局部発振周波数制御電圧出力端子１５の電位
は一定である。

したがって、ヘリックス電極２４には直流電圧にヘリッ
クス電圧掃引用交流電圧が屯畳された電圧が引加される
ことになる。

すなわち、従来の方法において、出力電圧調整用二次側
タッブ１９および出力電圧微調整用可変抵抗器２１を手
動で随時ヘリックス電圧を変化させていたのに対して、
交流電圧により自動的にヘリックス電圧が掃引されるこ
とになる。

この自動的に時々刻々変化するヘリックス電圧に対応し
て第１の局部発振周波数検波出力１０および第２の局部
発振周波数検波出力１１も交流電圧の変化速度で時々刻
々変化する。

これを２現象シンクロスコープ２９の垂直軸ＣＨ−１入
力端子３０および垂直軸ＣＨ−２入力端子３１に加え、
モード切替スイッチ３２を「チョップ」に切替えると、
第１の検波出力１０の電圧および第２の局部発振周波数
検波出力１１の電圧はチョップ周波数で切替えられ垂直
偏向電極に印加される。

一方、調整用アダプタ３５のシンクロスコープ水平軸用
交流電圧出力端子４２，４３と２現象シンクロスコープ
２９の外部水平軸入力端子３３，３４とを接続し、ヘリ
ックス電圧掃引用交流電圧ｅＡと同位相同波形のシンク
ロスコープ水平軸用交流電圧ｅＢを水平軸偏向電極に引
加する。

なお、ヘリックス電圧掃引用交流電圧ｅＡの振幅は、ヘ
ワックス電圧掃引振幅調整器３８により、自由に調整す
ることができる。

また、シンクロスコープ水平軸用交流電圧ｅＢの振幅は
シンクロスコープ水平軸振幅調整器３９により、自由に
調整することができる。

このような動作原理になっているから、その効果として
は、２現象シンクロスコープ２９のブラウン管面に、第
５図のような特性曲線を描かせることができる。

また、２現象シンクロスコープ２９のモード切替スイッ
チ３２を「加算」とし、垂直軸ＣＨ−２を極性反転すれ
ば、ウラウン管の垂直軸偏向電極には（ＣＨ−１入力）
−（ＣＨ−２入力）すなわち、（第２の局部発振周波数
検波出力）＝（第１の局部発振周波数検波出力）の電圧
が加わる。

したがって、２現象シンクロスコープ２９のブラウン管
面に第６図のような（第２の局部発振周波検波出力）−
（第１の局部発振周波数検波出力）の特性曲線を描くこ
とができる。

第７図は本発明に使用する調整用アダプターの回路の一
実施例であって、３７−１及び３７−２は絶縁用トラン
ス、３８はスライダックでなる電圧掃引振幅調整器、３
９はシンクロスコープ水平軸振幅調整器、４０及び４１
はヘリックス電圧掃引用交流電圧出力端子、４２及び４
３はシンクロスコープ水平軸用交流電圧出力端子、４４
は交流電源入力端子、４５は電源スイッチ、４６はヒュ
ーズ、４７は電源パイロット用ネオン管、４８はネオン
管安定用抵抗、４９は掃引時表示用ネオン管、５０はネ
オン管安定用抵抗、５１は直流阻止用コンデンサ、５２
は整流器、５３は平滑用コンデンサ、５４−１及び５４
−２はメータ調整用抵抗、５５は直流電圧計、５６は掃
引「動作」−「停止切替スイッチ、５７は掃引「動作」
側接点、５８は掃引「停止」側接点、５９は切替スイッ
チ開放時保安用抵抗である。

この回路の動作は次のとおりである。

交流電源入力端子４４に交流電源を接続すると、電源ス
イッチ４５及びヒューズ４６を経てヘリックス電圧掃引
振幅調整器３８の−次側に交流電圧が引加される。

ヘリックス電圧掃引振幅調整器３８の二次側の電圧は自
由に調整され、絶縁用トランス３１−１を経て掃引「動
作」−「停止」切替用スイッチ５６の「動作」側接点５
１に接続されている。

この切替スイッチ５６を「動作」側５７に倒すと、ヘリ
ックス掃引用交流屈圧出力端子４０及び４１間に交流電
圧が引加され、同時に、掃引時表示用ネオン管４９が点
灯する。

このときのヘリックス掃引用交流電圧出力端子４０，４
１間の電圧は直流阻止用コンデンサ５１を経て交流分の
みが整流器５２により全波整流され、平滑用コンデンザ
５３により平滑され、メータ調整用抵抗５４１、５４−
２を通して直流電圧計５５に加わる。

この直流電圧計５５の目盛がヘリックス掃引用交流電圧
出力端子４０．４１間の電圧の交流分の振幅値を指示す
るようにメータ調整用抵抗５４−２により調整しておけ
ば、いつでも、ヘリックス掃引用交流電圧の振幅値を直
流電圧計５５により直読できるので便利である。

切替スイッチ５６を「停止」側５８に倒すと、ヘリック
ス掃引用交流電圧出力端子４０及び４１間は短絡されヘ
リックス電圧の掃引はされなくなる。

このとき、掃引時表示用ネオン管４９は消灯する。

一方、交流電源入力端子４４から入った交流電圧は絶縁
用トランス３７−２にも引加され、シンクロスコープ水
平軸掃引調整器３９を通してシンクロスコープ水平軸用
交流電圧出力端子４２及び４３に導かれる。

このシンクロスコープ水平軸用交流電圧出力端子４２，
４３間の電圧はシンクロスコープ水平軸振幅調整器３９
により自由に調整できる。

ヘリックス電圧掃引振幅調整器を可変抵抗器を用いずに
スライダックを用いた理由はシンクロスコープの水平軸
に加える交流電圧に比べて負荷が大きいために、可変抵
抗器を用いるとヘリックス掃引用交流電圧ｅＡとシンク
ロスコープ水平軸用交流電圧ｅＢとの間に位相差が生じ
てしまい、ブラウン管上に希望する波形が得られなくな
ってしまう。

スライダックを用いておればこの点が防げるからである
。

第８図は局部発振モードを直視する接続回路を示す図で
、ヘリックス電圧に交流電圧を重畳させる点、シンクロ
スコープの水平軸入力にヘリックス電圧に加えた交流電
圧と同位相の交流電圧を加える点は第４図に示した局部
発振周波数制御特性の直視観測法と同様であるが、シン
クロスコープの垂直軸には局部発振出力モニタ端子６０
の信号を加える。

第９図は前記したように接続することによってシンクロ
スコープのブラウン管上に得られる局部発振モード波形
である。

この時調整用アダプタ３５の掃引電圧の振幅はＶ１であ
る。

ブラウン管上には最大モード９１を中心として最適設定
電圧値と思われる電圧値Ｖ０’を中心に左右にＶ１の幅
にわたる発振モード波形が示されている。

なお、第９図において、９２および９３のように発振が
停止する電圧値における波形が２本になるのは進行波管
１に存在するヒステリシスによるものである。

ここに、９２は発振の停止点であり、９３は発振の再起
点である。

次に第１０図に示すように調整用アダプタ３５の掃引電
圧を調整し、ブラウン管の輝線の右端と最大モード９１
の高い方の発振停止電圧ＶＡとが一致するようにする（
ヘリックス電圧の最大値（Ｖ０’＋Ｖ１）が高い方の発
信停止電圧ＶＡと一致するようにする。

）。この時の調整用アダプタ３５の掃引電圧値■１は（
ＶＡ−Ｖｏ’）となる。

この値が前記した一定の電圧値ＶＣ （現用においては
８０Ｖ）以上であればＶ０’が最適設定電圧値Ｖ０とな
る。

もし、（ＶＡ−Ｖ０’）の値がＶｃより小さい時には高
圧整流電源回路１６内の出力電圧調整用二次側タップ１
９または出力電圧微調整用町変抵抗器２１を調整して■
Ｃより大きくなるようにする。

本発明の方法を用いる時には先ず、発振モードを直視し
て最適設定電圧Ｖ０を求め、次に検波出力波形を直視し
て調整すると能率よく調整作業がなされる。

以上説明したように、本発明によれば、マイクロ波ＦＭ
送受信装置の局部発振周波数制御特性を短時間で良好な
特性に調整することができる。

すなわち、従来の方法では、局部発振周波数制御特性曲
線の中のある１点しか１度に確かめられなかったのに対
し、特性曲線の全貌を直視できるということは、視野の
次元を高めることであり、導波管回路の中の各スタブを
調整する際、その調整中のスタブが特性全体に及ぼす影
響を即知できるので、技術の熟練度に関係なく、簡単に
良好な局部発振周波数制御特性に調整できるという利点
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はマイクロ波ＦＭ送受信装置の局部発振周波数制
御に関する部分の接続回路図、第２図は理想的な局部発
振周波数制御特性、第３図は未調整の局部発振周波数制
御特性、第４図は本発明の実施例の接続回路図、第５図
及び第６図は局部発振周波数制御特性の一例を示す図、
第７図は本発明に使用する調整用アダプターの回路の一
実施例回路図、第８図は局部発振モードを直視観測する
接続回路図、第９図及び第１０図は局部発振モード波形
を示す図である。 １・・・・・・進行波管、２・・・・一進行波管の信号
入力端、３・・・・・・進行波管の信号出力端、４・・
・・・・局部発振ループ、５・・・・・・周波数弁別回
路、６１、６２、６３及び６４・・・・・・導波管回路
、７・・・・・局部発振周波数検波回路、８・・・・・
・第１の局部発振周波数検波器、９・・・・・・第２の
局部発振周波数検波器、１０・・・・・・第１の局部発
振周波数検波出力、１１・・・・・・第２の局部発振周
波数検波出力、１２・・・・・・局部発振周波数制御回
路、１３・・・・・・自動制御「動作」−「停止」切替
スイッチ、１４・・・・・自動制御用直流差動増幅器、
１５・・・・・・局部発振周波数制御電圧出力端子、１
６・・・・・・高圧整流電源回路、１７・・・・・・矩
形波発振器、１８・・・・・・昇圧用トランス、１９・
・・・・・出力電圧調整用二次側タップ、２０・・・・
・・整流器、２１・・・・・・出力電圧調整用可変抵抗
器、２２・・・・・・高圧負側出力端子、２３・・・・
・・高圧正側出力端子、２４・・・・・・進行波管へリ
ックス電極、２５・・・・・・チェックメータ、２６・
・・・・・チェックメータ切替器、２７・・・・・・第
１の局部発振周波数検波出力側接点、２８・・・・・・
第２の局部発振周波数検波出力側接点、２９・・・・・
・２現象シンクロスコープ、３０・・・・・・垂直軸Ｃ
Ｈ−１入力端子、３１・・・・・・垂直軸ＣＨ−２入力
端子、３２・・・・・・モード切替スイッチ、３３及び
３４・・・・・・外部水平軸入力端子、３５・・・・・
・調整用アダプター、３６・・・・・・交流電圧源、３
７・・・・・・絶縁用トランス、３８・・・・・・ヘリ
ックス電圧掃引振幅調整器、３９・・・・・・シクロス
コープ水平軸振幅調整器、４０，４１・・・・・・ヘリ
ックス電圧掃引用交流電圧出力端子、４２，４３・・・
・・・シンクロスコープ水平軸用交流電圧出力端子、４
４・・・・・・交流電源入力端子、４５・・・・・・電
源スイッチ、４６・・・・・・ヒューズ、４７・・・・
・・電源パイロット用ネオン管、４８・・・・・・ネオ
ン管安定用抵抗、４９・・・・・・掃引時表示用ネオン
管、５０・・・・・・ネオン管安定用抵抗、５１・・・
・・・直流阻止用コンデンサ、５２・・・・・・整流器
、５３・・・・・・平滑用コンデンサ、５４−１、５４
−２・・・・・・メータ調整用抵抗、５５・・・・・・
直流電圧計、５６・・・・・・掃引「動作」−「停止」
切替スイッチ、５７・・・・・・掃引「動作」側接点、
５８・・・・・・掃引「停止」側接点、５９・・・・・
・切替スイッチ開放時保安用抵抗、６０・・・・・・局
部発振モニタ端子、９２・・・・・発振の停止点、９３
・・・・・発振の再起点、ｅＡ・・・・・・ヘリックス
屯圧掃引用交流電圧、ｅＢ・・・・・・シンクロスコー
プ水平軸用交流電圧、Ｖ０・・・・・・最適設定逝圧値
、Ｖ０’・・・・・・最適設定電圧値と思われる電圧値
、ＶＨ・・・・・・ヘリックス電圧、ＶＣ・・・・・・
一定の電圧値、Ｖ１・・・・・掃引電圧値、ＶＡ・・・
・・・最大モードの高い方の発振停止電圧値。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ マイクロ波送受信装置の局部発振回路において進行
   波管のヘリックス電圧に交流電圧を重畳し、局部発振モ
   ニタ端子よりの信号をシンクロスコープの垂直軸入力端
   子に加え、前記ヘリックス電圧に加えた交流電圧と同位
   相の交流電圧をシンクロスコープの水平軸入力端子に加
   え局部発振モードを直視し前記ヘリックス電圧を定めら
   れた帯域内で局部発振周波数の制御に適した値に調整す
   る過程及び前記進行波管のヘリックス電圧に交流電圧を
   重畳し、第１及び第２の局部発振検波出力をそれぞれシ
   ンクロスコープの垂直軸入力端子に加え、前記ヘリック
   ス電圧に重畳した交流電圧と同位相の交流電圧をシンク
   ロスコープの水平軸入力端子に加えて第１及び第２の局
   部発振検波出力の波形を直視し前記局部発振回路中の局
   部発振周波数制御特性調整用の複数のスタブを調整する
   ことにより定められた局部発振周波数において第１及び
   第２の局部発振周波数検波出力が等しくなるとともに定
   められた帯域の両端で該第１及び第２の検波出力が略最
   大又は略最小となり略対称形の局部発振周波数制御特性
   を得る過程よりなることを特徴とするマイクロ波ＦＭ送
   受信装置の局部発振周波数制御特性調整方法。