JPS5831715B2

JPS5831715B2 - 誘導加熱装置

Info

Publication number: JPS5831715B2
Application number: JP54058226A
Authority: JP
Inventors: 光幸木内
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1979-05-11
Filing date: 1979-05-11
Publication date: 1983-07-07
Also published as: JPS55150587A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は誘導加熱装置に関するもので、特に誘導加熱調
理器などの制御回路に関する。

従来、家庭用金属製鋼などを誘導加熱する誘導加熱調理
器の高周波電源として、サイリスクあるいはトランジス
タインバータ装置が用いられていた。

ところが各種材質の金属製鋼により、加熱出力が異なり
、出力を一定にするため（こ、入力電流、あるいは出力
電流を検知して、発振周波数等を変えるフィードバック
システムが必要であった。

しかし、電流を検知する方法は、電流検知手段であるカ
レントトランスフォーマ−（略してＣＴと称す）の価格
が高くなる欠点があり、例えば、入力電流を一定にして
も、入力電圧変化により、加熱出力が変化するなどの欠
点があった。

本発明は、以上の欠点を除き安価でかつ入力電圧変化に
も一定の加熱出力を得ることのできる誘導加熱装置を提
供するものである。

以下図面に従かい本発明の一実施例の説明を行なう。

第１図は本発明による誘導加熱装置の一実施例であり、
第２図は本発明による制御回路の一実施例を示すブロッ
クダイヤグラム、第３図は本発明による誘導加熱装置の
各部波形、第４図は本発明による制御回路の一部具体的
一実施例であり、第５図は本発明の他の一部具体的一実
施例である。

第１図において、低周波交流電源１より、整流回路２に
交流電圧を加えて直流電圧に変換し、直流電源を構成す
る。

整流回路２の直流出力側にインバータ回路３を接続し、
制御回路４により、直流電力を高周波電力に変換する。

インバータ回路３は直流電源ライン間Ｏこ入力コンデン
サ３０を接続し、入力コンデンサ３０の■端子より、誘
導加熱コイル３１と共振用コンデンサ３２の並列接続体
と、ターンオフ可能なパワースイッチング半導体３３を
直列接続し、入力コンデンサ３０と閉ループを構成する
。

パワースイツチング半導体３３と逆並列関係にダイオー
ド３４を接続する。

制御回路４は、直流電波入力端子４０ａ、４０ｂをイン
バータ回路３の直流電源ライン間に接続しＶｃ入力端子
４１の信号に応じてベースドライブ出力端子４２ａ、
４２ｂのドライブ電流を制御する。

第２図に示す制御回路ブロックダイヤグラムを第３図の
各部波形を参照しながら説明する。

Ｖｃ入力端子４１より微分回路４３に、パワースイッチ
ング半導体３１電圧Ｖｃを加え、微分電圧信号ｖｃｄを
検出し、平滑回路４４に信号を加え負荷量検知回路を構
成する。

平滑回路４４は微分電圧信号■ｃｄのピーク値を検出し
、その出力信号は誤差増幅器４５に加えられ、設定信号
との誤差信号を増幅し、ＰＷＭ回路４６に加えられる。

ＰＷＭ回路４６は、Ｖｃ入力端子４１からの電圧信号に
応じて同期発振するランプジェネレータとコンパレータ
よりなる。

Ｖｃ入力端子４１より、トリガ回路４７に信号を加え、
Ｖｃ雷電圧零になると、第３図ｖｔの如きトリガ信号を
波形させる。

第３図■。

は、パワースイッチング半導体３３とダイオード３４よ
りなるパワー半導体ブロック電流であり、Ｖｃ雷電圧零
になると、ダイオード３４が導通し、その時ベース電流
ＩＢが加えられるので、パワースイッチング半導体３３
が導通する。

その電流■。は、直線状に増加し、一定時間後、パワー
スイッチング半導体３３をターンオフすると、電圧Ｖｃ
は正弦波状となる。

第３図Ｖｃは、トリガ信号、Ｖｒはランプ波形でｖｔに
同期した鋸歯状波である。

誤差増幅器４５の出力信号Ｖｓ２Ｖｒを比較し
、パルス幅制御信号Ｖｐを作る。

ＰＷＭ回路４６の出力信号Ｖｐはパルス増幅器４８によ
り増幅され、ドライブ出力端子４２ａ、４２ｂより
、ベース電流±Ｂがパワースイッチング半導体３３に加
えられる。

なお、第３図■。

の破線■σは、無負荷時であり、ダイオードｍ流ｉｄと
パワースイッチング半導体電流ｉｃが、はぼ等しくなる
。

負荷時は実線の如＜ｉｃがｉｄより増加する。

コレクタ電圧Ｖｃも図面に示されてはいないが、負荷・
無負荷時では変化し、その微分信号ｖｃｄは、破線ｖｃ
ｄ′に示す如く変化する。

本発明の基本理論は、共振用コンデンサ３２電流のピー
ク値が、パワー半導体ブロック電流ピーク値とほぼ等し
くなる点に着目し、共振用コンデンサ３２電流を検出す
るために、共振用コンデンサ３２の電圧の微分波形が、
共振用コンデンサ３２の電流にほぼ比例することを利用
するものである。

すなわち、ｄ■／ｄ１−■／ｃとなる。

ここで、■は共振用コンデンサ３２電流、■は電圧、Ｃ
はその容量である。

共振用コンデンサ３２の電圧波形ＶＣと・″ワースイツ
チング半導体電圧Ｖｃは、直流電圧をＥとすると、Ｅ＝
”ｃ＋Ｖｃとなり、ｖｃ−Ｅ−Ｖｃで、微分すると、位
相が反転するだけである。

本発明は、第３図のＶｃ微分波形ｖｃｄの正と負のピー
ク値■０．■２を検出し、そのピーク値を一定に制御す
ることにより、パワー半導体ブロック電流ピーク値を一
定に制御する。

また、Ｖｃｄのピーク値は負荷量に応じて変化し、負荷
量検出して例えば、フォークやスプーンなどの小物負荷
も検知できる。

第４，５図は、本発明の具体的一実施例であり、微分コ
ンデンサ４３０と微分抵抗４３１ａ、４３１ｂによりＶ
ｃの微分信号ｖｃｄを検出する。

微分信号■ｃｄは平滑回路４４のダイオード４４０と第
１の積分回路である第１のコンデンサ４４１．第１の抵
抗４４２の並列回路により、ｖｃｄのピーク値を検出し
、ピーク値はダイオード４４３より第２の積分回路であ
る。

第２のコンデンサ４４４、抵抗４４５の並列回路に加え
られリップル分を減らす。

平滑回路４４の出力信号は誤差増幅器４５を構成するＯ
Ｐアンプ４５０のＩＮＶＥＲＴ入力に入力抵抗４５１ａ
を介して加えられる。

ＯＰＡＭＰ４５０のＩＮＶＥＲＴ入力端子と出力端子
間には、帰還抵抗４５１ｂが接続される。

制御回路の直流電源端子＋Ｖｃｃより抵抗４５２ａ、
４５２ｂを接続し、分電圧により設定信号Ｖ。

を得、Ｎ０Ｎ−ＩＮＶＥＲＴ入力に加えられる。

ＯＰアンプ４５０の出力端子は、リミッタ−回路４５１
に加えられ、パルス幅制御信号Ｖ、の上限・下限を設定
する。

負荷量が増加したり、あるいはインバータ回路の入力直
流電圧が上がるとパワースイッチング半導体電流が増加
し、コレクタ電圧Ｖｃの微分電圧ピーク値■１も増加す
る。

微分電圧ピーク値■、が設定電圧Ｖ。

以上となるとオペアンプ４５０の出力電圧が下がり、パ
ルス幅設定信号Ｖｐのパルス幅ｖｂは狭くなり、パワー
半導体ブロック電流ＩＣが減少し一定値に制御される。

第５図は、平滑回路４４の他の実施例であり、ｖｃｄの
正のピーク値■、と負のピーク値ｖ２の差の電圧を検出
するもので、第４図の実施例よりもより正確な負荷量の
検知が可能となる。

第５図は第４図と同じく微分抵抗４３１ｂより第１のダ
イオード４４０ａにより、正のｖｃｄピーク値■、を検
知して、第１のコンデンサ４４１ａに蓄積する。

第２のダイオード４４０ｂは負のピーク値■２を検出す
るため、第１のダイオード４４０ａのアノードとダイオ
ード４４０ｂのカソードを接続する。

アースとダイオード４４０ｂ間にコンデンサ４４１を接
続し■２を蓄積する。

第１のコンデンサ４４１ａと第２のコンデンサ４４１ｂ
間に抵抗４４２ａ、調整抵抗４４６、抵抗４４２ｂを直
列接続し、■１と■２の差電圧をとり出す。

ダイオード４４３を介して、コンテ゛ンサ４４４、抵抗
４４５の並列回路によりリップル分を減少させる。

第１のコンデンサ４４１ａより、小物検知回路４９に信
号■１を加え、信号■１が所定レベル以下になると、ラ
ッチし、発振禁止回路５０を介してインバータ回路３の
発振を止める。

以上述べた如く、本発明はパワースイッチング半導体、
又は共振用コンデンサ電圧の微分電圧を検知して、パワ
ースイッチング半導体の導通を制御するものである。

第１図に示すインバータ回路において、共振用コンデン
サ３２は、パワースイッチング半導体３３と並列接続し
ても動作は同じである。

また、第５図において、平滑回路４４の出力電圧を、小
物検知回路４９に加えても、小物負荷の検知ができる。

以上述べた如く、本発明は微分電圧によりパワースイッ
チング半導体電流、又は負荷電流に応じた信号を得、負
荷量に応じたパワースイッチング半導体導通パルス幅を
匍脚するもので、鍋材質が変化しても、常に一定出力を
得ることができる。

また、電源電圧変動があっても、常に一定出力を得るこ
とができ、入力電流を一定にするよりも優れている。

また、コンデンサと抵抗により検知回路を構成でき、安
価な負荷量検知回路ができる。

特に誘導加熱調理器においては、日本の家庭では屋内配
線電源容量が限られており、一定電流に制限されるため
に、安全な使用ができる。

また、ソフトスタートと組み合せると、パワースイッチ
ング半導体に過電圧、過電流が加わらず、半導体の信頼
性向上に役立つ。

また小物負荷なども検知でき、低価格で安全装置を構成
できる特長がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における誘導加熱装置の回路
図、第２図は同制御回路のブロックダイヤグラム、第３
図は同周波数変換装置の各部波形図、第４図は同制御回
路の回路図、第５図は本発明の他の実施例の制御回路の
回路図である。１・−・・・・低周波交流電源、２・・・・・・整流回
路、３・・・・・・インバータ回路、４・・・・・・制
御回路、３２・・・・・・共振用コンデンサ、３３・・
・・・・パワースイッチング゛半導体。

Claims

【特許請求の範囲】１直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路と
その制御回路よりなり、前記インバータ回路は誘導加熱
コイルと共振用コンデンサ、前記誘導加熱コイルと直列
接続されたパワースイッチング半導体と逆並列接続ダイ
オードよりなり、前記制御回路は前記共振用コンデンサ
、又は前記パワースイッチング半導体の電圧の微分信号
に応じて前記パワースイッチング半導体の導通を制御す
ることを特徴とする誘導加熱装置。２前記制御回路は、前記微分信号に応じて前記パワー
スイッチング半導体導通パルス幅を制御することを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の誘導加熱装置。３前記制御回路は、前記微分信号に応じて、前記イン
バータ回路の発振を停止させることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の誘導加熱装置。４前記制御回路は、微分回路と、平滑回路よりなる負
荷量検知回路を含み、前記平滑回路は、前記微分回路出
力信号の正のピーク電圧、又は正のピーク電圧と負のピ
ーク電圧の差を検出することを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の誘導加熱装置。