JPS5829911B2 - ビデオ信号処理方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はファクタ□りや文字図形読取装置などに用いら
れるビデオ信号処理方式に関する。

この種の方式では、通常原画の図形や文字を走査して得
られたアナログビデオ信号を黒信号および白信号の２値
（ディジタル）信号に変換しり後、これを受信記録紙に
記録し、あるいは陰極線管で表示している。

アナログビデオ信号を白黒の２値（ディジタル）信号に
変換するには、図形を走査して得られたビデオ信号の瞬
時値Ｃレベル）が黒または白のいずれであるかを判別す
る基準となるスレッシュホルド電圧（以下「しきい値」
と称す）を利用する。

たとえば、比較的暗い紙面を走査する際には、比較的低
いしきい値が用いられ、比較曲間るい紙面では比較的高
いしきい値が用いられる。

アナログビデオ信号の瞬時値がしきい値以上のときは白
信号、しきい値未満のときは黒信号と判断され、このよ
うにして白黒の２値信号に変換されたビデオ信号は記録
または表示のために利用される。

従来、ファクシミリなどにおいて、このようなしきい値
を得るための手段として、尖頭値検出法や積分回路を用
いる方式などがある。

尖頭値検出法は、アナログビデオ信号のたとえば一走査
期間の白ピーク値を検出し、その数＋係程度のレベルの
電圧をしきい値として抵抗やコンデンサ等からなる時定
数回路により保持するものであり、また積分法はアナロ
グビデオ信号を例えば−走査期間などの所定期間に亘り
積分し、その積分値に比例してしきい値のレベルを設定
し保持するものであって、これらの方式は、いずれも検
波整流回路やＣＲ時定数回路を使用している。

尖頭値検出法を用いた方式では、例えば読み取シ走査の
開始から画信号が全黒であるようなビデオ信号の場合、
白ピーク値を検出することができないので、しきい値を
決定することができない。

また、尖頭値検出法や積分法など、ＣＲ充放電時定数回
路によりしきい値レベルを決定し保持する方式において
は、多種多様の読取り原稿を正しく読取るために原稿内
容（例えば、原稿の他の明るさ、文字や図面の太さ、大
きさ、間隔、筆記具など）によっては、時定数回路の充
電、放電時間を再調整して、各原稿に適合するようにし
きい値レベルおよび保持時間を設定し直す必要があり、
このようなことは熟練者にとっても極めて面倒で困難で
あるだけでなく、原稿の種類によっては如何様に調整し
ても正しく取み取りができない場合さえ生じるなどの欠
点があった。

このような読み取り誤差の問題は、光学系により原画を
読み取る際に生じるシェージングによっても生ずる。

ファクシミリなどでは、通常光学系を利用してビデオ信
号を得ているが、その際発生するシェージングの影響を
軽減するため、シェージングを回路的に補正する方法や
、表示用の受像管の周縁部の輝度を中央よりも高くする
回路を付加するなどの方法が採られている。

しかし、いずれもシェージングの影響を充分に取除くこ
とはできず、ビデオ信号の内容によってはある程度の誤
差はやむをえないものとして適当なレベルおよ、び時定
数のしきい値レベルにより２値信号に変換しているのが
現状である。

第１図Ａ、Ｂ、Ｃは、シェージングを受けたビデオ信号
を、従来ＯＣＲ時定数回路を用いたしきい値形成法によ
り２値信号に変換する方式の説明図である。

第１図Ａに示すように、白地の原稿１に描かれた黒色の
文字２を矢印３の方向に光学系により読取走査すると、
第１図Ｂに示すようなシェージングを受けたビデオ信号
４が得られる。

なお、第１図Ｂ、Ｃの横軸のｔは時間を示す。

ビデオ信号４の凹部イ、口、二、ホは文字２に対応する
個所であり、Ｌｏは走査の始めのペデスタル信号Ｃ基準
黒レベル）、ハは白ピークである。

５は時定数回路により得られたしきい値で、このしきい
値を基準として白Ｗ、黒Ｂを判別し、第１図Ｃに示す２
値信号６を得る。

この第１図Ｃから明らかなように、本来黒として読み取
られるべき凹部二が２値信号６では白となり、反対に、
白として読み取られるべき個所へか２値信号６では黒と
なる誤りが生じている。

第２図Ａ、Ｂ、Ｃは、原稿の地が場所により変化した場
合にも、同様なしきい値形成法では誤シが発生すること
を説明するための図である。

第２図Ａに示すように、一部に灰色部の個所７がある白
地の原稿１を、矢印３ａに示すように第１走査すると、
第２図Ｂに示すビデオ信号４ａが得られ、矢印３ｂに示
すように第２走査すると、第２図Ｃに示すビデオ信号４
ｂが得られる。

ｌた、第２図ＢおよびＣにおけるしきい値を、共に時定
数回路により曲線５ａ、５ｂに示すように作成すると、
第２図Ｂの第１走査で得られたビデオ信号４ａでは誤り
は発生しないが、第２図Ｃの第２走査で得られたビデオ
信号４ｂでは、灰色部７が全黒となってその中の文字が
全く読み取れないといった重大な誤りが発生することに
なる。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、原稿
を正しく読み取って２値信号に変換することのできるビ
デオ信号処理方式を損供するにある。

この目的を達成するため、本発明のビデオ信号処理方式
は、ビデオ信号の信号源と、このビデオ信号の所定時間
当りの負勾配（絶対値）が負の基準量（絶対値）に達す
る毎に第１の信号（黒判別信号）を発生する手段と、前
記ビデオ信号の所定時間当りの正勾配が正の基準量に達
する毎に第２の信号（白判別信号）を発生する手段と、
前記第１および第２の信号により交互に第１および第２
のレベル（黒および白レベル）に反転する２値打号を形
成する手段とを具備させる。

この正および負の勾配を表わす信号を得るために、本発
明では、ｌず、ビデオ信号ｆ（ｔ）（ｔは時間）を所定
時間τ、例えば１ビット期間基延する遅延手段と、基準
値α１．α２（α１＝α２を含む）を発生する電源とを
備える。

次に、ビデオ信号ｆ（１）、時間τの遅延を受けたビデ
オ信号ｆ（を−τ）、および基準値α１１ｃｔ２の三者
を組合せて比較し、それらのレベルが次式 を満足する時刻には、ビデオ信号は例えば黒であると判
断し、第１の符号（黒レベル）を発生させる。

また、それらのレベルが次式を満足する時刻には、ビデ
オ信号は領えば白であると判断し、第２の符号（白レベ
ル）に転換する。

このようにして、上記２つの式を満たす時刻が到来する
毎に第１捷たは第２の符号（黒または白レベル）に転換
する２値信号が得られる。

上記ビデオ信号ｆ（ｔ）は、アナログ信号でも、これを
ＡＤ変換したディジタル信号でもよい。

アナログ信号の場合、上記基準値源としては例えば正の
アナログ直流電圧源が使用される。

更に上記アナログビデオ信号ｆ （ｔ）ｔたはｆ（ｔ−
τ）の一方に、正のアナログ基準値α１．α２の１つま
たは他の１つを組合せて、正筐たは負方向にシフトし、
ｆ（ｔ）＋ｃｔ１．ｆ（ｔ）−α２ ｓ ｆ （ｔ
ｒ ） ａｌｆ（ｔ−τ）＋α２などを得る偏零手
段、およびこれら偏移手段の出力とｆ（ｔ）、 ｔ （
ｔ−τ）とを比較して上記２つの式を満たすとき出力を
発生する第１および第２の比較器を設ける。

これら偏移手段や比較器は２値打号発生回路を構成する
。

ディジタルビデオ信号の場合、上記の基準値としてディ
ジタル符号を用い、上記の偏移手段に代えて加算回路お
よび減算回路を使用する。

また、遅延手段としてはシフトレジスタ等の記憶装置を
使用する。

以下、本発明を図面について詳細に説明する。

第３図は本発明の一実施例に係るビデオ信号処理方式の
ブロック図である。

第３図において、８はファクシミリのスキャナーにより
読取られたアナログビデオ信号の入力端子、９は必要に
応じて挿入されるＡＧＣ回路、１０は直流再生回路、１
１は遅延装置として使用される記憶装置、１２は正方向
偏移回路（直流電位加算回路）、１３は負方向偏移回路
（直流電位減算回路）、１４は第４比較器、１５は第２
比較器、１６はフリップフロップ回路、１７は基準電位
源、１８はサンプリングクロックパルス入力端子、１９
゜１９′ はフリップフロップ１６のＱ、Ｑ出力端子で
ある。

なお、２０は記憶装置１１の記憶内容を拭去するクリヤ
入力端子、２１は同じくフリップフロップ１６のクリヤ
入力端子である。

記憶装置１１はアナログメモリで、サンプリングクロッ
クにより任意の量だけビデオ信号を遅延させることがで
きるものであるが、ここでは入力ビデオ信号を１ビツト
、すなわち１サンプリングパルス周期だけ遅延するもの
となっている。

勿論、これに代えて他の遅延装置、例えば遅延線や船端
磁気記録再生テープ等を使用しても差支えない。

基準電位源１７は、正の直流電圧αを発生し、正方向偏
移回路１２において入力アナログビデオ信号にこの電圧
αを加え（正方向にシフトし）、負方向偏移回路１３に
おいて入力アナログビデオ信号からこの電圧αを差引く
（負方向にシフトする）ためのものである。

基準電位源１７の電圧αは外部よりつ１みなどで調整で
きるようになっている。

また、図では正シフト電圧＋αと負シフト電圧−αの絶
対値が等しくあるが、必要に応じてその値を若干異なら
しめ、それぞれ独立に調整し得るようにすることもでき
る。

つぎに、第３図に示した実施例の動作を、その各部の波
形を示す第４図を参照して説明する。

端子８よりの入力アナログビデオ信号は、直流再生回路
１０により直流分が再挿入されてそのペデスタルレベル
が固定された後、遅延回路１１゜正方向偏移回路１２、
および負方向偏移回路１３に供給される。

遅延回路１１の出力ビデオ信号は、その人力ビデオ信号
と振幅レベルや波形は変らないが、時間軸だけがτ（１
ビツト）だけ遅れたものとなる。

この遅延されたビデオ信号の波形の一例を第４図Ａ、Ｂ
にａとして示す。

他方、正方向偏移回路１２の出力ビデオ信号は、第４図
Ａの波形すで示すようにαだけ正方向にシフトされ、負
方向偏移回路１３の出力ビデオ信号は第４図Ｂの波形Ｃ
で示すようにαだけ負方向にシフトされたものとなる。

第１比較器１４では、１ビツト遅れたアナログビデオ信
号ａと、遅延はしないが予め設定された直流電飲分αだ
け正方向にシフトされたアナログビデオ信号すとが比較
される。

っ１す、ビデオ信号すのレベル（濃度）は絶えずその１
ビツト前のビデオ信号ａのレベル（濃度）と比べられて
いて、その濃度差が予め定めた濃度差に相当する直流シ
フト分αを越える程、信号すのレベルが低下すると、す
なわち、 の条件が満たされると、第１比較器１４は第４図Ａのｄ
に示す出力パルスを発生する。

そして、このパルスｄの発生はビデオ信号すが黒レベル
となつたことを示す。

換言すると、パルスｄｕ黒と判断させるセット信号であ
るということができる。

同様にして、第２比較器１５では、１ビツト遅れたアナ
ログビデオ信号ａと、遅延はしないが予め設定された直
流電位分αだけ負方向にシフトされたアナログビデオ信
号Ｃとが比較される。

ビデオ信号Ｃのレベルがその１ビツト前のレベルに比べ
て設定値αを越える程上昇すると、同様にしての条件が
満たされることになり、このときはビデオ信号Ｃが白で
あると判断して、第２比較器１５が第４図Ｂのｅに示す
パルスを発生する。

出力パルス列ｄおよびｅはそれぞれフリップフロップ１
６のリセット端子Ｒおよびセット端子Ｓに印加されて、
フリップフロップ１６を交互にリセットおよびセットす
る。

したがって、フリップフロップ１６の端子Ｑは、パルス
ｄにより次にパルスｅが来る１で第ルベル（黒）となり
、パルスｅにより、次にパルスｄが来る１で第２レベル
（白）となる方形波、すなわち２値信号が得られること
になる。

以上の動作を数式的に説明するとつぎのようになる。

記憶装置１１、正方向偏移回路１２、および負方向偏移
回路１３の入力アナログビデオ信号のレベルを、時間ｔ
に対してｆ（ｔ）で表わし、記憶装置１１の遅延時間を
τとする。

筐た、第３図では正方向偏移回路１２および負方向偏移
回路１３のシフト量αを等しいものとしたが、独立に調
整することも可能であるから、各シフト量をα１．α２
（共に正）とする。

記憶装置１１の出力ビデオ信号ａは、振幅レベルはその
寸までτの遅延を受けているだけであるから、 ａ＝ｆ（ｔ−τ） ・・・・・・ （３）であり、正
方向偏移回路１２の出力ビデオ信号すは ｂ ＝ ｆ （ｔ）＋α ・・・・・・ （４）で
あり、同様に負方向偏移回路１３の出力ビデオ信号Ｃは ｃ ＝ ｆ （ｔ）−α２ ・・・・・・ （５）と
なる。

（３）〜（５）式の関係を（１） 、 （２）式にあて
はめるとｆ（ｔ−τ） ＞ ｆ（１）＋α１ ・・・・
・・ （６）ｆ（ｔ）−α２〉ｆ（を−τ） ・・・・
・・ （７）が得られる。

本発明は、要するに（６） 、 （７）式を満足すると
きに、そのことを検出できればよいのであるから、回路
的には種々の変形が可能である。

式（６） 、 （６’） 、・・・・・・と、式（７）
、 （７’） 、・・・・・・とはそれぞれ独立してお
り、それぞれその１つをとって適宜組合わせればよい。

たとえば、式（６）と式（７′）とを組合せた場合には
、正方向偏移回路のみからなる第５図に示す回路が得ら
れる。

この第５図の実施例において、第３図と同一部分には同
一符号を付しであるので説明を省略するが、この実施例
では、１２と１３ａが共に正方向偏移回路であって、正
方向偏移回路１３ａは記憶装置１１の出力側に接続され
ている。

回路１３ａの出力はｆ（を−τ）＋α２であり、これが
第２比較器１５に入るとともに、第３比較器１５の他の
入力としてｆ （ｔ）が加わるので、これが式（７′）
を満足するとき、第３図と同様に出力パルスｅ（白判別
パルス）を発生する。

なお、第１比較器１４については、第３図と同じく式（
６）を満足するとき出力パルスｄ（黒判別）を発生する
。

同様に式（６′）と（７）を組合せれば、負方向偏移回
路のみで構成できることは明らかである。

第３図または第５図の実施例によれば、第１図、第２図
のようにシェージングがあった場合や原稿の地むらがあ
った場合でも、読み取り誤差のない２値（ディジタル）
信号が得られる。

この状況を第６図Ａ、Ｂによって説明する。

第６図Ａにおいて、ａはシェージングの影響を受けたビ
デオ信号をτ（１ビツト）遅延した波形、ｂは遅延はし
ないがαだけ正方向にシフトした波形である。

波形ａのレベルが波形すのレベルを越えさえすれば、す
なわち、波形すのレベルがその１ビツト前のレベルに比
べてαよりも大きく低下（ｄｎ）Ｌさえすれば、この変
化が検出されて正しく黒であることを読取ることができ
る。

要するに、所定の濃度差の変化がありさえすれば読取り
可能となる。

これを、第１図Ｃと比べると、誤差が著しく減少してい
ることが理解できる。

第６図Ｂは地むらがあった場合の同様な波形を示し、シ
フト量αを適当に設定することにより、イ、口の点で確
実に黒レベルを読取ることができるので、第２図Ｃに比
べて改善されることがわかる。

また、ビデオ信号の開始から全黒の場合、従来の尖頭値
検出法では、その検出ができず、黒レベルの判断は不可
能であったが、本方式によれば、その場合、第４図Ａ、
Ｂにおいて、ｂ＞ａ＞ｃであり、式（１） 、 （２）
の条件を満たすことはないため、判別出力ｄ、ｅは発生
せず、フリップフロップ１６は初期状態の筐１であり、
したがって、走査の開始時にフリップフロップ１６をリ
セット（熱状態）にしておきさえすれば、黒の判断がで
きる。

なお、通常、ファクシミリ等のビデオ信号には、各走査
の開始部分にペデスタルレベル（黒基準レベル）を含ん
でいるので、原稿が全白の場合には走査開始直後に第４
図Ｂの判別パルスｅが検出されることにねり、全白なる
ことも判断できる。

第３図の実施例において、原稿の種類や内容による濃度
の変化量に応じて直流基準電位α１．α２を調整するた
めに、外部、例えばファクシミリの操作パネルにこの電
位を加減できる可変抵抗器を設けることもできる。

この調整のみにより、多種多様の原稿やスキャナーの照
度むら、照度変化等に対処して誤りのない読取りを行な
うことができ、従来の時定数回路の充放電時定数などを
かえてしきい値レベルやその形状を調整するものに比べ
操作が極めて簡単になる。

更に、本方式によれば、シェージングに限らず、スキャ
ナーの取付誤差や経時変化、あるいは伝送系などによう
、ビデオ信号中に波形ひずみが発生した場合でも、正し
い読取りが可能である。

第７図人〜Ｅにその状況を示す。

第７図において、Ａは波形歪のない状態、Ｃは波形歪が
生じた状態であり、Ａの波形歪がないときは、従来の時
定数回路を用いてしきい値カーブ５を定める方法によっ
ても第７図Ｂのような正しい読取りが可能であるが、Ｃ
のように波形歪があると、第７図りのような読み誤りが
発生する。

これに反し、本方式では、人の場合は勿論、Ｃのような
歪が発生した場合でも、フリップフロップ１６の出力側
には第γ図Ｅに示す正しい波形が生じ、読み誤りを防止
することができる。

第３図および第５図の方式は、アナログ記憶方式を用い
、かつビデオ信号をサンプルするサンプリングクロック
パルスにより、このビデオ信号を所定量遅延させる、い
わばディジタル遅延方法を採用したので、ＣＲやＬＣを
用いた載枠のアナログ遅延方法と異なり、確実にサンプ
リングクロックに同期した１ビツト遅延が可能であり、
信号処理が容易となる。

また、原稿の濃度変化分のみを濃度変化があったときだ
け受信側に送ればよいから、帯域圧縮を行なう伝送方式
にも利用できる。

第３図および第５図では、遅延時間τを１ビツト（ｌサ
ンプリングクロックパルス周期）として説明したが、１
サンプリング周期はいわば１画素（１ドツト）に相当す
るものであるから、文字の太さや大きさに応じて調整す
るようにすることもできる。

比較的緩慢な濃度変化の比較的粗い文字、図形のときは
、サンプリング周期を長く、そうでないときは短かくす
るようにすれば、濃度変化が緩やかであっても、その変
化を十分検出できる。

第３図および第５図ではまた、記憶装置が１ドツト分記
憶できるものとしたが、これをＭ＋ｎビット分記憶する
ように変形することもできる。

第８図はこのように変形した実施例である。

第３図と同一部分には同一符号を付してあり、記憶装置
２２としてＭ＋ｎビット分記憶できるものを用いた点が
異なっている。

記憶装置２２の端子２３にはその入力に比べてＭピット
分遅延されたビデオ信号が出力され、これが正および負
方向偏移回路１２．１３に加わり、他方記憶装置２２全
体でＭ＋ｎビット遅延されたビデオ信号は第１および第
２比較器１４．１５に加わるので、各比較器１４．１５
ではｎビット手前のビデオ信号と比較されることになる
。

ここで、ＭおよびｎはＭ＞１．Ｍ≧ｎ≧Ｏを満足する整
数の範囲の適当な値に設定できる。

なお、Ｍ＝１の場合、ｎ ＝ Ｏとなるので、偏移回、
路１２．１３の入力を端子２３から切離し、点線に示す
ように線２４に接続すればよい。

これは第３図に示したものと同じになる。

この第８図の実施例によれば、比較的濃度変化の緩やか
な文字、図形の読取りの場合でも、ｎの値、従って端子
２３の引出点を調整することにより、その変化を正しく
検出することができる。

上述の実施例では、ビデオ信号をアナログ信号の１１で
処理する方式につき主として説明したが、ビデオ信号を
ディジタル化した後処理する方式にも本発明は適用でき
る。

第９図は、ディジタル化した場合の一実施例を斥す。

図中、第３図と同一部分には同一符号を付し、ｌた、１
点鎖線で囲んだ論理回路領域の同一名称で類似の機能を
有する部分には同一符号に「ダッシュ」を付しである。

第９図において、２５はＡ−Ｄ変換器であり、直流再生
回路１０の出力アナログビデオ信号は、Ａ−Ｄ変換器２
５により、クロック源１８よりのサンプリングクロック
パルスに同期してその都度ｎビットのコード化された信
号（ＢＣＤコード）に変換される。

例えば、アナログビデオ信号の濃淡レベルを１６段階に
設定した場合には、１サンプリング周期当りｎ ＝ ４
ビツトのディジタルコードに変換される。

変換されたディジタルビデオ信号ｉｄｎビットシフトレ
ジスタや静止形レジスタなどの論理回路で構成される記
憶装置１１′に入力される。

この記憶装置１１′はディジタルビデオ信号をサンプリ
ングクロックにより任意の全遅延させるためのもので、
記憶装置１１′に入力されたｎビットディジタルビデオ
信号（ｆ（１）とする〕ば、１サ１サンプリング（１画
素）に相当する時間τ遅れ、α′＝ｆ（ｔ−τ）として
その出力側に現われることになる。

ｎビットディジタルビデオ信号は、また同様に論理回路
からなるディジタル加算器１２′およびディジタル減算
器１３′にも入力される。

一方、加算器１２′には上記基準値Ｃｔ１ をコード化
した信号が、減算器１３′には上記基準値α２をコード
化した信号がそれぞれ入力され、それぞれにおいて加算
および減算が施こされる。

入力ビデオ信号に基準値α１を加算した信号ｂ′＝［ｆ
（ｔ）＋α１ 〕は比較器１４′に、減算した信号ｃ′
＝〔ｆ（ｔ）−α２〕は比較器ｉｓ’に入力される。

比較器１４’、１５’の他方の入力端子には上記のａ’
＝ｆ（ｔ−τ）が入力される。

比較器１４’、１５’は一般にマグニチュードコンパレ
ータとして知られているものであって、ａ’ ＞ｂ’、
ａ’＝ｂ’、ａ’＜ｂ’のいずれかの場合、筐たａ’＞
ｂ’ｔａ’＜ｂ’の如く組合せて、出力を取出せるよう
に任意に設計することが可能である。

ここでは、比較器１４′としてａ’＞ｂ’およびａ′＝
ｂ′（ａ′≧ｂ’）の場合だけ出力が出るように、また
比較器１５′としてｃ′〉ａ′および。

Ｉ＝ａｌの場合だけ出力が出るように設計しである。

したがって、比較器１４′からは、 の条件を満たすときに、出力パルスａ′ 信号）が得られ、比較器１５′からは、 （黒判別 の条件を満たすときに、出力パルスｅ′ （白判別信号
）が得られる。

以下は第３図の実施例と同様にしてフリップフロップ１
６よシ求める２値信号が得られる。

第９図の実施例のものも、ビデオ信号をその１サンプリ
ング周期前の信号と比べて、その濃度差が予め設定され
た基準レベル値α１．α２に等しいか、ｌたはそれを越
えるときに黒または白の判別信号を出力させるものであ
るから、第３図で説明した諸特徴、例えばシェージング
や光学系による波形ひずみや原稿の地むらなどの影響な
しに正しく読取りができるなどの特徴を有している。

加えて、この実施例では、遅延、加算、減算、比較など
の処理がすべてディジタル的に行なわれるので、電源電
圧変動や、温度ドリフトなどの環境による影響を受ける
ことなく、雑音による影響、使用する素子のばらつきに
よる影響もなく、安定した動作が行なわれる効果がある
。

なお、第９図では、ｎ ＝ ４の場合について説明した
が、中間調（灰色）の少ない原画の場合にはｎの値を少
なくでき、極端な場合にはｎ ＝ １としてもよく、こ
の場合１サンプリング周期（１画素）は１ビツトのディ
ジクルビデオ信号となる。

また第９図でも、（８） 、 （９）式を（６） 、
（７）式と同様に変形して第５図などで示した種々の変
形回路が可能となることは明らかである。

さらに第９図は、１サンプリング周期遅延する場合であ
るが、数サンプリング周期（数画素）前のビデオ信号と
比べた濃度変化を検出することもでき、この場合は第８
図と同様に記憶装置１１′を代えればよい。

第１０図はこのように変形した本発明の実施例であって
、第９図と同一名称、同一機能を有する部分には同一符
号を付し、説明を省くが、第９図と異なり、記憶装置２
２′として（Ｍ＋ｍ ） Ｘ ｎピット分の記憶容量を
もつものが使われている。

そして、端子２３′にはＭサンプリング周期遅延した出
力が現われ、記憶装置２２′全体でばＭ＋ｍサンプリン
グ周期遅延した出力が取出せるようになっている。

したがって、比較器１４’、１５’でばτ＝ＭＸｍサン
プリング周期の時間差を有するビデオ信号が比較される
ことになる。

第８図と同様、Ｍ≧１゜Ｍ＞ｍ≧Ｏであり、Ｍ＝１のと
き（ｍ＝ｏのとき）は点線のように結線される。

以下第８図と同様にして２値信号を得ることができる。

式（６） 、 （７）ｔたは式（８） 、 （９）は、
その両辺なτで除して、次式 に変形することができる。

式（１０ハ、ビデオ信号の単位時間τ当りの負勾配が、
第１の負の基準量（第１の負の基準勾配）−α１′以上
負となる度に黒判別信号を発生することを意味し、式（
１１）はビデオ信号の単位時間当りの正勾配が、第２の
正の基準量（第２の正の基準勾配）＋ｃｔ２′以上正と
なる度に白判別信号を発生することを意味する。

本発明はこの基本思想の範囲内において幾多の変形が可
能である。

以上、各実施例によって詳しく説明したように、本発明
は、黒または白を判別するのにビデオ信号をその所定時
間（１画素ないし数画素）前のものと比べてその変化（
差）が所定の基準値を越えたか否かによって黒白を判別
するものであり、要するにビデオ信号の瞬時、瞬時の勾
配が基準の正レベル（勾配）以上であれば白、基準の負
レベル（勾配）未満であれば黒として判別するものであ
るため、原稿の種類やスキャナーの影響、波形ひずみの
影響を受けることなく、正しい読取りができ、また種々
の原稿やスキャナー毎の最適読取条件の調整作業も操作
者が簡単に行なえるなど、優れた遠来を奏する。

なお、本発明は次のように実施することができる。

０） アナログビデオ信号ｆ（ｔ）の信号源と、このアナログ
ビデオ信号ｆ（ｔ）より所定時間（τ）遅れたビデオ信
号ｆ（を−τ）を得る遅延手段と、アナログ基準値α１
．α２源と、上記両ビデオ信号ｆ （ｔ）。

ｆ（ｔ−τ）のいずれか一方を上記基準値α１ 。

α２により互いに逆向きにシフトする第１および第２の
偏移手段と、上記両ビデオ信号の他方と上記第４の偏移
手段の出力とを比較して、次式 を満たすとき第１の符号を発生する第１の比較器、なら
びに上記両ビデオ信号の他方と上記第２の偏移手段の出
力とを比較して、次式 を満たすとき第２の符号を発生する第２の比較器を含む
２値打号発生回路とからなることを特徴とするビデオ信
号処理方式。

（２）アナログビデオ信号ｆ（ｔ）の信号源と、このア
ナログビデオ信号ｆ（１）より所定時間（τ）遅れたビ
デオ信号ｆ（ｔ−τ）を得る遅延手段と、アナログ基準
値α１．α２源と、上記両ビデオ信号ｆ（ｔＬ ｆ （
を−τ）のいずれか一方を上記基準値の１つにより、他
方を上記基準値の他の１つによりそれぞれ同じ向きにシ
フトする第１および第２の偏移手段と、上記両ビデオ信
号の他方と上記第１の偏移手段の出力とを比較して、次
式 を満たすとき第４の符号を発生する第１の比較器、なら
びに、上記両ビデオ信号の一方と上記第２の偏移手段の
出力とを比較して、次式を満たすとき第２の符号を発生
する第２の比較器を含む２値打号発生回路とからなるビ
デオ信号処理方式。

（３）ディジタルビデオ信号を記憶し所定時間τ後に読
出して遅延されたディジタルビデオ信号ｆ（ｔ−ｒ）を
得る手段と、ディジタル基準値α１．α２源と、上記両
ディジタルビデオ信号ｆ（ｔ）ｆ（を−τ）Ｏ市（社）
・一方に上記基準値の１つを加算する加算回路と、上記
両テイジタルビデオ信号ｆ（ｔ）、 ｆ （ｔ−τ）の
一方から上記基準値の他の１つを減算する減算回路と、
上記ディジタルビデオ信号の他方と上記加算回路の出力
とを比較して、次式 を満たすとき第１の符号を発生する第１の比較器、なら
びに、上記ディジタルビデオ信号の他方と上記減算回路
の出力とを比較して、次式を満たすとき第２の符号を発
生する第２の比較器を含む２値打号発生回路とからなる
ことを特徴とするビデオ信号処理方式。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａ、Ｂ、Ｃおよび第２図Ａ、Ｂ、Ｃは従来のビデ
オ信号処理方式の動作説明図、第３図は本発明の一実施
例に係るビデオ信号処理方式のブロック図、第４図人、
Ｂは第３図に示したビデオ信号処理方式の動作説明図、
第５図は本発明の他の実施例に係るビデオ信号処理方式
の要部ブロック図、第６図Ａ、Ｂおよび第７図Ａ−Ｅは
第３図および第４図に示したビデオ信号処理方式の動作
説明図、第８図ないし第１０図は本発明のさらに他の各
実施例に係るビデオ信号処理方式のブロック図である。 ８・・・・・・ビデオ入力、９・・・・・・ＡＧＣ回路
、１０・・・・・・直流再生回路、１１．１１’ 、
２２．２２’・・・・・・記憶Ｃ遅延）装置、１２．１
３・・・・・・直流偏移回路、１２′・・・・・・加算
回路、１３′・・・・・・減算回路、１４．１４’
、１５．１５’・・・・・・比較回路、１６・・・・・
・フリップフロップ、１７ 、１７’・・・・・・基準
値源、１８・・・・・・サンプリングクロック源。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ビデオ信号ｆ （ｔ）の信号源と、このビデオ信号
   ｆ（ｔ）より所定時間τ遅れたビデオ信号ｆ（ｔ−τ）
   を得る遅延手段と、基準値α０．α２源と、上記両ビデ
   オ信号ｆ（ｔ）、 ｆ （を−τ）および基準値α１゜
   α２が、次式 ％式％ を満たすとき第１の符号を発生し、次式 ｆ（ｔ）−ｆ（ｔ−τ）−α２〉０ あるいは ｆ（ｔ）−ｆ（を−τ）−α２＝０ を満たすとき第２の符号を発生する２値打号発生回路と
   、上記第１と第２の符号の一方をセット入力とし他方を
   リセット人力１として波形整形する回路とからなること
   を特徴とするビデオ信号処理方式。