JPS58210701A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
- Publication number
- JPS58210701A JPS58210701A JP57093633A JP9363382A JPS58210701A JP S58210701 A JPS58210701 A JP S58210701A JP 57093633 A JP57093633 A JP 57093633A JP 9363382 A JP9363382 A JP 9363382A JP S58210701 A JPS58210701 A JP S58210701A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- oscillation frequency
- transistor
- collector
- trs
- transistors
- Prior art date
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- Granted
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/1256—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a variable inductance
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は位相同期ループに使用される電圧制御発振器に
関するものである。
関するものである。
第１図にその回路構成例を示す。この回路は電流制御方
式の電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと略す）と呼ばれる
もので、集積回路で構成するのに適した回路である。第
１図においてトランジスタ３．４が発振トランジスタで
、その各々のコレクタ間にタンク回路としての１イル１
とコンデン→Ｊ−２が接続され、コイル１により、発振
周波数を調整することができる。ｉ！た各トランジスタ
のコレクタよりコンデンサ６，６により正帰還させ、発
振動作を行なっている１、トランジスタ３，４のエミッ
タには電流源トランジスタ１３が接続され、さらにこの
トランジスタ１３に並列に差動接続構成のトランジスタ
１６が接続されている。このトランジスタ１６のベース
、即ちＡ点には位相検波器からの検波電圧が入力され、
この誤差検出電圧に応じて発振トランジスタ３．４のエ
ミッタ電流を変化させ、ＶＣＯの発振周波数を変化させ
ている。またトランジスタ１６のコレクタ電流の変化に
よって発振トランジスタ３，４のコレクタ電圧が変動す
るのをμ）Ｊ＋Ｉ−するだめ、トランジスタ３゜４の電
源を、トランジスタ１６のコレクタとその負荷抵抗３５
の交点からトランジスタ２５を介して供給している５、
即ち、トランジスタ１５．１６の差動構成により、トラ
ンジスタ１５の電流が△工増加するとトランジスタ１６
の電流は△工減少し、抵抗２６．２７による電圧降下分
をＲ３５×△Ｉで補っている。ここで、Ｒ３５は抵抗３
５の抵抗値である。
式の電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと略す）と呼ばれる
もので、集積回路で構成するのに適した回路である。第
１図においてトランジスタ３．４が発振トランジスタで
、その各々のコレクタ間にタンク回路としての１イル１
とコンデン→Ｊ−２が接続され、コイル１により、発振
周波数を調整することができる。ｉ！た各トランジスタ
のコレクタよりコンデンサ６，６により正帰還させ、発
振動作を行なっている１、トランジスタ３，４のエミッ
タには電流源トランジスタ１３が接続され、さらにこの
トランジスタ１３に並列に差動接続構成のトランジスタ
１６が接続されている。このトランジスタ１６のベース
、即ちＡ点には位相検波器からの検波電圧が入力され、
この誤差検出電圧に応じて発振トランジスタ３．４のエ
ミッタ電流を変化させ、ＶＣＯの発振周波数を変化させ
ている。またトランジスタ１６のコレクタ電流の変化に
よって発振トランジスタ３，４のコレクタ電圧が変動す
るのをμ）Ｊ＋Ｉ−するだめ、トランジスタ３゜４の電
源を、トランジスタ１６のコレクタとその負荷抵抗３５
の交点からトランジスタ２５を介して供給している５、
即ち、トランジスタ１５．１６の差動構成により、トラ
ンジスタ１５の電流が△工増加するとトランジスタ１６
の電流は△工減少し、抵抗２６．２７による電圧降下分
をＲ３５×△Ｉで補っている。ここで、Ｒ３５は抵抗３
５の抵抗値である。
また、トランジスタ３，４のコレクターベース間電圧Ｖ
ＣＢを一定にするため、そのベースバイアスは各コレク
タから抵抗２８．２９を介し、トランジスタ３０のペー
スに加えられ、そのエミッタより抵抗３１を介し、各々
のペースに抵抗１１゜１２を介して加えられている。ま
たトランジスタ３０のＶＢＥと抵抗３１による電圧降下
分は、トランジスタ３，４のコレクタに２個ずつ直列に
接続されたダイオード７．８，９．１０により補償さね
ている。したがってトランジスタ３，４のコレクターペ
ース間電圧ｖｃｎはほぼ零バイアス状態になっている。
ＣＢを一定にするため、そのベースバイアスは各コレク
タから抵抗２８．２９を介し、トランジスタ３０のペー
スに加えられ、そのエミッタより抵抗３１を介し、各々
のペースに抵抗１１゜１２を介して加えられている。ま
たトランジスタ３０のＶＢＥと抵抗３１による電圧降下
分は、トランジスタ３，４のコレクタに２個ずつ直列に
接続されたダイオード７．８，９．１０により補償さね
ている。したがってトランジスタ３，４のコレクターペ
ース間電圧ｖｃｎはほぼ零バイアス状態になっている。
この様にＶＣＢを一定にするのはＶＣＨの変動により発
振周波数が変化するのを防市するだめである。又トラン
ジスタ３２は温度により発振周波数が変動するのをトラ
ンジスタ３，４のペースバイアスを温度で変化させるこ
とにより補償するために挿入されている、。
振周波数が変化するのを防市するだめである。又トラン
ジスタ３２は温度により発振周波数が変動するのをトラ
ンジスタ３，４のペースバイアスを温度で変化させるこ
とにより補償するために挿入されている、。
さて、このように構成さｉｌだＶ ＣＯ１ｒｉｌ路にお
いてトランジスタ１５．１６よりなる差動増幅回路のエ
ミッタ抵抗１７．１８は同一値にするのが一般的であり
、例えば電流源ｌ・ランジスタ２１に流す電流を１
ｍＡとすれば、トランジスタ１６のコレクタ電ｍＩ＋と
トラン７スタ１６のコレクタ電流工２は０．６ｍＡずつ
流れる３、従ってＡ点の電圧をコントロールすることに
より工１は、０．５１ＯＡを中心にＯ〜１ ｍＡまで変
化する。第２図に電流工１に対する発振周波数の変化の
状態を示す。
いてトランジスタ１５．１６よりなる差動増幅回路のエ
ミッタ抵抗１７．１８は同一値にするのが一般的であり
、例えば電流源ｌ・ランジスタ２１に流す電流を１
ｍＡとすれば、トランジスタ１６のコレクタ電ｍＩ＋と
トラン７スタ１６のコレクタ電流工２は０．６ｍＡずつ
流れる３、従ってＡ点の電圧をコントロールすることに
より工１は、０．５１ＯＡを中心にＯ〜１ ｍＡまで変
化する。第２図に電流工１に対する発振周波数の変化の
状態を示す。
第２図において本発明は発振周波数の変化の中心を従来
の（１）から（２１の位置にもってくるように考案した
ものである。即ちトランジスタ１５．１６のエミッタ抵
抗１７．１８の比をＲ，７： Ｒ＋６−２＝１とすわば
、工１：工２−１：２となり、センター １７１３ ｍ
Ａを中心に０〜１ｍＡまで変化することになり第２図（
２）の位置に中心点がくる。
の（１）から（２１の位置にもってくるように考案した
ものである。即ちトランジスタ１５．１６のエミッタ抵
抗１７．１８の比をＲ，７： Ｒ＋６−２＝１とすわば
、工１：工２−１：２となり、センター １７１３ ｍ
Ａを中心に０〜１ｍＡまで変化することになり第２図（
２）の位置に中心点がくる。
さて、上記のようにする目的について以下に述べる。テ
レビの映像検波器として、位相同期方式を用いた同期検
波回路が考えら第１る。この場合チューナーの局部発振
周波数ずれに対応してＩＦキャリヤもすわるが、もしｖ
ＣＯがこのずれに追従しないとロックはずＪ］を起こし
、正常な検波信号が得られない。さてチューナーの局部
発振周波数ずれに対し、どわ位の周波数範囲捷で映像検
波信号が得られるかは、映像中間周波回路の選択度特性
で決まり、−・般的には最良同調点より＋８００Ｋ ｆ
（ｚ〜−１，８Ｍ Ｈｚ位である。＋ ｉｌｌ （局部
発’ｆＡ 周波数の高い方）は、隣接音声トラップによ
り急激に映像キャリヤが減衰するため、映像信号のくず
ｔｌが早い。従ってチューナーの局発変化に対しては十
０．８〜−１．８Ｍ１（７位追従できれば良く、従って
ＶＣＯの可変範囲は＋Ｉ Ｍ）ｌｚ〜−２ＭＨｚあわば
良い事になる。そこで前述の様に抵抗１７．１８の抵抗
比を２：１とし、第２図の（２）の位置にセンター値を
もってくることによって周波数の高い方に＋ＩＭＨｚ、
低い方に一２ＭＨ２のり変範囲を得ることができる。当
然（１）の状態においても電流源トランジスタ２１の電
流を増やせば（例えば１ｍＡ ・１．６ｍＡ）±２Ｍ
Ｈ２の可変範囲をＩＬ、ｊる事は可能であるが、それだ
け電流消ｅｔｔを伴ない、ＩＣのＰＣの点からも好まし
くない、、 （ｌ′Ｌ−□で本構成により、実情に即し
た性能を６１、かつ消費電力の少ない回路を実現できる
。
レビの映像検波器として、位相同期方式を用いた同期検
波回路が考えら第１る。この場合チューナーの局部発振
周波数ずれに対応してＩＦキャリヤもすわるが、もしｖ
ＣＯがこのずれに追従しないとロックはずＪ］を起こし
、正常な検波信号が得られない。さてチューナーの局部
発振周波数ずれに対し、どわ位の周波数範囲捷で映像検
波信号が得られるかは、映像中間周波回路の選択度特性
で決まり、−・般的には最良同調点より＋８００Ｋ ｆ
（ｚ〜−１，８Ｍ Ｈｚ位である。＋ ｉｌｌ （局部
発’ｆＡ 周波数の高い方）は、隣接音声トラップによ
り急激に映像キャリヤが減衰するため、映像信号のくず
ｔｌが早い。従ってチューナーの局発変化に対しては十
０．８〜−１．８Ｍ１（７位追従できれば良く、従って
ＶＣＯの可変範囲は＋Ｉ Ｍ）ｌｚ〜−２ＭＨｚあわば
良い事になる。そこで前述の様に抵抗１７．１８の抵抗
比を２：１とし、第２図の（２）の位置にセンター値を
もってくることによって周波数の高い方に＋ＩＭＨｚ、
低い方に一２ＭＨ２のり変範囲を得ることができる。当
然（１）の状態においても電流源トランジスタ２１の電
流を増やせば（例えば１ｍＡ ・１．６ｍＡ）±２Ｍ
Ｈ２の可変範囲をＩＬ、ｊる事は可能であるが、それだ
け電流消ｅｔｔを伴ない、ＩＣのＰＣの点からも好まし
くない、、 （ｌ′Ｌ−□で本構成により、実情に即し
た性能を６１、かつ消費電力の少ない回路を実現できる
。
以十説明したように本発明によれば、差動増幅回路を構
成するトランジスタのエミッタ抵抗の比を変えて動作中
心をずらせ発振周波数の可変範囲を正負非対称とするこ
とにより、現在のテレビジョン受像機の実情に即した性
能で安価な電圧制御発振回路を提供することができる。
成するトランジスタのエミッタ抵抗の比を変えて動作中
心をずらせ発振周波数の可変範囲を正負非対称とするこ
とにより、現在のテレビジョン受像機の実情に即した性
能で安価な電圧制御発振回路を提供することができる。
第１図は本発明の一実施例における電圧制御発振器の回
路図、第２図は本発明の動作説明のための特ｉ／Ｉｇ図
である。。 ３．４・・・・・・発振トランジスタ、１６．１６・・
川・差動増幅回路’ａ： ｌ／７成するトランジスタ、
１７．１８・・・・・・エミ ツタ抵抗。
路図、第２図は本発明の動作説明のための特ｉ／Ｉｇ図
である。。 ３．４・・・・・・発振トランジスタ、１６．１６・・
川・差動増幅回路’ａ： ｌ／７成するトランジスタ、
１７．１８・・・・・・エミ ツタ抵抗。
Claims (1)
- 発振周波数を制御するだめの制御トランジスタのコレク
タを発振トランジスタ対の共通エミッタに接続し、上記
制御トランジスタの電流変化により発振トランジスタの
コレクタ電圧が変動するのを防止するだめの帰還回路を
構成するトランジスタを設け、前記側（財）トランジス
タを差動増幅回路で構成し、との差動増幅回路構成の同
一ベースバイアス時におけるコレクタ電流を、エミッタ
抵抗比を変えることにより非対称として前記制御トラン
ジスタの動作中心をずらせ、発振周波数の可変範囲を正
負非対称にすることを特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57093633A JPS58210701A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57093633A JPS58210701A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 電圧制御発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58210701A true JPS58210701A (ja) | 1983-12-08 |
| JPH0117604B2 JPH0117604B2 (ja) | 1989-03-31 |
Family
ID=14087735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57093633A Granted JPS58210701A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58210701A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60254805A (ja) * | 1984-05-30 | 1985-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御発振回路 |
| JPH01160103A (ja) * | 1987-12-16 | 1989-06-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振回路 |
-
1982
- 1982-05-31 JP JP57093633A patent/JPS58210701A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60254805A (ja) * | 1984-05-30 | 1985-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御発振回路 |
| JPH0462483B2 (ja) * | 1984-05-30 | 1992-10-06 | Mitsubishi Electric Corp | |
| JPH01160103A (ja) * | 1987-12-16 | 1989-06-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0117604B2 (ja) | 1989-03-31 |
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