JPS58188936A - High-speed frequency dividing circuit - Google Patents

High-speed frequency dividing circuit

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JPS58188936A
JPS58188936A JP7192482A JP7192482A JPS58188936A JP S58188936 A JPS58188936 A JP S58188936A JP 7192482 A JP7192482 A JP 7192482A JP 7192482 A JP7192482 A JP 7192482A JP S58188936 A JPS58188936 A JP S58188936A
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transistors
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隆章 山田
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    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K23/00Pulse counters comprising counting chains; Frequency dividers comprising counting chains
    • H03K23/40Gating or clocking signals applied to all stages, i.e. synchronous counters
    • H03K23/42Out-of-phase gating or clocking signals applied to counter stages
    • H03K23/425Out-of-phase gating or clocking signals applied to counter stages using bistables

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  • Logic Circuits (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)

Abstract

PURPOSE:To perform high-speed transmission, by driving a master and a slave frequency divider by a push-pull inverter capable of generating two driving signals which are out of phase with each other while their phase difference is almost eliminated. CONSTITUTION:A signal S1 appearing at the output side of a transistor TR29a is delayed in phase behind a signal S2 appearing at the output side of a TR28a by as much as it passes through the TR29a. Those signals S1 and S2 are supplied to TRs 31b and 32a, and 32b and 31a of the push-pull inverter circuit 3 to obtain output signals S2 and S4 at the output sides of the TRs 31a and 32a. Then, this circuit 3 outputs signals phi and phi' which are in phase with each other. Those signals phi and phi' are frequency-divided by 2 through the frequency dividing circuit 4 consisting of latch circuits 41 and 43, and a sampling circuit 42 and then supplied to the next stage through a sense amplifier 5.

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は例えばデータ伝送系に用いて好適な高速分周
回路に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a high-speed frequency divider circuit suitable for use, for example, in a data transmission system.

一般にデータ伝送系に使用されるマスク・スレーブ分局
器ではマスク側とスレーブ側を相互に逆相の関係にある
2つの駆動信号φ、iで制御するようにしている。とこ
ろが従来回路の場合、第1図に示すように第1の駆動信
号φと第2の駆動信号1には位相誤差が生じ、この位相
誤差のために実質的に両信号の1サイクルの制御動作が
終るの釦は所定時間例えば第1図Bに示すようKTtも
かかシ、実質的に位相誤差零の場合に対して約(の時間
的無駄があシ、高速化が困難であるという欠点があった
In a mask/slave branch divider generally used in a data transmission system, the mask side and the slave side are controlled by two drive signals φ and i having mutually opposite phases. However, in the case of the conventional circuit, a phase error occurs between the first drive signal φ and the second drive signal 1 as shown in FIG. The button to end the process is pressed for a predetermined time, for example, as shown in FIG. was there.

この発明は斯る点に鑑み、第1の駆動信号φと第2の駆
動信号¥の位相ずれを零となし、従来回路で生じていた
ような無駄な時間を除去して高速化が可能な高速分周回
路を提供するものである。
In view of this, the present invention makes the phase shift between the first drive signal φ and the second drive signal ¥ zero, and eliminates the wasted time that occurs in conventional circuits, making it possible to increase the speed. This provides a high-speed frequency divider circuit.

以下、この発明の一実施例を第2図に基づいて詳しく説
明する。
Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described in detail based on FIG. 2.

第2図において(1)は入力信号源、(2)はインバー
タ回路、(3)はブツシュデルインバータ回路であって
、これ等インバータ回路(2)とブツシュデルインバー
タ回路(3)によってドライブアンプを構成している。
In Figure 2, (1) is an input signal source, (2) is an inverter circuit, and (3) is a Bushdel inverter circuit, which are driven by the inverter circuit (2) and Bushdel inverter circuit (3). configuring the amplifier.

又(4)は所謂マスタ・スレーブ分局器と呼ばれる例え
ば壺分局器、(5)はセンスアングである。
Further, (4) is a so-called master-slave divider, for example, a pot divider, and (5) is a sense amplifier.

入力信号源(1)の一端は接地端子GNDに接続され、
他端はコンデンサ0υを介してインノ々−タ回路(2)
の電界効果トランジスタ(21a)のe−)端子に接続
される。トランジスタ(21a)のソース端子は接地端
子GNDK接続され、ドレイン端子ぽ電界効果トランジ
スタ(21b)のソース端子−ドレイン端子を介して正
の電源端子VDDに接続され、トランジスタ(21b)
のダート端子とソース端子は相互接続される。これらト
ランジスタ(21峠及び(21b)によって初段のいわ
ゆるインノ々−夕を構成している。
One end of the input signal source (1) is connected to the ground terminal GND,
The other end is connected to the inverter circuit (2) via the capacitor 0υ.
is connected to the e-) terminal of the field effect transistor (21a). The source terminal of the transistor (21a) is connected to the ground terminal GNDK, and the drain terminal is connected to the positive power supply terminal VDD via the source terminal-drain terminal of the field effect transistor (21b), and the transistor (21b)
The dart and source terminals of are interconnected. These transistors (21 and (21b)) constitute a so-called innovator at the first stage.

又トランジスタ(21a)のドレイン端子とトランジス
タ(21b)のソース端子の接続点が次段のインバータ
を構成する電界効果トランジスタ(22m)のダート端
子に接続され、このトランジスタ(22a)のソース端
子は接地端子GNDに接続され、ドレイン端子は電界効
果トランジスタ(22b)のソース端子−ドレイン端子
を介して正の電源端子VDDに接続され、トランジスタ
(22b)のc−)m子とソース端子が相互接続される
。トランジスタ(22麿)のドレイン端子とトランジス
タ(22b)のソース端子の接続点が次段のインバータ
を構成する電界効果トランジスタ(23m)のf−)端
子に接続され、トランジスタ(23a)のソース端子は
接地端子GNDに接続され、ドレイン端子は電界効果ト
ランジスタ(23b)のソース端子−ドレイン端子を介
して正の電源端子VDD K接続され、トランジスタ(
23b)のダート端子とソース端子が相互接続される。
Also, the connection point between the drain terminal of the transistor (21a) and the source terminal of the transistor (21b) is connected to the dirt terminal of a field effect transistor (22m) constituting the next stage inverter, and the source terminal of this transistor (22a) is grounded. It is connected to the terminal GND, the drain terminal is connected to the positive power supply terminal VDD via the source terminal-drain terminal of the field effect transistor (22b), and the c-)m terminal and the source terminal of the transistor (22b) are interconnected. Ru. The connection point between the drain terminal of the transistor (22m) and the source terminal of the transistor (22b) is connected to the f-) terminal of the field effect transistor (23m) that constitutes the next stage inverter, and the source terminal of the transistor (23a) is It is connected to the ground terminal GND, the drain terminal is connected to the positive power supply terminal VDD K via the source terminal-drain terminal of the field effect transistor (23b), and the transistor (
The dart terminal and source terminal of 23b) are interconnected.

同様にして電界効果トランジスタ(24m)と(24b
) 、電界効果トランジスタ(25m)と(25b)、
電界効果トランジスタ(26麿)と(26b) 、電界
効果トランジスタ(27m)と(27b)、電界効果ト
ランジスタ(28m)と(28b)、電界効果トランジ
スタ(29m)と(29b)が夫々インバータを構成し
、縦続接続される。尚トランジスタ(21m)〜(29
i)はインバータの駆動素子として働くもので、例えば
Nチャンネル・エンハンスメント形が用いられ、一方ト
ランジスタ(21b)〜(29b)はインバータの負荷
素子として働くもので、例えばNチャンネル・デプレッ
ション形のものが使用される。
Similarly, the field effect transistor (24m) and (24b)
), field effect transistors (25m) and (25b),
Field effect transistors (26m) and (26b), field effect transistors (27m) and (27b), field effect transistors (28m) and (28b), and field effect transistors (29m) and (29b) constitute an inverter, respectively. , cascaded. Furthermore, transistors (21m) to (29m)
The transistors (21b) to (29b) act as load elements of the inverter, and are of the N-channel depletion type, for example. used.

そしてトランジスタ(29畠)のドレイン端子とトラン
ジスタ(29b)のソース端子の接続点が!ツシユデル
イン/#−タ回路(3)の電界効果トランジスタ(31
m)のr−ト端子に接続され、トランジスタ(2Sa)
のドレイン端子とトランジスタ(28b)のソース端子
の接続点が電界効果トランジスタ(31b)のダート端
子に接続される。トランジスタ(31a)のソース端子
は接地端子GNDに接続され、ドレイン端子はトランジ
スタ(31b)のソースi子−ドレイン端子を介して電
源端子VDD K接続される。又トランジスタ(31b
)のf−)端子が電界゛効果トランジスタ(32m)の
f−)端子に接続され、トランシx p (31a)の
ダート端子が電界効果トランジスタ(32b)のe−)
端子に接続される。そしてトランジスタ(32a)のソ
ース端子が接地端子GNDK接続され、ドレイン端子が
トランジスタ(32b)のソース端子−ドレイン端子を
介して電源端子VDDに接続される。これらトランジス
タ(31m) (31b)及び(32m) (32b)
にょシ!ツシュグルインパータ回路(3)の第1のグツ
シュデルインバータを構成シている。又トランジスタ(
32m)のドレイン端子及びトランジスタ(32b)の
ソース端子の接続点が電界効果トランジスタ(33m)
のe−)端子に接続され、トランジスタ(31Jl)の
ドレイン端子及びトランジスタ(31b)のソース端子
の接続点が電界効果トランジスタ(33b)のf−)端
子に接続される。そしてトランジスタ(33m)のソー
ス端子は接地端子GNDに接続され、ドレイン端子はト
ランジスタ(33b)のソース端子−ドレイン端子を介
して電源端子VDDに接続される。更にトランジスタ(
33b)のff−)端子が電界効果トランジスタ(34
a)のダート端子に接続され、トランジスタ(33a)
のy−ト端子が電界効果トランジスタ(34b)のr−
)端子に接続される。そしてトランジスタ(34a)の
ソース端子が接地端子GNDに接続され、ドレイン端子
がトランジスタ(34b)のソース端子−ドレイン端子
を介して電源端子VDDに接続される。これらトランジ
スタ(33a) (33b)及びトランジスタ(34a
)(34b)によシグッシェグルインパータ回路(3)
の第2のブツシュデルインバータを構成している。尚ト
ランジスタ(31m)〜(3ta)としては例えばNチ
ャンネル・エンハンスメント形のものが使用され、又ト
ランジスタ(31b)〜(34b )としてはNチャン
ネル・デプレッション形のものが使用される。
And the connection point between the drain terminal of the transistor (29 Hatake) and the source terminal of the transistor (29b)! Field effect transistor (31
m) is connected to the r-t terminal of the transistor (2Sa).
A connection point between the drain terminal of the transistor (28b) and the source terminal of the transistor (28b) is connected to the dirt terminal of the field effect transistor (31b). The source terminal of the transistor (31a) is connected to the ground terminal GND, and the drain terminal is connected to the power supply terminal VDDK via the source i-drain terminal of the transistor (31b). Also, a transistor (31b
) is connected to the f-) terminal of the field effect transistor (32m), and the dart terminal of the transistor xp (31a) is connected to the e-) terminal of the field effect transistor (32b).
Connected to the terminal. The source terminal of the transistor (32a) is connected to the ground terminal GNDK, and the drain terminal is connected to the power supply terminal VDD via the source terminal-drain terminal of the transistor (32b). These transistors (31m) (31b) and (32m) (32b)
Nyoshi! It constitutes the first Gutshudel inverter of the Tsushugur inverter circuit (3). Also, transistor (
The connection point between the drain terminal of the transistor (32m) and the source terminal of the transistor (32b) is the field effect transistor (33m).
The connection point between the drain terminal of the transistor (31Jl) and the source terminal of the transistor (31b) is connected to the f-) terminal of the field effect transistor (33b). The source terminal of the transistor (33m) is connected to the ground terminal GND, and the drain terminal is connected to the power supply terminal VDD via the source terminal-drain terminal of the transistor (33b). Furthermore, a transistor (
The ff-) terminal of 33b) is a field effect transistor (34
connected to the dart terminal of a), and the transistor (33a)
The y-to terminal of the field effect transistor (34b) is the r- terminal of the field effect transistor (34b).
) terminal. The source terminal of the transistor (34a) is connected to the ground terminal GND, and the drain terminal is connected to the power supply terminal VDD via the source terminal-drain terminal of the transistor (34b). These transistors (33a) (33b) and transistor (34a)
) (34b) Yosigusheguru inverter circuit (3)
This constitutes the second Bushdel inverter. For example, N-channel enhancement type transistors are used as the transistors (31m) to (3ta), and N-channel depletion type transistors are used as the transistors (31b) to (34b).

また、グツシュグルインバータ回路(3)の出力側、例
えばトランジスタ(34a)のドレイン側とインバータ
回路(2)の入力側、例えばトランジスタ(21m+)
のf−)端子との間に帰還用抵抗器α2を接続し、グツ
シュグルインバータ回路(3)の出力信号の直流成分を
インバータ回路(2)の入力側に帰還することによシ、
インバータ回路(2)及びグツシュグルインバータ回路
(3)の動作点の安定化をはかるようにしている。
Also, the output side of the Gutshugur inverter circuit (3), for example the drain side of the transistor (34a), and the input side of the inverter circuit (2), for example the transistor (21m+)
By connecting a feedback resistor α2 between the f-) terminal of
The operating points of the inverter circuit (2) and the inverter circuit (3) are stabilized.

分局器(4)はマスク側のラッチ回路(40とサンプリ
ング回路(4の及びスレーブ側のラッチ回路崗及びサン
プリング回路(44からなる。ラッチ回路α力にはラッ
チ部を構成する1対の電1界効果トランジスタ(41a
) (41b)と電界効果トランジスタ(41e) (
41d)及びf−)用の1対の電界効果トランジスタ(
41e)(41f)が設けられる。そしてトランジスタ
(41C)(41a) (41e)は電源端子VDDと
接地端子GNDの間に直列接続され、同様にトランジス
タ(41d) (41b)(41f)は電源端子Vpi
 、接地端子GNDの間に直列接続される。そしてトラ
ンジスタ(41m) (41d)の各e−)端子が相互
接続され、トランジスタ(41b)(41c)の各f−
)端子が相互接続される。又トランジスタ(41c) 
(41d)の夫々の?−)端子とソース端子は相互接続
され、一方トランゾスタ(41e)と(41f)の各f
−)端子は相互接続された後グツシュグルイン・f−夕
回路(3)の一方の出力側例えばトランジスタ(33a
)のドレイン端子とトランジスタ(33b)のソース端
子の接続点に接続される。尚トランジスタ(41m) 
(41b) (41e) (41f)としては、例えば
Nチャンネル・エンハンスメント形のものが使用され、
一方トランジスタ(41e) (41d)としては、例
えばNチャンネル・デプレッション形のものが使用され
る。
The divider (4) consists of a latch circuit (40) on the mask side, a sampling circuit (44), and a latch circuit (44) on the slave side. Field effect transistor (41a
) (41b) and field effect transistor (41e) (
A pair of field effect transistors (41d) and f-) for
41e) (41f) are provided. The transistors (41C), (41a), and (41e) are connected in series between the power terminal VDD and the ground terminal GND, and similarly, the transistors (41d, 41b, and 41f) are connected to the power terminal Vpi.
, and the ground terminal GND. The e-) terminals of the transistors (41m) (41d) are interconnected, and the f- terminals of the transistors (41b) (41c) are interconnected.
) terminals are interconnected. Also transistor (41c)
(41d) each? -) and source terminals are interconnected, while each f of the transistors (41e) and (41f)
-) terminals are connected to one output side of the circuit (3), such as a transistor (33a
) is connected to the connection point between the drain terminal of the transistor (33b) and the source terminal of the transistor (33b). Furthermore, transistor (41m)
(41b) (41e) As (41f), for example, an N-channel enhancement type is used,
On the other hand, as the transistors (41e) (41d), for example, N-channel depletion type transistors are used.

サンプリング回路(6)は1対の電界効果トランジスタ
(42m) (42b)とダート用の電界効果トランジ
スタ(40c)とからなり、トランジスタ(421) 
(42b)の各ドレイン端子は夫々トランジスタ(41
a) (41b)の各ドレイン端子に接続され、トラン
ジスタ(42a)(42b)の各ソース端子は共通接続
された後トランジスタ(42c)のドレイン端子−ソー
ス端子を介して接地端子GNDに接続される。そしてト
ランジスタ(42c)のf−上端子はブツシュグルイン
バータ回路(3)の他方の出力側例えばトランジスタ(
34m+)のドレイン端子とトランジスタ(34b)の
ソース端子の接続点に接続される。尚トランジスタ(4
2a)(42b) (42c)としては、例えばNチャ
ンネル・エンハンスメント形のものが使用される。
The sampling circuit (6) consists of a pair of field effect transistors (42m) (42b) and a dirt field effect transistor (40c), and a transistor (421).
Each drain terminal of (42b) is connected to a transistor (41
a) Connected to each drain terminal of (41b), and each source terminal of transistors (42a) and (42b) connected in common, and then connected to ground terminal GND via the drain terminal and source terminal of transistor (42c). . The f- upper terminal of the transistor (42c) is connected to the other output side of the Bushgur inverter circuit (3), for example, the transistor (42c).
It is connected to the connection point between the drain terminal of the transistor (34m+) and the source terminal of the transistor (34b). In addition, transistor (4
2a) (42b) (42c), for example, an N-channel enhancement type is used.

又スレーブ側のラッチ回路(4騰はラッチ回路ηD同様
うッチ部を構成する一対の電界効果トランジスタ(43
m) (43b)及び電界効果トランジスタ(43c)
(43d)と?−)用の1対の電界効果トランジスタ(
43e) (43f)からなる。そして電界効果トラン
ジスタ(43cX43a) (43e)は電源端子VD
D及び接地端子GND間に直列に接続され、同様にトラ
ンジスタ(43d) (43b) (43f) ハ[1
Il)II子VDD ト1ijlklllGND間に直
列に接続される。そしてトランジスタ(43a)と(4
3d)の各f−)端子が相互接続されると共にトランジ
スタ(43b)と(43c)の各ダート端子が相互接続
される。又トランジスタ(43C)と(43d)の夫々
f−)端子とソース端子は相互接続され、一方トランジ
スタ(43e) (43f)の各ダート端子は共通接続
されてサンプリング回路(6)と同様にグツシュグルイ
ンバータ回路(3)の他方の出力側即ちトランジスタ(
34m)のドレイン端子とトランジスタ(34b)のソ
ース端子の接続点に接続される。
In addition, the latch circuit on the slave side (4) is a pair of field effect transistors (43
m) (43b) and field effect transistor (43c)
(43d)? -) a pair of field effect transistors for (
43e) (43f). And the field effect transistor (43cX43a) (43e) is the power supply terminal VD
Similarly, transistors (43d) (43b) (43f) are connected in series between D and the ground terminal GND.
Il) II child VDD is connected in series between Ijlkllll and GND. And transistors (43a) and (4
The f-) terminals of 3d) are interconnected, and the dart terminals of transistors (43b) and (43c) are interconnected. Also, the respective f-) terminals and source terminals of the transistors (43C) and (43d) are connected to each other, while the respective dart terminals of the transistors (43e) and (43f) are connected in common and are connected to each other in a similar manner to the sampling circuit (6). The other output side of the group inverter circuit (3), that is, the transistor (
It is connected to the connection point between the drain terminal of the transistor (34m) and the source terminal of the transistor (34b).

又トランジスタ(43si) (43b)の各ドレイン
端子は夫々マスク側のサンプリング回路143のトラン
ジスタ(42a) (42b)の各r−)端子に夫々接
続される。
Further, each drain terminal of the transistor (43si) (43b) is connected to each r-) terminal of the transistor (42a) (42b) of the sampling circuit 143 on the mask side, respectively.

尚トランジスタ(43m) (43b) (43e) 
(43f)としては、例えばNチャンネル・エンハンス
メント形のものが使用され、一方トランジスタ(43c
) (43d)としては、例えばNチャンネル・デプレ
ッション形のものが使用される。
Transistor (43m) (43b) (43e)
For example, an N-channel enhancement type transistor is used as the transistor (43f), while the transistor (43c
) (43d), for example, an N-channel depression type is used.

サンプリング回路mはサンプリング回路(6)同様1対
の電界効果トランジスタ(44g) (44b)とr−
ト用の電界効果トランジスタ(44c)とからなり、ト
ランジスタ(44a) (44b)の各ドレイン端子は
夫夫トランジスタ(43畠)のドレイン端子とトランジ
スタ(42g)のf−)端子の接続点及びトランジスタ
(43b)のドレイン端子とトランジスタ(42b)の
ダート端子の接続点に夫々接続され、トランジスタ(4
4a) (44b)の各ソース端子は共通接続され先後
トランジスタ(44c)のドレイン端子−ソース端子を
介して接地端子GNDK接続される。又トランジスタ(
44a) (44b)の各ダート端子は夫々トランジス
タ(42b) (42a)の各ドレイン端子に接続され
ると共にトランジスタ(41b) (41a)の各ドレ
イン端子に接続され、トランジスタ(44c)のダート
端子はラッチ回路(40同様!ツシユグルインパ一タ回
路(3)の一方の出力側即ちトランジスタ(33a)の
ドレイン端子とトランジスタ(33b)のソース端子の
接続点に接続される。尚、トランジスタ(44a)(4
4b) (44c)としては、例えばNチャンネル・エ
ンハンスメント形のものが使用される。
Similar to sampling circuit (6), sampling circuit m includes a pair of field effect transistors (44g) (44b) and r-
Each drain terminal of the transistor (44a) (44b) is a connection point between the drain terminal of the husband transistor (43 Hatake) and the f-) terminal of the transistor (42g), and a field effect transistor (44c) for (43b) and the dirt terminal of the transistor (42b), respectively.
The respective source terminals of 4a) (44b) are commonly connected and connected to the ground terminal GNDK via the drain terminal-source terminal of the transistor (44c). Also, transistor (
Each dart terminal of 44a) (44b) is connected to each drain terminal of transistor (42b) (42a) and also connected to each drain terminal of transistor (41b) (41a), and the dart terminal of transistor (44c) is connected to each drain terminal of transistor (42b) (42a). The latch circuit (similar to 40! Connected to one output side of the shuffle inverter circuit (3), that is, the connection point between the drain terminal of the transistor (33a) and the source terminal of the transistor (33b).
4b) As (44c), for example, an N-channel enhancement type is used.

又センスアンプ(5)としては例えば電源間に夫々並列
関係に配された直列接続の一対の電界効果トランジスl
 (51a)と(51b) −(52g)と(52b)
及び(53a)と(53b)からなり、トランジスタ(
51a)(52a) (53a)の各ソース端子は接地
端子GNDに接続され、各ドレイン端子は夫々トランジ
スタ(51b)(52b) (53b)の各ソース端子
−ドレイン端子を介して電源端子VDDに接続される。
The sense amplifier (5) may be, for example, a pair of series-connected field effect transistors arranged in parallel between the power supplies.
(51a) and (51b) - (52g) and (52b)
, (53a) and (53b), and the transistor (
Each source terminal of 51a) (52a) (53a) is connected to the ground terminal GND, and each drain terminal is connected to the power supply terminal VDD via each source terminal-drain terminal of the transistor (51b) (52b) (53b), respectively. be done.

トランジスタ(51a ) ノr −’ )端子は) 
ラン−)スl (43b)ノf −ト端子に接続され、
トランジスタ(51b)のダート端子はトランジスタ(
43b)のドレイン端子に接続される。又トランジスタ
(51a)のドレイン端子とトランジスタ(51b)の
ソース端子の接続点がトランジスタ(52a)のf−)
端子に接続され、トランジスタ(52b )のダート端
子とソース端子は相互接続される。又トランジスタ(5
2a)のドレイン端子とトランジスタ(52b)のソー
ス端子の接続点がトラン・ゾスタ(53m)のe−)端
子に接続され、トランジスタ(53b)のf−)端子と
ドレイン端子は相互接続され、トランジスタ(53a)
のドレイン端子とトランジスタ(53b)のソース端子
の接続点より次段への出力端子が取シ出される。なお、
ここで  4トランジスタ(51b) Kも前段の出力
信号を供給するようにしているのはこのトランジスタ(
51b)をソースフォロア的に働かすことKよって入力
された信号にほぼ近似した出力信号をその出力側に得る
ためである。これによってデユーティ−50%のきれい
な波形を得ることができる。
The terminal of the transistor (51a) is
(43b) connected to the node terminal,
The dirt terminal of the transistor (51b) is connected to the transistor (51b).
43b). Also, the connection point between the drain terminal of the transistor (51a) and the source terminal of the transistor (51b) is the f-) of the transistor (52a).
The dirt terminal and source terminal of the transistor (52b) are interconnected. Also transistor (5
The connection point between the drain terminal of 2a) and the source terminal of the transistor (52b) is connected to the e-) terminal of the transistor (53m), the f-) terminal and the drain terminal of the transistor (53b) are interconnected, and the transistor (53a)
An output terminal to the next stage is taken out from the connection point between the drain terminal of the transistor (53b) and the source terminal of the transistor (53b). In addition,
Here, 4 transistors (51b) This transistor (51b) also supplies the output signal of the previous stage.
51b) in a source follower manner to obtain an output signal approximately similar to the input signal at its output side. This makes it possible to obtain a clean waveform with a duty of -50%.

次にこの第2図の回路動作を説明する。今入力信号源(
1)よシの入力信号はインバータ回路(2)の各インバ
ータによシ順次反転されながら前段よシ稜段に伝送され
ていく。今インバータ回路(2)の後段の2つのインバ
ータの信号関係を考えると、トランジスタ(2Sa)の
出力NK得られる信号s1とトランジスタ(29a)の
出力側に得られる信号82(81)とは後者はトランジ
スタ(29a)を通った分だけ信号S1より位相的に違
い本のである。そこで、これらの信号81 e 82を
夫々第1のグツシュデルインバータのトランジスタ(3
1b) (32a)とトランジスタ(32b) (31
a)に供給すると、トランジスタ(31m)と(32a
)の出力側には夫々出力信号83及び出力信号S4が取
り出される。ここで、これらの出力信号83、 S、は
夫々入力信号S1. S2の合成された信号で作り出さ
れることに注目されたい。即ち例えは信号S3は信号S
2より位相的に若干進んだ信号S1がトランジスタ(3
1b)のデート端子に供給されると共に逆に信号Slよ
シ位相的に若干遅い信号S2がトランジスタ(31m)
に供給されることにより作られた本のであり、−刃出カ
信号s4は信号slが同様にしてトランジスタ(32m
)のf−)fi子に供給され、信号S2がトランジスタ
(32b)のf−)端子に供給されて作られたものであ
る。っt夛出力信号S3.S4は信号Sl、s2の位相
誤差分が相互に相殺された形で作られたものであシ、従
って出力信号S3と84の位相誤差は実質的に0に近く
々る。更にこれらの信号S3. S4を夫々入力信号と
して第2のブツシュグルインバータのトランジx l 
(33b) (34a)と(33a) (34b)に供
給することによりトランジスタ(33a)と(34a)
の出方側ニハ夫々出力信号S5及びs6が取シ出され、
これらの出力信号S5及び86も上述の理由よりその位
相誤差分が相殺され、信号s3e s、の場合より更に
位相誤差の少ないものとなる。従ってブツシュグルイン
バータ回路(3)の出方側には第1図BK示すように実
質的に相互に逆相の関係にある位相誤差のない駆動信号
φ、7の信号が取り出されるととKなる。このときの両
信号の1サイクルの制御動作時間は第1図Bに示すよう
にT2(<TI)となり、これKより約IAの無駄な時
間が除去され、高速化が達成できることがわかる。
Next, the operation of the circuit shown in FIG. 2 will be explained. Now the input signal source (
1) The input signal at the top is sequentially inverted by each inverter of the inverter circuit (2) and transmitted from the previous stage to the top stage. Now considering the signal relationship between the two inverters in the latter stage of the inverter circuit (2), the signal s1 obtained from the output NK of the transistor (2Sa) and the signal 82 (81) obtained at the output side of the transistor (29a) are the latter. The phase is different from that of the signal S1 by the amount that passes through the transistor (29a). Therefore, these signals 81 e 82 are respectively connected to the transistors (3) of the first Gutschdel inverter.
1b) (32a) and transistor (32b) (31
a), transistors (31m) and (32a
), an output signal 83 and an output signal S4 are taken out, respectively. Here, these output signals 83, S, are respectively input signals S1. Note that S2 is produced in the combined signal. That is, for example, signal S3 is signal S
The signal S1, which is slightly ahead of 2 in phase, is transmitted by the transistor (3
The signal S2 which is supplied to the date terminal of 1b) and which is slightly slower in phase than the signal Sl is connected to the transistor (31m).
- The blade output signal s4 is generated by supplying the signal sl to a transistor (32m
) and the signal S2 is supplied to the f-) terminal of the transistor (32b). Additional output signal S3. S4 is created such that the phase errors of the signals Sl and s2 cancel each other out, and therefore the phase error between the output signals S3 and 84 is substantially close to zero. Furthermore, these signals S3. The transistors x l of the second Butschgru inverter with S4 as input signals, respectively.
Transistors (33a) and (34a) by supplying (33b) (34a) and (33a) (34b)
Output signals S5 and s6 are taken out from the output side, respectively,
The phase errors of these output signals S5 and S86 are also canceled out for the above-mentioned reason, and the phase errors are even smaller than in the case of the signals s3e and s. Therefore, as shown in FIG. 1 BK, the driving signals φ and 7 without any phase error are taken out from the output side of the Bushgur inverter circuit (3). Become. At this time, the control operation time for one cycle of both signals is T2 (<TI) as shown in FIG. 1B, and it can be seen that approximately IA of wasted time is removed from this K, and high speed can be achieved.

次に分局器(4)の動作を説明する。ラッチ回路41)
及び(43は駆動信号φがハイレベルのとき即ち駆動信
号¥がローレベルのとき、夫々ホールド状態及びホール
ド解除状態にあシ、−刃駆動信号のレベルが逆の場合は
夫々ラッチ回路(41)がホールド解除状態及びラッチ
回路(43がホールド状態となるように動作する。今、
駆動信号φ、iが夫々ローレベルとハイレベルになると
ラッチ回路(4りはそのホールド状態を解除され、一方
ラッチ回路(lはホールド状態に入る。そしてサンプリ
ング回路的のトランジスタ(42c)がハイレベルの駆
動信号1にょジオンし、トランジスタ(42a)及び(
42b)がホールド状態にあるラッチ回路143の出力
Qt a Q2によりオンし、これらのトランジスタ(
42g) (42b)はラッチ回路Iのトランジスタ(
41c)及び(41d)と夫夫インバータとして働らく
。従ってトランジスタ(42a)の出力側には信号Q2
の反転し九信号Q1が得られると共にトランジスタ(4
2b)の出力側には信号Q2の反転した信号Qzが得ら
れる。即ちこのときラッチ回路(41)の出力側にはラ
ッチ回路(41の出力が夫々反転した出力が得られるこ
とになる。
Next, the operation of the branching device (4) will be explained. Latch circuit 41)
and (43 are respectively in the hold state and hold release state when the drive signal φ is at a high level, that is, when the drive signal ¥ is at a low level; - when the level of the blade drive signal is reversed, each latch circuit (41) operates so that the hold release state and the latch circuit (43) enter the hold state.Now,
When the drive signals φ and i become low level and high level, respectively, the latch circuit (4) is released from its hold state, while the latch circuit (1) enters the hold state.Then, the sampling circuit transistor (42c) becomes high level. The drive signal 1 is applied to the transistors (42a) and (
42b) are turned on by the output Qt a Q2 of the latch circuit 143 in the hold state, and these transistors (
42g) (42b) is the transistor of latch circuit I (
41c) and (41d) work as husband and wife inverters. Therefore, the signal Q2 is on the output side of the transistor (42a).
is inverted, a nine signal Q1 is obtained, and the transistor (4
2b), a signal Qz which is an inversion of the signal Q2 is obtained. That is, at this time, outputs obtained by inverting the outputs of the latch circuit (41) are obtained on the output side of the latch circuit (41).

そして駆動信号φ、’iが夫々ハイレベルよりローレベ
ルに変わるとラッチ回路(41)がサンプリング状態よ
抄ホールド状態に変わる。即ちラッチ回路を旬は切換え
前の状態をホールドすることになる。
When the drive signals φ and 'i change from high level to low level, the latch circuit (41) changes from the sampling state to the holding state. That is, the latch circuit will hold the state before switching.

そしてこのラッチ回路(4Dのホールド状態がラッチ回
路(41に送られる。つまり出力信号Q1− Qlの反
転した信号がラッチ回路AIに送られるわけである。
The hold state of this latch circuit (4D) is then sent to the latch circuit (41). That is, the inverted signal of the output signal Q1-Ql is sent to the latch circuit AI.

このようにしてラッチ回路(41)と+43は相互に逆
相のデータを遺り取シしており、従って一方のラッチ回
路より他方のラッチ回路をみた場合には一方のラッチ回
路には他方のラッチ回路から最初のデー    ′りの
逆のものが送られてくることになる。つまり伝送信号が
麦分周され九ことになる。
In this way, the latch circuits (41) and +43 inherit data that is out of phase with each other, and therefore, when looking at one latch circuit from the other, one latch circuit has the same data as the other. The opposite of the first data will be sent from the latch circuit. In other words, the transmission signal is frequency-divided by 9 times.

このようにして分周器(4)で門に分周された分局出力
信号はセンスアング(5)を介して次段へ供給される。
The divided output signal whose frequency has been divided by the frequency divider (4) in this manner is supplied to the next stage via the sense amplifier (5).

なお、ラッチ回路141) 143及びサンプリング回
路(43(44)のf−)用のトランジスタは、ここで
は前者には一対のトランジスタ、後者には単一のトラン
ジスタを用いているが、前者に単一のトランジスタ、後
者に一対のトランジスタ、又は前者、後者共一対のトラ
ンジスタ、或いは前者、後者共単−のトラン・ゾスタと
任意の組合わせの態様を取り得る本のである。ただし、
高速化を考慮した場合、サンプリング回路では単一のト
ランジスタの方がサンプリング時間が早くなり、一方ラ
ッチ回路ではホールド状態よシホールド解除の時間が高
速化の場合問題となり、そこで一対のトランジスタを用
いた方がラッチ解除の時間が早くなる。従って、本実施
例における構成は高速化に対して最も好ましい配置状態
と言えるものである。
Note that the transistors for the latch circuit 141) 143 and the sampling circuit (f- of 43 (44)) are a pair of transistors for the former and a single transistor for the latter; It is possible to use any combination of transistors, a pair of transistors for the latter, a pair of transistors for both the former and the latter, or a single transistor for the former and the latter. however,
When considering speedup, in a sampling circuit, a single transistor has a faster sampling time, whereas in a latch circuit, the time required to enter the hold state and release the hold becomes a problem if the speed is increased, so it is better to use a pair of transistors. The latch release time becomes faster. Therefore, the configuration of this embodiment can be said to be the most preferable arrangement for increasing speed.

上述の如くこの発明によれば、位相誤差分を駆動信号を
発生し得る!ツシュプルインパータによ抄マスタ・スレ
ーブ分局器を駆動するようにしたので、従来2つの駆動
信号間に生じた位相誤差による無駄な時間を解消するこ
とができ、もって高速化伝送が可能となる。
As described above, according to the present invention, a drive signal can be generated based on the phase error! Since the master/slave splitter is driven by the pull imperper, it is possible to eliminate the wasted time due to the phase error that conventionally occurs between the two drive signals, thereby enabling high-speed transmission.

またゾツシュプルインパータの出力の直流成分をインバ
ータの入力側に帰還するようにしたので、インバータ及
び!ッシュグルイン/J−夕かう成るドライブアンプの
動作点が安定化され、従来回路で生シていたハイレベル
、ローレベルのアンバランスによりその状態が増幅され
ていずれか一方のレベル側にへばりついてしまう現象も
解消される。
Also, since the DC component of the output of the Zotsupu inverter is fed back to the input side of the inverter, the inverter and! A phenomenon in which the operating point of the drive amplifier is stabilized, and the unbalance between high and low levels that occurs in conventional circuits is amplified and becomes stuck on one level side. will also be resolved.

上述の実施例では、マスク・スレーブ分周器としてIA
分周器の場合に付いて説明したが、ラッチ回路、サンプ
リング回路を増やす等して1/4分周器、1/6分周器
等その他の分周器にも同様に適用できる。
In the above embodiment, IA is used as a mask slave divider.
Although the description has been made for the case of a frequency divider, the present invention can be similarly applied to other frequency dividers such as a 1/4 frequency divider and a 1/6 frequency divider by increasing the number of latch circuits and sampling circuits.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図はこの発明を従来回路の動作と対比して例を示す
接続図である。 (1)は入力信号源、(2)はイン・々−タ回路、(3
)は!ツシュグルインパータ回路、+4+u−i分周器
(マスタースレーブ分周器L(5)はセンスアンプであ
る。 同  松隈秀盛
FIG. 1 is a connection diagram showing an example in which the present invention is compared with the operation of a conventional circuit. (1) is the input signal source, (2) is the interface circuit, (3
)teeth! Tschuguru inverter circuit, +4+u-i frequency divider (master-slave frequency divider L (5) is a sense amplifier. Same as Hidemori Matsukuma)

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1、 少なく共1個のインバータと、少なく共1個の!
ツシュグルインパータト、マスク・スレーブ分局器とを
備え、上記!ツシエグルインパータの出力で上記マスク
・スレーブ分局器を駆動するようKしたことを特命とす
る高速分周回路。 2、 ブツシュグルインパー夕の出力の直流成分をイン
ノクータの入力側に帰還して上記インバータ及び!ツシ
ュプルインパータの動作点を安定化するようKしたこと
を特徴とする特許請求の範囲第1項記載の高速分局回路
[Claims] 1. At least one inverter and at least one!
The above! A high-speed frequency divider circuit whose special purpose is to drive the above-mentioned mask/slave divider with the output of the Tsushiegle inverter. 2. Feed back the DC component of the output of the Butsuguru Imperator to the input side of the Innocutor to the above-mentioned inverter and! 2. The high-speed branching circuit according to claim 1, wherein K is set to stabilize the operating point of the tush-pull imperter.
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Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5853220A (en) * 1981-09-25 1983-03-29 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Opposite phase signal producing circuit

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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JPS5853220A (en) * 1981-09-25 1983-03-29 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Opposite phase signal producing circuit

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