JPS58179196A - 誘導電動機の速度制御方法 - Google Patents
誘導電動機の速度制御方法Info
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- JPS58179196A JPS58179196A JP57060621A JP6062182A JPS58179196A JP S58179196 A JPS58179196 A JP S58179196A JP 57060621 A JP57060621 A JP 57060621A JP 6062182 A JP6062182 A JP 6062182A JP S58179196 A JPS58179196 A JP S58179196A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/03—AC-DC converter stage controlled to provide a defined DC link voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘導電動機Ｏ速度制御方法に係り、特に、連
続鋳造機のモールドオシレーション装置の駆動システム
に用いるの−に好適な、誘導電動機をインバータにより
可変速制御する誘導電動機の速度制御方法の改良に関す
る。
続鋳造機のモールドオシレーション装置の駆動システム
に用いるの−に好適な、誘導電動機をインバータにより
可変速制御する誘導電動機の速度制御方法の改良に関す
る。
一般に、連続鋳造機は、第１図に示す如く、スイングタ
ワー１０に載置されたし一ドル１２からロングノズル１
４ｔ−介して注入される溶鋼を一時的に保持するタンデ
ィツシュ１６と、該タンディツシュ１６の下部に配設さ
れたイマージョンノズル１８から溶鋼が注入されるモー
ルド２０と、蚊モールド２０で周囲から冷却されて形成
された鋳片２２を更に２次冷却するためのスプレー装置
２３と、−片２２をｍ記モールド２０から引抜くと共に
水平方向に曲げるための、ピンチロール２５に有する鋳
−片引抜き装置２４と、完全にＭ固した鋳片２２を所定
の寸法に切断するためのスラブ切断機２６と、該スラブ
切断機２６により所定の寸法に切断されたスラブを搬出
するための搬出テーブル２８と、前記モールド２０に上
下方向の振動？与えて、モールド２０内の鋳片＃固殻と
モールド銅板との摩擦を軽減し、焼付きを防止するため
のモールドオシレーション装置３０と、鋳込み開始時に
モールド２０の底部ｔ−塞ぎ、且つ、釣込みの進行と共
に鋳片２２企ピンチロール２５迄案内するためのダミー
パー３２と、鋳片２２の先端が最終のピンチロール２５
を通過した後、鋳片２２から分離されたダミーパー３２
倉、再使用するべく、モールド２０の高さ迄巻上げるた
めの、ワイヤ３４ａの先端にフックａ ４ ｂ ｐｚ配
設されたダミーバー巻上装置３４と、該ダミーバー巻上
装置３４で巻上げられたダミーパー３２ｔ−モールド２
０の位置まで運搬するためのダミーバーカー３６と、核
ダミーバーカー３６で運搬されたダミーパー３２を、モ
ールド２０内に上部から挿入するためのチェーンコンベ
ア（図示省略）とから構成されている。
ワー１０に載置されたし一ドル１２からロングノズル１
４ｔ−介して注入される溶鋼を一時的に保持するタンデ
ィツシュ１６と、該タンディツシュ１６の下部に配設さ
れたイマージョンノズル１８から溶鋼が注入されるモー
ルド２０と、蚊モールド２０で周囲から冷却されて形成
された鋳片２２を更に２次冷却するためのスプレー装置
２３と、−片２２をｍ記モールド２０から引抜くと共に
水平方向に曲げるための、ピンチロール２５に有する鋳
−片引抜き装置２４と、完全にＭ固した鋳片２２を所定
の寸法に切断するためのスラブ切断機２６と、該スラブ
切断機２６により所定の寸法に切断されたスラブを搬出
するための搬出テーブル２８と、前記モールド２０に上
下方向の振動？与えて、モールド２０内の鋳片＃固殻と
モールド銅板との摩擦を軽減し、焼付きを防止するため
のモールドオシレーション装置３０と、鋳込み開始時に
モールド２０の底部ｔ−塞ぎ、且つ、釣込みの進行と共
に鋳片２２企ピンチロール２５迄案内するためのダミー
パー３２と、鋳片２２の先端が最終のピンチロール２５
を通過した後、鋳片２２から分離されたダミーパー３２
倉、再使用するべく、モールド２０の高さ迄巻上げるた
めの、ワイヤ３４ａの先端にフックａ ４ ｂ ｐｚ配
設されたダミーバー巻上装置３４と、該ダミーバー巻上
装置３４で巻上げられたダミーパー３２ｔ−モールド２
０の位置まで運搬するためのダミーバーカー３６と、核
ダミーバーカー３６で運搬されたダミーパー３２を、モ
ールド２０内に上部から挿入するためのチェーンコンベ
ア（図示省略）とから構成されている。
このような連続鋳造機において、スイングタワー１０上
に載置されるシードル１２内に充満された溶鋼は、該し
一ドル１２の下部に形成されたロングノズル１’４を介
して、一旦、タンディツシュ１６に注゛入される。次い
で、該タンディツシュ１６の下部に形成されたイマージ
ョンノズル１８を経てモールド２０に注入される。この
モールド２０の底は、鋳込み開始に際して、ダミーパー
３２によりふさがれており、鋳込み開始時におけるモー
ルド内溶鋼の落下が防止されている。更に、モールド内
溶鋼は、モールドオシレーション装置３０により上下振
動を与えられ、モールド鋼板との焼付きが防止されてい
る。モールド２０で一次冷却され１次いでスプレー装置
２３で二次冷却された鋳片２２は、ピンチロール２５で
引抜かれる。
に載置されるシードル１２内に充満された溶鋼は、該し
一ドル１２の下部に形成されたロングノズル１’４を介
して、一旦、タンディツシュ１６に注゛入される。次い
で、該タンディツシュ１６の下部に形成されたイマージ
ョンノズル１８を経てモールド２０に注入される。この
モールド２０の底は、鋳込み開始に際して、ダミーパー
３２によりふさがれており、鋳込み開始時におけるモー
ルド内溶鋼の落下が防止されている。更に、モールド内
溶鋼は、モールドオシレーション装置３０により上下振
動を与えられ、モールド鋼板との焼付きが防止されてい
る。モールド２０で一次冷却され１次いでスプレー装置
２３で二次冷却された鋳片２２は、ピンチロール２５で
引抜かれる。
ピンチロール２５を出た鋳片２２は、完全に凝固してお
り、まず、鋳片２２の先端に配設されているダミーパー
３２が鋳片２２から分離され、次いで、鋳片がスラブ切
断機２６で所定の寸法に切断され、搬出テーブル２８で
搬出される。一方、ピンチロール２５の出側で鋳片２２
の先端から分離されたダミーパー３２は、ダミーバー巻
上装置３４のフック３４ｂで引掛けられて、ダミーバー
カー３６の位ｆ１ｔ″！で巻上げられる。次いで、ダミ
ーバーカー３６に乗せられ、モールド２０１で運搬され
て、次回の鋳込み開始時にモールド２ｏに挿入され、再
使用される。
り、まず、鋳片２２の先端に配設されているダミーパー
３２が鋳片２２から分離され、次いで、鋳片がスラブ切
断機２６で所定の寸法に切断され、搬出テーブル２８で
搬出される。一方、ピンチロール２５の出側で鋳片２２
の先端から分離されたダミーパー３２は、ダミーバー巻
上装置３４のフック３４ｂで引掛けられて、ダミーバー
カー３６の位ｆ１ｔ″！で巻上げられる。次いで、ダミ
ーバーカー３６に乗せられ、モールド２０１で運搬され
て、次回の鋳込み開始時にモールド２ｏに挿入され、再
使用される。
このように連続鋳造機で用いられている前記モールドオ
シレーション装置３ｏは、例えば第２図に詳細に示す如
く、モールド２ｏを支持するテーブル４０と、該テーブ
ル４０ｉ、支点４２ａ全中心に、てこの原理により上下
に振動するためのリンク機構４２と、該リンク機構４２
の左端を上下方向に駆動するためのトラ°パーサ４４と
、減速機４６、偏心軸４８、コンロッド５０ｔ−介して
前記トラバーサ４４を図の上下方向に駆動するための電
動機５２と、該電動機５２の回転速度を制御するための
制御装置５４とから構成されている。
シレーション装置３ｏは、例えば第２図に詳細に示す如
く、モールド２ｏを支持するテーブル４０と、該テーブ
ル４０ｉ、支点４２ａ全中心に、てこの原理により上下
に振動するためのリンク機構４２と、該リンク機構４２
の左端を上下方向に駆動するためのトラ°パーサ４４と
、減速機４６、偏心軸４８、コンロッド５０ｔ−介して
前記トラバーサ４４を図の上下方向に駆動するための電
動機５２と、該電動機５２の回転速度を制御するための
制御装置５４とから構成されている。
このモールドオシレーション装置３０において。
１■１ｊ御装宜５４により電動機５２０回転速度が制御
され、その回転は、減速機４６を経て偏心軸４８に伝え
られ、ここで上下運動に変換される。上下運動は、コン
ロッド５０によりトラバーサ４４に伝えられ、てこの原
理でテーブル４０が上下方向Ｋｍ勤されるものである。
され、その回転は、減速機４６を経て偏心軸４８に伝え
られ、ここで上下運動に変換される。上下運動は、コン
ロッド５０によりトラバーサ４４に伝えられ、てこの原
理でテーブル４０が上下方向Ｋｍ勤されるものである。
このモールドオシレーション装置３０によるモールド２
０の振幅は、最大で１２０程度であり、モールド２０の
振動波形は、各種提案されているが、サインカーブが多
い。振動の周波数（電動機５２の回転速度に対応）と鋳
込み速度の関係は、振動周波数（Ｈ’ｆ（ｃｐｍ）、鋳
込み速度ｋ Ｖ （ｍ／ｍ）とすれば１次式の関係があ
る。
０の振幅は、最大で１２０程度であり、モールド２０の
振動波形は、各種提案されているが、サインカーブが多
い。振動の周波数（電動機５２の回転速度に対応）と鋳
込み速度の関係は、振動周波数（Ｈ’ｆ（ｃｐｍ）、鋳
込み速度ｋ Ｖ （ｍ／ｍ）とすれば１次式の関係があ
る。
ｆ＝ｋＶ ・・・・・・・・・・・・・・・（１）こ
こで、係数には、鋼種、鋳片幅、その他の条件により初
期設定される。！３図実ｇＪＡ−Ｅ、Ｃに、鋳込速度Ｖ
と振動周波数ｆとの関係の例を示す。
こで、係数には、鋼種、鋳片幅、その他の条件により初
期設定される。！３図実ｇＪＡ−Ｅ、Ｃに、鋳込速度Ｖ
と振動周波数ｆとの関係の例を示す。
このようなモールドオシレー゛ジョンにおける振動波形
の異常は、鋳片の表面欠陥の発生やブレークアウトの原
因となる恐れがあり、従って、モールドオシレーション
装置３０の駆動システムには。
の異常は、鋳片の表面欠陥の発生やブレークアウトの原
因となる恐れがあり、従って、モールドオシレーション
装置３０の駆動システムには。
前出（０式、或いは、第３図に実線Ａ、Ｂ、Ｃで示すよ
うな関係を満足できることと、安定な、歪みのない振動
波形が得られることが要求される。従って従来は、電動
機として［流電動機を用い、該直流機の端子電圧を変え
ることによって速度制御を行う直ａｍのサイリスタレオ
ナード制御システムが使用されている。この直流機のサ
イリスタレオナード制御システムに、信頼性が高く、性
能の良い駆動システムであるが、設備費が高価であるだ
けでな（、直流機のため、ブラシや整流子があジ、定期
点検、ブラシ取替え、補修等で、保守工数が多くかかる
という問題点を有していた。
うな関係を満足できることと、安定な、歪みのない振動
波形が得られることが要求される。従って従来は、電動
機として［流電動機を用い、該直流機の端子電圧を変え
ることによって速度制御を行う直ａｍのサイリスタレオ
ナード制御システムが使用されている。この直流機のサ
イリスタレオナード制御システムに、信頼性が高く、性
能の良い駆動システムであるが、設備費が高価であるだ
けでな（、直流機のため、ブラシや整流子があジ、定期
点検、ブラシ取替え、補修等で、保守工数が多くかかる
という問題点を有していた。
前記のような問題点を解消するべく、電動機をかご水誘
導電動機に変え、インバータ制御システムｉ採用するこ
とも考えられる。このインバータ制御システムは、第４
図に示す如く、商用電源６０よジ供給される商用交流電
圧ｔ−ｉ流電圧電圧Ｃに変換するコンバータ６２と、骸
コンバータ６２出力の直流電圧ｖＤｃ１ｋｓＦ−滑化す
る平滑リアクトル６４と、該平滑リアクトル６４により
平滑化された直流電圧を、任意の周波数ｆを有する交流
電圧Ｖ Ａ、ＣＶＣＫ換するインバータ６６と、外部か
ら与えられる速度指令に応じて、前記コンバータ６２に
電圧指令を与えると共に、前記インバータロ６に周波数
指令を与える制御回路６８とから構成されており、コン
バータ６２に供給される商用交流電圧を直流電圧■Ｄｃ
に変換し、平滑リアクトル６４により平滑化して、イン
バータ６６で任意の周波数ｆの交流電圧ＶＡＣに変換し
、その後、がご形縫導電動機７０に加えるものである。
導電動機に変え、インバータ制御システムｉ採用するこ
とも考えられる。このインバータ制御システムは、第４
図に示す如く、商用電源６０よジ供給される商用交流電
圧ｔ−ｉ流電圧電圧Ｃに変換するコンバータ６２と、骸
コンバータ６２出力の直流電圧ｖＤｃ１ｋｓＦ−滑化す
る平滑リアクトル６４と、該平滑リアクトル６４により
平滑化された直流電圧を、任意の周波数ｆを有する交流
電圧Ｖ Ａ、ＣＶＣＫ換するインバータ６６と、外部か
ら与えられる速度指令に応じて、前記コンバータ６２に
電圧指令を与えると共に、前記インバータロ６に周波数
指令を与える制御回路６８とから構成されており、コン
バータ６２に供給される商用交流電圧を直流電圧■Ｄｃ
に変換し、平滑リアクトル６４により平滑化して、イン
バータ６６で任意の周波数ｆの交流電圧ＶＡＣに変換し
、その後、がご形縫導電動機７０に加えるものである。
このようなインバータ制御システムにより駆動されるが
ご水誘導電動機７ｏの回転数Ｎ（ｒｐｒｎ）は、かご水
誘導電動機２Ｑの極数をＰ、電源周波数ｔ−ｆ （Ｈｚ
）、丁べｖｔＳとすれば１次式で示す如くとなる１、Ｎ
＝−￥ｆ（１−８） 旧・・・曲・（２）従って、電
源周波数ｆを変化させることによって、速度を変えるこ
とができる。但し、すべりＳ＝０．０２〜０．０５程度
である。このようなかご形籾導電動機の発生トルクＴｍ
（Ｎ−ｍ）に、内部誘導起電圧ｔＥｏ（Ｖ）、励磁イン
タリタンスｋ Ｌ Ｍ（Ｈ）、二次電流をＬ（Ａ）とす
ると、次式で示す如くとなる。
ご水誘導電動機７ｏの回転数Ｎ（ｒｐｒｎ）は、かご水
誘導電動機２Ｑの極数をＰ、電源周波数ｔ−ｆ （Ｈｚ
）、丁べｖｔＳとすれば１次式で示す如くとなる１、Ｎ
＝−￥ｆ（１−８） 旧・・・曲・（２）従って、電
源周波数ｆを変化させることによって、速度を変えるこ
とができる。但し、すべりＳ＝０．０２〜０．０５程度
である。このようなかご形籾導電動機の発生トルクＴｍ
（Ｎ−ｍ）に、内部誘導起電圧ｔＥｏ（Ｖ）、励磁イン
タリタンスｋ Ｌ Ｍ（Ｈ）、二次電流をＬ（Ａ）とす
ると、次式で示す如くとなる。
Ｏ
Ｔｍ ＝ Ｋ□・Ｉ、 ・・・・・・曲・（３）２πｆ
ＬＭ ここで、には比ＩＩ？数である。
ＬＭ ここで、には比ＩＩ？数である。
従って、このようなかご水誘導電動機のインバータ制御
システムにおいては、一般に、発生トルクＴｍが二次電
流Ｉ、に比例するという一定トルク特性を得るために、
電圧ＶＡＣ／周波数ｆ一定制御を行つでする。ここで、
印加交流電圧ＶＡＣは直流電圧ＶＤＣに比例するので、
結局、ｖＤｃ／ｆ一定制御となる。
システムにおいては、一般に、発生トルクＴｍが二次電
流Ｉ、に比例するという一定トルク特性を得るために、
電圧ＶＡＣ／周波数ｆ一定制御を行つでする。ここで、
印加交流電圧ＶＡＣは直流電圧ＶＤＣに比例するので、
結局、ｖＤｃ／ｆ一定制御となる。
こρよ５なインバータ制御システムを用いれば、誘導電
動機７０の速度制御が可能となるものであるが、従来は
、（１）低速で安定運転ができない、（４広い変速範囲
が確保できない等の問題点を有していた。即ち、例えば
電動機定格が４００Ｖ、５０Ｈｚ、１５００ｒｐｍの場
合、１５０ｒｐｍで運転するには、電圧が４０Ｖ、周波
数に５ Ｈｚとなる。しかしながら、モールドオシレー
ション装置３０の負荷トククに、操業条件によって異る
が、例えば第５図に示す代表例（偏心軸トルク）の如く
１周期的（２０〜２００ｃｐｍ）に変動し、しかも負ト
ルクとなる場合がある。従って、このような必要トルク
金得る場合には、電流が変動し、これにより電圧も±２
０Ｖ程度の電圧降下が発生する。これは、電源電圧４０
Ｖに対して、５ｏチの変動となり、安定な運転ができな
い。又、モールドオシレーションの変速範囲は、最近の
高速オシレーションの場合には。
動機７０の速度制御が可能となるものであるが、従来は
、（１）低速で安定運転ができない、（４広い変速範囲
が確保できない等の問題点を有していた。即ち、例えば
電動機定格が４００Ｖ、５０Ｈｚ、１５００ｒｐｍの場
合、１５０ｒｐｍで運転するには、電圧が４０Ｖ、周波
数に５ Ｈｚとなる。しかしながら、モールドオシレー
ション装置３０の負荷トククに、操業条件によって異る
が、例えば第５図に示す代表例（偏心軸トルク）の如く
１周期的（２０〜２００ｃｐｍ）に変動し、しかも負ト
ルクとなる場合がある。従って、このような必要トルク
金得る場合には、電流が変動し、これにより電圧も±２
０Ｖ程度の電圧降下が発生する。これは、電源電圧４０
Ｖに対して、５ｏチの変動となり、安定な運転ができな
い。又、モールドオシレーションの変速範囲は、最近の
高速オシレーションの場合には。
２０〜４００ ｃ ｐｍ ４Ａ度が１１れるｈｔ、（−
ね會実現するには、サイリスタインバータでは、 ４０
０〜２０Ｖ、５０〜２．５ Ｈｚ の範囲に、劃り周
波＃！１１に変える必要がある。しかしながら、前記の
ような低速域における不安定現象ケ考えると不可能であ
り、１：１０程度が限界であった。
ね會実現するには、サイリスタインバータでは、 ４０
０〜２０Ｖ、５０〜２．５ Ｈｚ の範囲に、劃り周
波＃！１１に変える必要がある。しかしながら、前記の
ような低速域における不安定現象ケ考えると不可能であ
り、１：１０程度が限界であった。
本発明は、前記従来の欠点？解消するべくなされたもの
で、設備費が安価であり、低速で安定運転が行え、しか
も、広い変速範囲を確保することができる誘導電動機の
速度制御方法を提供することを目的とする。
で、設備費が安価であり、低速で安定運転が行え、しか
も、広い変速範囲を確保することができる誘導電動機の
速度制御方法を提供することを目的とする。
本発明は、誘導電動機をインバータによジ可変速制御す
るに際して、ｌ！ｉ］紀インバータとしてパルス幅変調
制御形トランジスタインバータを用い、低速域では、電
圧／周波数一定制御を行い、一方、鍋速域では、を圧一
定、周波数可変の界磁弱め制御を行うようにして、前記
目的を達成したものである。
るに際して、ｌ！ｉ］紀インバータとしてパルス幅変調
制御形トランジスタインバータを用い、低速域では、電
圧／周波数一定制御を行い、一方、鍋速域では、を圧一
定、周波数可変の界磁弱め制御を行うようにして、前記
目的を達成したものである。
以下本発明の詳細な説明する。
本発明を実施するための駆動システムは、第６図ＶＣ示
す如く、商用電源６ｏより供給される商用交流電圧を、
例えば３００Ｖの一定直流電圧ＶＤＣに変換するだめの
、従来と同様のコンノ＜＝−タｂ２と、該コンバータ６
２出力の一定直流電圧ＶＤｃｋ゛Ｖ−屑化するための、
従来と同様の半滑りアクドル６４と、該平滑リアクトル
６４により平滑化され九−雉直ｖｆｔ電圧を裁断して、
任意の周波数ｆを有する交流電圧ＶＡＣに変換するパル
ス＠笈！［？１ｉｌｌ ｍ ｊレトランジスタインバー
タ（以下１１ ＰＷＭ形トランジスタインバータと祢す
る）８０と、外部から与えられる速度指令に応じて、前
記ＰＷＭ形トラ／−ジスタインバータ８０に電圧、周波
数指令？与えるＩｆｒｌ＋ 副回路８２とから構成され
ている。
す如く、商用電源６ｏより供給される商用交流電圧を、
例えば３００Ｖの一定直流電圧ＶＤＣに変換するだめの
、従来と同様のコンノ＜＝−タｂ２と、該コンバータ６
２出力の一定直流電圧ＶＤｃｋ゛Ｖ−屑化するための、
従来と同様の半滑りアクドル６４と、該平滑リアクトル
６４により平滑化され九−雉直ｖｆｔ電圧を裁断して、
任意の周波数ｆを有する交流電圧ＶＡＣに変換するパル
ス＠笈！［？１ｉｌｌ ｍ ｊレトランジスタインバー
タ（以下１１ ＰＷＭ形トランジスタインバータと祢す
る）８０と、外部から与えられる速度指令に応じて、前
記ＰＷＭ形トラ／−ジスタインバータ８０に電圧、周波
数指令？与えるＩｆｒｌ＋ 副回路８２とから構成され
ている。
ここでインバータとして、ＰＷＭ形トランジスタインバ
ータ８０を用いているのは、次のよ′ｌな理由による。
ータ８０を用いているのは、次のよ′ｌな理由による。
即ち、モールドオシレーション装置３０の場合、振動数
が２００ＣＰＭの時、トルクに、０．３８の周期で正負
に加わるが、電圧形インバータの応答限界は０．３〜０
．４８であり、電流変化に追従できす、過１１ ｌ＃Ｌ
） ’Ｊツブする。父、１ｔ（ｋｊｂインバータの場合
は、！！！流制限があるので、このような現象は生じな
いが、低速域で無視できなくなる高調波トルクによる回
転むらやトルクの変動、軸共振等が発生する恐れがあり
、又、負荷トルクが０になる時、ギアＤバックラッシュ
番′こよりスパイクトルクが発生した時に、を流を絞り
込んで、速度が急変する恐れがある。４これらに対して
ＰＷＭ形トランジスタインバータによれば、十分な応答
性を有するだけでなく、ＰＷＭ制御により出力車圧波形
が改善され、高調波トクル等が実用上差支えないレベル
まで低減される。又、トランジスタインバータでに、周
波数の上限が高く、第６図に示したような駆動／スフム
では、５〜１００Ｈｚ の周波数を得る。ことができ乙
。又、コンバータ６２出力側の直流電圧Ｖｎｃが一定（
例えば３００Ｖ）であるから、低速域において、′電圧
降下分が例えば２０Ｖあっても、その比率は、−” Ｘ
Ｉ ＯＯ−００ ６，７優にしかならず、安定な運転が行える。なお、ト
ランジスタインバータの場合、素子の劃り電流定格に制
限があるので、最大容゛量を越える場合には、素子を並
列にして対応する。
が２００ＣＰＭの時、トルクに、０．３８の周期で正負
に加わるが、電圧形インバータの応答限界は０．３〜０
．４８であり、電流変化に追従できす、過１１ ｌ＃Ｌ
） ’Ｊツブする。父、１ｔ（ｋｊｂインバータの場合
は、！！！流制限があるので、このような現象は生じな
いが、低速域で無視できなくなる高調波トルクによる回
転むらやトルクの変動、軸共振等が発生する恐れがあり
、又、負荷トルクが０になる時、ギアＤバックラッシュ
番′こよりスパイクトルクが発生した時に、を流を絞り
込んで、速度が急変する恐れがある。４これらに対して
ＰＷＭ形トランジスタインバータによれば、十分な応答
性を有するだけでなく、ＰＷＭ制御により出力車圧波形
が改善され、高調波トクル等が実用上差支えないレベル
まで低減される。又、トランジスタインバータでに、周
波数の上限が高く、第６図に示したような駆動／スフム
では、５〜１００Ｈｚ の周波数を得る。ことができ乙
。又、コンバータ６２出力側の直流電圧Ｖｎｃが一定（
例えば３００Ｖ）であるから、低速域において、′電圧
降下分が例えば２０Ｖあっても、その比率は、−” Ｘ
Ｉ ＯＯ−００ ６，７優にしかならず、安定な運転が行える。なお、ト
ランジスタインバータの場合、素子の劃り電流定格に制
限があるので、最大容゛量を越える場合には、素子を並
列にして対応する。
又、前記駆動ンステムにより駆動されろう・ご形誘導電
動機７０として、通常のかご形訪導を動機は、周波数定
格、回転数定格であるが、本発明に使用するかご形誘導
電動機７０は、−周波数の変化に応じて回転数が変るの
で、例えば軸受等を強化することによって、周波数変化
に応じて回転数を変化させても安全に使用できるように
された、定格２００ｖ、５０ Ｈｚ 、 １，５００／
３，００Ｏｒｐｍ、７５ＫＷの４極かご形誘４を動機を
用いることができる。
動機７０として、通常のかご形訪導を動機は、周波数定
格、回転数定格であるが、本発明に使用するかご形誘導
電動機７０は、−周波数の変化に応じて回転数が変るの
で、例えば軸受等を強化することによって、周波数変化
に応じて回転数を変化させても安全に使用できるように
された、定格２００ｖ、５０ Ｈｚ 、 １，５００／
３，００Ｏｒｐｍ、７５ＫＷの４極かご形誘４を動機を
用いることができる。
更に、前記ＰＷＭ形トランジスタインバータ８０の制御
としては、第７図に示す如く、基準速度ｖｒ （例えば
１５００ ｒｐｍ）までは電圧／周波数−’＜ ｆａｌ
ｌ 御、基準速度ｖｒから最大速度Ｖｍａｘ（例えば３
ｏｏｏｒｐｍ）間は、１ｉｆＥ、一定（例えは２０（）
■）、周波数可変の界磁弱め制御を行う。ここで界磁弱
め制御というのは、界磁が周波数に反比例するからであ
る。これにより、高速域で、過大な高電圧全印加しなく
ても、かご形誘導遡動機７０の回転速度を定格速度管で
上昇することができる。
としては、第７図に示す如く、基準速度ｖｒ （例えば
１５００ ｒｐｍ）までは電圧／周波数−’＜ ｆａｌ
ｌ 御、基準速度ｖｒから最大速度Ｖｍａｘ（例えば３
ｏｏｏｒｐｍ）間は、１ｉｆＥ、一定（例えは２０（）
■）、周波数可変の界磁弱め制御を行う。ここで界磁弱
め制御というのは、界磁が周波数に反比例するからであ
る。これにより、高速域で、過大な高電圧全印加しなく
ても、かご形誘導遡動機７０の回転速度を定格速度管で
上昇することができる。
勿論−この方式の場合、高速域で、かご彫誘導宿動機７
０の回転速度は電源周波数ｆに比例して変るが、発生ト
ルクＴｍ ｎ、前出（２）式から明らかなＴｒｎを一定
にフ゛るには、２次電５ｔＩｖが周波数ｆに比例して増
加するようにする必要がある。なお。
０の回転速度は電源周波数ｆに比例して変るが、発生ト
ルクＴｍ ｎ、前出（２）式から明らかなＴｒｎを一定
にフ゛るには、２次電５ｔＩｖが周波数ｆに比例して増
加するようにする必要がある。なお。
２次電ａを周波数に比例して増加し次場合、定格速度１
定格、トルク発生の時、負荷電流は定格電流の２倍強と
なるが、実際の負荷トルクに正弦波上であり、実効値と
しては低いので、熱的には問題ない、 このようにして、低速域でも安定な運転ができ、しかも
、速度制御範囲で１：２０（周波数５〜１００Ｈｚ）程
度が確保できる。又、安価なトランジスタインバータが
採用できるので、設備費も安価となる。
定格、トルク発生の時、負荷電流は定格電流の２倍強と
なるが、実際の負荷トルクに正弦波上であり、実効値と
しては低いので、熱的には問題ない、 このようにして、低速域でも安定な運転ができ、しかも
、速度制御範囲で１：２０（周波数５〜１００Ｈｚ）程
度が確保できる。又、安価なトランジスタインバータが
採用できるので、設備費も安価となる。
以下図面を参照して１本発明に係る誘導電動機の速度制
御方法が採用され次モールドオンレ＝ンヨン装置の実施
例を畦細に貌゛明する。
御方法が採用され次モールドオンレ＝ンヨン装置の実施
例を畦細に貌゛明する。
本実施例は一！ｔｌＦＩ３第１図に示すような、スイン
グタワー１０、タンディツシュ１６、モールド２０、ス
プレー装置２３、鋳片引抜き装置２４゜スラブ切断機２
６．搬出テーブル２８、モールドオシレーション装置３
０、ダミーバー巻上装置３４を有する連続鋳造機におい
て、前出第２図に示したようなモールドオシレーション
装置３０の電動機５２として、かご水篩導電動機７０倉
用いると共に、該かご形銹導電動機７０を、前出第６図
に示したような、商用電源６０、コンバータ６２、平滑
リアクトル６４、ＰＷＭ形トランジスタインバータ８０
及び制御回路８２からなる駆動システムにより、前出第
７図に示す如く、低速域では、電圧／周波数一定制御を
行い、一方、高速域では、電圧一定、周波数可変の界磁
弱め匍」御を行って制御するようにしたものである。
グタワー１０、タンディツシュ１６、モールド２０、ス
プレー装置２３、鋳片引抜き装置２４゜スラブ切断機２
６．搬出テーブル２８、モールドオシレーション装置３
０、ダミーバー巻上装置３４を有する連続鋳造機におい
て、前出第２図に示したようなモールドオシレーション
装置３０の電動機５２として、かご水篩導電動機７０倉
用いると共に、該かご形銹導電動機７０を、前出第６図
に示したような、商用電源６０、コンバータ６２、平滑
リアクトル６４、ＰＷＭ形トランジスタインバータ８０
及び制御回路８２からなる駆動システムにより、前出第
７図に示す如く、低速域では、電圧／周波数一定制御を
行い、一方、高速域では、電圧一定、周波数可変の界磁
弱め匍」御を行って制御するようにしたものである。
前記かご形銹導電動機７０としては、例えば、定格三相
２００Ｖ、７５．ＫＷ、５０／１００Ｈｚ。
２００Ｖ、７５．ＫＷ、５０／１００Ｈｚ。
１５００／３０００ ｒｐｍ の４極かご形銹導電動
機を用い、又、前記ＰＷＭ形トランジスタインバータ８
０としてＨ５定格三相２３０Ｖ９６ＫＶＡ、周波数範囲
５〜１００Ｈｚのものを用い、モールドオシレーション
範囲が２０〜４００ＣＰＭとなるようにしている。
機を用い、又、前記ＰＷＭ形トランジスタインバータ８
０としてＨ５定格三相２３０Ｖ９６ＫＶＡ、周波数範囲
５〜１００Ｈｚのものを用い、モールドオシレーション
範囲が２０〜４００ＣＰＭとなるようにしている。
本実施例における周波数、電圧、及び、電流の関係を下
記第１表に示す。
記第１表に示す。
ここで、前記かご形誘動電動機７０の回転速度は周波数
に比例しており、５０Ｈｚで１５００ｒｐｍとなる。第
１表から明らかな如＜、１：２０（周波数５〜１００Ｈ
ｚ）という広い変速範囲を得ることができる。
に比例しており、５０Ｈｚで１５００ｒｐｍとなる。第
１表から明らかな如＜、１：２０（周波数５〜１００Ｈ
ｚ）という広い変速範囲を得ることができる。
本実施例におけるオシレーション波形の一例を駆８図に
示す。第４８図から明らかな如く、良好なオシレーショ
ン波形を得ることができている。
示す。第４８図から明らかな如く、良好なオシレーショ
ン波形を得ることができている。
本実施例における速度変動を検討したところ。
変動幅に、誘導電動機の特性から計算して、定格速度時
０〜１００％負荷変動で１．８ｓであり、問題ないこと
が確認できた。又、低速における高調波トルクについて
も、実験の結果、高調波トルクの割合が、５Ｈｚ、１０
０％負荷で３．４％−ＰＰ、］、］０Ｈｚ−１００−負
で１．９ｌ−ＰＰであり、実用上問題ないことが確認で
きた。
０〜１００％負荷変動で１．８ｓであり、問題ないこと
が確認できた。又、低速における高調波トルクについて
も、実験の結果、高調波トルクの割合が、５Ｈｚ、１０
０％負荷で３．４％−ＰＰ、］、］０Ｈｚ−１００−負
で１．９ｌ−ＰＰであり、実用上問題ないことが確認で
きた。
なお、前記実施例においては、本発明が、連続鋳造機の
モールドオシレーション装置の駆動システムに用いられ
てい友力上、本発明の適用範囲はこれに限定されず１例
えば、スラブ搬送テーブルの駆動システム、或いは一般
の誘導電動機の速度制御にも同様に適用できることは明
ら−がである。
モールドオシレーション装置の駆動システムに用いられ
てい友力上、本発明の適用範囲はこれに限定されず１例
えば、スラブ搬送テーブルの駆動システム、或いは一般
の誘導電動機の速度制御にも同様に適用できることは明
ら−がである。
以上説明した通り、本発明によれば、直流機のサイリス
タレオナード方式の場合に比べて、約■程度の安価な値
段で駆動システムを構成することができ、設備費が安価
である。又、直流機のようにブラシや整流子がないので
殆んど無保守ですむ。更に、従来のインバータ制御シス
テムに比べて、低速で安定した駆動ができ、しかも、１
：２０程度の広い変速範囲を得ることができる等の優れ
た効果を壱する。
タレオナード方式の場合に比べて、約■程度の安価な値
段で駆動システムを構成することができ、設備費が安価
である。又、直流機のようにブラシや整流子がないので
殆んど無保守ですむ。更に、従来のインバータ制御シス
テムに比べて、低速で安定した駆動ができ、しかも、１
：２０程度の広い変速範囲を得ることができる等の優れ
た効果を壱する。
第１図は、連続鋳造機の一般的な構成を示す正面図、第
２図は、前記連続鋳造機で用いられているモールドオシ
レーション装置の構成全示す正面図、第３図に、前記モ
ールドオシレーション装置における鋳込み速度と振動周
波数の関係の例を示す線図、第４図は、従来のかご形銹
導電動機の速度制御に用いられているインバータｆｔ＋
ｌＩ御シスデムの構成を示す回路図、第５図は、前記モ
ールドオシレーション装置における偏心軸角度（モール
ド変位）と偏心軸トルクの関係の一例を示す線図。 絽６図に、本発明に係るｉＫ、専電妃機の速度制御方法
が採用された、かご形銹導電動機の駆動システムの構成
を示す回路図、第７図は、同じ（、速度指令とパルス幅
変調制御形トランジスタインバー１６・・・メンデイツ
シエ、２０・・・モールド、２２・・鋳片、２３・・・
スプレー装置、２４・・・鋳片引抜きｒｉｔ、３０・・
・モールドオシレ＝ンヨン装置、３４・・・ダミーパー
巻上装置、４０・・・テーブル、４２・・・リンク機構
、４４・・・トラバーサ、４６・・・減速機、４８・・
・偏心軸、５（）・・・ゴノロツド。 ５２・・・電動慎、５４・・・辿」御装瀧、６０・・・
藺用成源、６２・・・コンバータ、６４・・・平滑リア
クトル、７０・・・かご形銹導電動機、８０・・・パル
ス幅変調制闘形トランジスタインバータ、８２・・・制
御回路。 代理人 高 矢 論 （ほか１名） 第１図 冴 第２図 第３図
２図は、前記連続鋳造機で用いられているモールドオシ
レーション装置の構成全示す正面図、第３図に、前記モ
ールドオシレーション装置における鋳込み速度と振動周
波数の関係の例を示す線図、第４図は、従来のかご形銹
導電動機の速度制御に用いられているインバータｆｔ＋
ｌＩ御シスデムの構成を示す回路図、第５図は、前記モ
ールドオシレーション装置における偏心軸角度（モール
ド変位）と偏心軸トルクの関係の一例を示す線図。 絽６図に、本発明に係るｉＫ、専電妃機の速度制御方法
が採用された、かご形銹導電動機の駆動システムの構成
を示す回路図、第７図は、同じ（、速度指令とパルス幅
変調制御形トランジスタインバー１６・・・メンデイツ
シエ、２０・・・モールド、２２・・鋳片、２３・・・
スプレー装置、２４・・・鋳片引抜きｒｉｔ、３０・・
・モールドオシレ＝ンヨン装置、３４・・・ダミーパー
巻上装置、４０・・・テーブル、４２・・・リンク機構
、４４・・・トラバーサ、４６・・・減速機、４８・・
・偏心軸、５（）・・・ゴノロツド。 ５２・・・電動慎、５４・・・辿」御装瀧、６０・・・
藺用成源、６２・・・コンバータ、６４・・・平滑リア
クトル、７０・・・かご形銹導電動機、８０・・・パル
ス幅変調制闘形トランジスタインバータ、８２・・・制
御回路。 代理人 高 矢 論 （ほか１名） 第１図 冴 第２図 第３図
Claims (1)
- （１） ｎ導電動機をインノ（−夕により可変速制御
するに際して、１ｍ記インバータとして）（ルス幅変調
制御形トランジスタインノく一タを用い、低速域では、
電圧／周波数一定制御を行い、一方、高速域では、電圧
一定１周波数可変の界磁弱めＩＩＩＪ御倉行うようにし
たことを特徴とする誘導電動機の速度制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57060621A JPS58179196A (ja) | 1982-04-12 | 1982-04-12 | 誘導電動機の速度制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57060621A JPS58179196A (ja) | 1982-04-12 | 1982-04-12 | 誘導電動機の速度制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58179196A true JPS58179196A (ja) | 1983-10-20 |
Family
ID=13147532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57060621A Pending JPS58179196A (ja) | 1982-04-12 | 1982-04-12 | 誘導電動機の速度制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58179196A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62290373A (ja) * | 1986-06-06 | 1987-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の定位置停止制御方法 |
| WO1988002195A1 (en) * | 1986-09-12 | 1988-03-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd | Inverter |
| US7679311B2 (en) | 2007-06-29 | 2010-03-16 | Caterpillar Inc. | System and method for dynamic field weakening |
-
1982
- 1982-04-12 JP JP57060621A patent/JPS58179196A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62290373A (ja) * | 1986-06-06 | 1987-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の定位置停止制御方法 |
| JPH0556115B2 (ja) * | 1986-06-06 | 1993-08-18 | Mitsubishi Electric Corp | |
| WO1988002195A1 (en) * | 1986-09-12 | 1988-03-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd | Inverter |
| US4905135A (en) * | 1986-09-12 | 1990-02-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inverter apparatus |
| US7679311B2 (en) | 2007-06-29 | 2010-03-16 | Caterpillar Inc. | System and method for dynamic field weakening |
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