JPS58179159A - Switching control type power source circuit - Google Patents
Switching control type power source circuitInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチング制御電源回路、なかでもターンオ
フタイミング制御型の此種電源回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a switching control power supply circuit, particularly to a turn-off timing control type power supply circuit.
スイッチング制御型電源には、外部駆動回路やドライブ
トランスを必要としない等の点からブロッキング発振型
のものが実現されており、このブロッキング発振型のも
のは制御方式によって種々のタイプに分類されている。Blocking oscillation type switching control power supplies have been realized because they do not require an external drive circuit or drive transformer, and these blocking oscillation types are classified into various types depending on the control method. .
その一つに特開昭５６−１４５７７５号に示されるター
ンオフタイミング制御型の回路があり、本出願人は更に
これを改良したものとして第１図の電源回路を先に提案
した。One such circuit is a turn-off timing control type circuit disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 56-145775, and the present applicant previously proposed the power supply circuit shown in FIG. 1 as an improved version of this circuit.
そこで二先ず、第１回の電源回路について簡単に説明し
、本発明で解決すべき課題を提起する。Therefore, first, the first power supply circuit will be briefly explained and the problems to be solved by the present invention will be presented.
第１図の電源回路は大別すると、入力整流部（１）と、
ブロッキング発振部（２）と、コンバータトランス（３
）と、誤差検出部（４）と、制御回路部（５）と、出力
整流部（６）から構成されており、基本的には、次の動
作を行なう。即ち、電源スィッチ（ＳＷ）の投入時に入
力整流部（１）から起動電流■３をスイッチングトラン
ジスタ（置４）のベースに供給してブロッキング発振部
（２）を駆動し、起動後の定常状態では制御回路部（５
）によって上記スイッチングトランジスタ（′ｒＲ４）
のターンオフタイミングを、誤差検出部（４）の出力に
応じて制御するようになっている。The power supply circuit in Figure 1 can be roughly divided into an input rectifier (1),
Blocking oscillator (2) and converter transformer (3)
), an error detection section (4), a control circuit section (5), and an output rectification section (6), and basically performs the following operations. That is, when the power switch (SW) is turned on, the starting current (3) is supplied from the input rectifier (1) to the base of the switching transistor (4) to drive the blocking oscillator (2). Control circuit section (5
) by the switching transistor ('rR4)
The turn-off timing of the error detection section (4) is controlled according to the output of the error detection section (4).
そのうち、特にスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）を
ターンオフさせる際の動作は次の通りである。Among them, the operation particularly when turning off the switching transistor (TR4) is as follows.
すなわち、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン
時にはそのコレクタ・エミッタ間に流れる電流１ｉによ
って電流検出用抵抗（’１１）の上端側のＥ点に時間に
つれて増大する負電圧（Ｌｏが基準ライン）が生じる。That is, when the switching transistor (TR4) is turned on, the current 1i flowing between its collector and emitter generates a negative voltage (Lo is the reference line) that increases over time at point E on the upper end side of the current detection resistor ('11).
ここで、制御回路部（５）内のターンオフ用コンデンサ
（Ｃ５）は、スイッチングトランジスタ（’ｎｔ４）の
オフ期間に図示の経路で流れる電流Ｉｒによって図示の
極性に充電されており、制御トランジスタ（’ｒａ２）
のエミッタ即ちＭ点の電位は上記コンデンサ（Ｃ５）の
電圧と先のＥ点の電位を加算した負電位である。従って
、このＭ点の電位が時間につれて低下して行くことにな
る。Here, the turn-off capacitor (C5) in the control circuit section (5) is charged to the polarity shown in the figure by the current Ir flowing through the path shown in the figure during the off period of the switching transistor ('nt4), and ra2)
The potential at the emitter of , that is, the potential at point M is a negative potential that is the sum of the voltage of the capacitor (C5) and the potential at point E. Therefore, the potential at this point M decreases over time.
一方、誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）のコレクタとラ
イン（Ｌｏ）の間に接続された抵抗（ｊａｙ） （ＴＬ
ａ）間の分圧中点（へ）は、上記ライン（Ｌｏ ）に対
して検出電圧取出し用のコンデンサ（Ｃ５）の両端間電
圧に応じた貴重４ｔとなっている。このため、先のＭ点
がこのＮ点の電位よりも低下した特番こ、制御トランジ
スタの（ＴｉＬ２ ）がオンとなって（ＴＲｓ ）もオ
ンとなり、これによって前記ターンオフ用コンデンサ（
Ｃ５）を電源としてスイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）のベース・エミッタ間に逆バイアス電流Ｉｄが流れ、
このトランジスタをターンオ°フさせる訳である。On the other hand, a resistor (jay) (TL
The midpoint of the voltage division between a) is 4t, which corresponds to the voltage between both ends of the capacitor (C5) for taking out the detection voltage with respect to the line (Lo). Therefore, in the special case where the potential of the previous point M is lower than the potential of this point N, the control transistor (TiL2) is turned on and (TRs) is also turned on, thereby causing the turn-off capacitor (
The switching transistor (TR4
), a reverse bias current Id flows between the base and emitter of
This turns off this transistor.
なお上記動作に於いて、前記検出電圧取出し用コンデン
サ（Ｃ３）の両端間電圧は、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のオフ時にコンバータトランス（３）の帰還
巻線（ＮＢ）の０．６間に発生する電圧がダイオード（
Ｄ６）と上記コンデンサ（Ｃ５）によって整流平滑され
ることによって得られるのである。In the above operation, the voltage across the detection voltage extraction capacitor (C3) is generated between 0.6 and 0.6 of the feedback winding (NB) of the converter transformer (3) when the switching transistor (TR4) is off. Voltage is diode (
D6) and the above-mentioned capacitor (C5) for rectification and smoothing.
第１図の回路のターンオフ動作は概ね以上のようになっ
ているが、この回路では次に説明するような欠点がある
。即ち、
先ず、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）をターンオ
フさせるには、電流Ｉｉが流れている状態で逆バイアス
電流１ｄを流す訳であるが、この両電流Ｉｔ、Ｉｄは電
流検出用抵抗（ｉＬｌｌ）を互いに逆方向に流れる。こ
のため、Ｉｉに打勝ってＩｄを流すには、帰還巻線（Ｎ
Ｂ）の（，６間の巻数を大きくしてターンオフ用コンデ
ンサ（Ｃ５）の充電電圧を充分大きくする必要がある。Although the turn-off operation of the circuit shown in FIG. 1 is generally as described above, this circuit has the following drawbacks. That is, first, in order to turn off the switching transistor (TR4), a reverse bias current 1d is passed while the current Ii is flowing. flows in the opposite direction. Therefore, in order to overcome Ii and allow Id to flow, the feedback winding (N
It is necessary to increase the number of turns between ( and 6) in B) to sufficiently increase the charging voltage of the turn-off capacitor (C5).
しかし、この場合には制御トランジスタ（ＴＲ２）のエ
ミッタの直流バイアス電位が低くなるので、このトラン
ジスタ（ＴｉＬ２）がＥ点の電位低下によってオンしゃ
すくなり、従って、電源回路のレギュレーシ１ン範囲が
狭くなる訳である。However, in this case, since the DC bias potential of the emitter of the control transistor (TR2) becomes low, this transistor (TiL2) becomes less likely to turn on due to the drop in potential at point E, and the regulation range of the power supply circuit becomes narrower. That's why.
次に、前述のように逆バイアス電流Ｉｄが電流検出用抵
抗（Ｒ１１）を通って流れるため、この電流Ｉｄの大き
さ及び持続時間を、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）のホールタイムを短かくすべく最適値に設計する際に
、上記抵抗（Ｒ１１）を考慮しなければならないため、
設計の自由度が小さくなる。Next, as described above, since the reverse bias current Id flows through the current detection resistor (R11), the magnitude and duration of this current Id are determined by the switching transistor (TR4).
) When designing the optimum value to shorten the hole time, the above resistance (R11) must be taken into consideration.
The degree of freedom in design is reduced.
更に、制御トランジスタ（ＴＲ２）のエミッタの直流バ
イアス電゛位はターンオフ用コンデンサ（Ｃ５）の充電
電圧によって決まるが、この充電電圧は帰還巻線（ＮＢ
）から得ているので完全に一定になっていない。このた
め、入力電源電圧や出力整流部（６）の負荷状態が変化
した場合に、上記直流バイアス電位が変化し、従って、
電源回路のレイｌレージ１ン特性が悪くなる。Furthermore, the DC bias potential of the emitter of the control transistor (TR2) is determined by the charging voltage of the turn-off capacitor (C5), and this charging voltage is connected to the feedback winding (NB
), so it is not completely constant. Therefore, when the input power supply voltage or the load condition of the output rectifier (6) changes, the DC bias potential changes, and therefore,
Ray characteristics of the power supply circuit deteriorate.
そこで、本発明は斯る諸欠点を悉く解消したスイッチン
グ制御型電源回路を提案するものであり、以下、その詳
細を説明する。Therefore, the present invention proposes a switching control type power supply circuit that eliminates all of these drawbacks, and the details thereof will be explained below.
第２図は本発明電源回路の一実施例を示しており、第１
図との対応部分には同一図番を付している。この実施例
に於いて特徴とするのは、ブロッキング発振部（２）と
制御回路部（５）の次の構成である。FIG. 2 shows an embodiment of the power supply circuit of the present invention.
Corresponding parts with the figures are given the same figure numbers. This embodiment is characterized by the following configurations of the blocking oscillation section (2) and the control circuit section (5).
即ち、
先ず第１の特徴は、電流検出用抵抗（Ｒ１１）の上端側
のＥ点と、検出電圧取出し用コンデンサ（Ｃ５）とダイ
オード（Ｄ６）の接続中点（Ｆｌとの間にツェナーダイ
オード（Ｄ２０）と抵抗（Ｒ２０）を直列１に接続し、
その接続中点ρ）を制御トランジスタ（ＴＲ２）のエミ
ツタに接続し、且つ、上記ツェナーダイオード（Ｄ２０
）と並列に直流バイアス用のコンデンサ（Ｃ２＋１ ）
を接続した点で・ある。That is, the first feature is that a Zener diode ( D20) and resistor (R20) are connected in series 1,
The connection midpoint ρ) is connected to the emitter of the control transistor (TR2), and the Zener diode (D20) is connected to the emitter of the control transistor (TR2).
) in parallel with the DC bias capacitor (C2+1)
There is a point where the .
次に第２の特徴は、前記制御トランジスタ（ＴｋＬ２）
のコレクタにベースが接続された他方の制御トランジス
タ（ＴＩＬｓ ）のコレクタを抵抗（Ｒｌｏ）を介して
ターンオフ用コンデンサ（Ｃ５）とダイオード（Ｄ７）
の接続中点−）に接続した点である。Next, the second feature is that the control transistor (TkL2)
The collector of the other control transistor (TILs), whose base is connected to the collector of
This is the point connected to the connection midpoint -).
なお、制御トランジスタ（ＴＲ２）のベースハ第１図と
同一構成の誤差検出部（４）のｈ点に接続されており、
また、その他の構成も第１図の場合と全く同一である。Note that the base of the control transistor (TR2) is connected to point h of the error detection section (4) having the same configuration as in FIG.
Further, the other configurations are completely the same as in the case of FIG. 1.
また、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のコレクタ
に接続されたコンデンサ（Ｃ６）と抵抗（Ｒｌｓ）は、
このＴｉＬ４のオフ時に入力巻線（Ｎ１）に発生する電
圧の波形整形用のものである。また、上記トランジスタ
（ＴＲ４）のエミッタ側に挿入された抵抗（Ｒ１４）は
、このＴＲ，のターンオフを早めるための電流帰還用の
ものである。In addition, the capacitor (C6) and resistor (Rls) connected to the collector of the switching transistor (TR4) are
This is for shaping the waveform of the voltage generated in the input winding (N1) when TiL4 is off. Further, the resistor (R14) inserted on the emitter side of the transistor (TR4) is for current feedback to hasten the turn-off of this transistor.
さて、この実施例に於いて、スイッチングトランジスタ
（ＴｉＬ４ ）の起動からターンオンまでの動作；よ第
１図の場合と同じであるから説明を省略し、本発明にと
って重要である定常状態でのターンオフ動作を中心に説
明する。Now, in this embodiment, the operation from activation to turn-on of the switching transistor (TiL4) is the same as in the case of FIG. 1, so the explanation will be omitted. I will mainly explain.
先ず、定常状態に於いて、スイッチングトランジスタ（
ＴＲ４）のターンオン時は、このトランジスタを通って
第１図の場合と同様の電流Ｉｉ（第４図に））が流れ、
この電流ＩｉによってＥ点にライン（Ｌｏ）を基準点と
する負電位が発生する。First, in steady state, the switching transistor (
When TR4) is turned on, a current Ii (in Figure 4) similar to that in Figure 1 flows through this transistor.
This current Ii generates a negative potential at point E with line (Lo) as the reference point.
一方、検出電圧取り出し用のコンデンサ（Ｃ５）の両端
間には、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期
間に帰還巻線（ＮＢ）のｃ、ｅ間に発生する電圧（第４
図−））を整流平滑して得る直流電圧が保持されており
、且つ、バイアス用コンデンサ（Ｃ２ｏ ）にはその直
流電圧を電源としてツェナーダイオード（Ｄ２０）で決
まる電位値まで図示の極性に充電されている。そして、
制御トランジスタ（ＴＲ２）の工ｔｖタ即ちＧ点の電位
は、先のＥ点の電位に上記コンデンサ（Ｃ２０）の電圧
を加算したものである。On the other hand, a voltage generated between c and e of the feedback winding (NB) (fourth
The DC voltage obtained by rectifying and smoothing the DC voltage (Figure-)) is held, and the bias capacitor (C2o) is charged with the polarity shown in the figure to the potential value determined by the Zener diode (D20) using the DC voltage as a power source. ing. and,
The voltage of the control transistor (TR2), that is, the potential of point G is the sum of the voltage of the capacitor (C20) above and the potential of point E.
したがって、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオ
ン時には、第１図の場合と同様に、検出電圧取出し用コ
ンデンサ（Ｃ５）のＦ点の電位に応じた制御トランジス
タ（ＴｉＬ２）のベース電位（第４図（す）のｙＮ）に
対して、そのエミッタ電位（同図間の■Ｇ）が時間につ
れて低下して行く。それ故、こり場合も第１図の回路と
同様に上記エミッタ電位（ＶＣ）がベース電位（ＶＮ）
よりも低下した時点で、制御トランジスタ（ＴＲ２）が
オンになり、従って、他方の制御トランジスタ（ＴＩＬ
ｓ ）もオンになる。このようにして制御トランジスタ
（ＴＩＬｓ ）がオンすると、図示の糸路で逆バイアス
電流Ｉｄが流れ、これによって第１図の場合と同様にス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）がターンオフする訳
である。Therefore, when the switching transistor (TR4) is turned on, the base potential of the control transistor (TiL2) corresponding to the potential of the point F of the detection voltage extraction capacitor (C5) (see FIG. ), the emitter potential (■G in the figure) decreases over time. Therefore, in the case of stiffness, the emitter potential (VC) is equal to the base potential (VN) as in the circuit shown in Figure 1.
, the control transistor (TR2) turns on and therefore the other control transistor (TIL
s ) is also turned on. When the control transistor (TILs) is turned on in this manner, a reverse bias current Id flows in the illustrated thread path, thereby turning off the switching transistor (TR4) as in the case of FIG.
なお、定常状態に於けるスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ４）のターンオンは、オフ期間に入力巻線（Ｎ１）の
インダクタンスと分布容量によって生じる共振電流が電
流Ｉｉの方向に反転することによって達成される。また
、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン時に於け
る正帰還電流Ｉｆは正帰還電流制限回路（ＳＫ）を介し
て図示の経路で流れる。そして、入力電源電圧や出力整
流部（６）の負荷状態が変化した場合に、検出電圧取出
し用コンデンサ（Ｃ３）のＦ点の電位が変化し、それに
よってＮ点の電位が変化するから、制御トランジスタ（
ＴＲ２） のターンオンタイミングが変化する。従っ
て、スイッチングトランジスタ（ＴＲりのターンオフタ
イミング即ちオン期間幅が変化して出力整流部（６）か
ら取り出される直流電圧が安定化される訳である。また
、各部の電流・電圧波形は第４図に示す通りである。Note that the switching transistor (T
The turn-on of R4) is achieved by reversing the resonant current caused by the inductance and distributed capacitance of the input winding (N1) in the direction of the current Ii during the off period. Further, when the switching transistor (TR4) is on, the positive feedback current If flows through the positive feedback current limiting circuit (SK) along the illustrated path. When the input power supply voltage or the load condition of the output rectifier (6) changes, the potential at point F of the detection voltage extraction capacitor (C3) changes, which changes the potential at point N. Transistor (
TR2) turn-on timing changes. Therefore, the turn-off timing, that is, the on-period width of the switching transistor (TR) changes, and the DC voltage taken out from the output rectifier (6) is stabilized. Also, the current and voltage waveforms of each part are shown in Figure 4. As shown.
第３図は本発明の他の実施例を示して訝り、先の第２図
の回路とは次の点が相違している。その一つは、帰還巻
線（ＮＢ）に対して図示の極性になるよう番こ補助巻線
（Ｎ３）を設け、この巻線のｄ′端にターンオフ用コン
デンサ（Ｃ５）を充電するためのダイオード（Ｄ７）の
カソード側を接続した点である。また、他の一つは、バ
イアス用コンデンサ（Ｃ２０）の下端側のＧ点を抵抗（
Ｒ２１）とダイオード（Ｄ２１）を介して上記帰還巻線
（ＮＢ）の８端に接続した点である。即ち、この実施例
では、゛スイッチングトランジスタ（ＴｉＬ４ ）のオ
ン時に上記補助巻線（ＮＳ）ｉこ生じる゛電圧によって
ターンオフ用コンデンサ（Ｃ５）を充電すると共に、バ
イアス用コンデンサ（Ｃ２６）の充電をスイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のオフ時に生じる帰還巻線（ＮＢ
）の電圧によって充電している訳である。この場合の動
作も第２図の回路と基本的に同じである。FIG. 3 shows another embodiment of the present invention, which differs from the circuit shown in FIG. 2 in the following points. One of them is to provide a counter auxiliary winding (N3) with the polarity shown in the figure relative to the feedback winding (NB), and to charge a turn-off capacitor (C5) at the d' end of this winding. This is the point where the cathode side of the diode (D7) is connected. The other one is to connect point G on the lower end side of the bias capacitor (C20) to a resistor (
This point is connected to the 8th end of the feedback winding (NB) via R21) and the diode (D21). That is, in this embodiment, the turn-off capacitor (C5) is charged by the voltage generated in the auxiliary winding (NS) when the switching transistor (TiL4) is turned on, and the charging of the bias capacitor (C26) is switched. The feedback winding (NB) that occurs when the transistor (TR4) is off
) is used for charging. The operation in this case is also basically the same as the circuit shown in FIG.
なあ、第２図及び第３図の実施例に於いて、バイアス用
コンデンサ（Ｃ２０）の充電電圧の安定化を考慮しなく
てもよい場合には、ツェナーダイオード（Ｄ２０ ）を
抵抗に置き換えてもよい。また、制御トランジスタ（Ｔ
Ｒ２）のエミッタの直流バイアス電位を低く設定できる
場合は、第２図の抵抗（Ｒ２０）のＦ点側の一端をＨ点
に接続してもよい。Incidentally, in the embodiments shown in Figs. 2 and 3, if stabilization of the charging voltage of the bias capacitor (C20) does not need to be considered, the Zener diode (D20) may be replaced with a resistor. good. In addition, a control transistor (T
If the DC bias potential of the emitter of R2) can be set low, one end of the resistor (R20) on the F point side in FIG. 2 may be connected to the H point.
以上の如き本発明のスイ叩チング制御型電源回路は、第
１図の回路と比較して、
（イ）制御トランジスタ（ＴＲ２）のエミッタの直流バ
イアス用のコンデンサ（Ｃ２０）をターンオフ用コンデ
ンサ（Ｃ５）と別に設けたから、上記トランジスタ（Ｔ
Ｒ２）のベースに対してエミッタを比較的高く設定でき
、従って、電源回路のレギル−シ烏ン範囲を広く採れる
（口） スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のターン
オフ用の逆バイアス電流Ｉｄが電流検出用抵抗（’１１
）を流れないので、上記トランジスタ（Ｔｉ４）のホー
ルタイムが短かくなるように上記電流Ｉｄの大きさ及び
持続時間を設定する際の自由度が増大する−
ヒ→ 前記バイアス用コンデンサ（Ｃ２０）の充電を安
定化しているので、制御トランジスタ（ＴｉＬ２ ）の
エミｗｍ夕の直流バイアス電位が入力電源電圧や負荷状
態によって変化せず、従って、電源回路のレイ１−レー
ジ３ン特性が向上する
等の利点を有する。In the switching control type power supply circuit of the present invention as described above, in comparison with the circuit shown in FIG. ) is provided separately from the transistor (T
The emitter can be set relatively high with respect to the base of R2), and therefore the power supply circuit can have a wide range of resistance.The reverse bias current Id for turn-off of the switching transistor (TR4) ('11
), the degree of freedom in setting the magnitude and duration of the current Id is increased so that the hole time of the transistor (Ti4) is shortened. Since charging is stabilized, the DC bias potential of the control transistor (TiL2) does not change depending on the input power supply voltage or load condition, which improves the Ray 1 - Ray 3 characteristics of the power supply circuit. has advantages.
第１図は本出願人が先に提案した電源回路を示す回路図
、第２図及び第３図は本発明の異なる実施例をそれぞれ
示す回路図、第４図はその各部の電流電圧波形を示す波
形図である。
（１）・・・入力整流部、（２）・・・ブロッキング発
振部、（３）・・・コンバータトランス、（３）・・・
誤差検出部、（４）・・・制御回路部、（６）・・・出
力整流部、（ＴＲ５）・・・第１の制卸トランジスタ、
（ＴｉＬ２）・・・第２の制御トランジスタ、（ＴＲ４
）・・スイッチングトランジスタ、 （Ｃｓ）・・・
ターンオフ用コンデンサ、（Ｃ２ｏ）・・・バイアス用
コンデンサ、（Ｄ２０）・・・ツェナーダイオード、（
ＮＢ）・・・帰還層巻線、（ＮＳ）・・・補助巻線、（
Ｎ１）・・・入力巻線Fig. 1 is a circuit diagram showing a power supply circuit previously proposed by the applicant, Figs. 2 and 3 are circuit diagrams showing different embodiments of the present invention, and Fig. 4 shows current and voltage waveforms of each part. FIG. (1)...Input rectification section, (2)...Blocking oscillation section, (3)...Converter transformer, (3)...
error detection section, (4)...control circuit section, (6)...output rectification section, (TR5)...first control transistor,
(TiL2)...Second control transistor, (TR4
)...Switching transistor, (Cs)...
Turn-off capacitor, (C2o)...Bias capacitor, (D20)...Zener diode, (
NB)...Feedback layer winding, (NS)...Auxiliary winding, (
N1)...Input winding
Claims (3)
線とスイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間
と電流検出用抵抗をこの順に直列に接続し、上記トラン
スの帰還巻線を上記スイッチングトランジスタのベース
・エミッタ間に接続してブロッキング発振回路を構成し
、 前記帰還巻線の前記エミッタ側に接続された一端と、該
帰還巻線の中間タップまたは上記エミッタ側の一端を共
通接続点として上記帰還用巻線と連続して設けた補助巻
線の他端との間にターンオフ用コンデンサとダイオード
をこの順に接続し、前記コンデンサとダイオードの接続
点と、前記スイッチングトランジスタのベースとの間に
第１の制御トランジスタのコレクタ・エミッタ間を接続
し、 前記第１の制御トランジスタのオン・オフを行なう第２
の制御トランジスタの二ミ呼夕と、前記検出用抵抗と直
流入力の接続点との間にバイアス用コンデンサを接続し
、該コンデンサが前記スイッチングトランジスタのオフ
時に前記帰還巻線または補助巻線から得る電圧によって
充電されるようにすると共に、 前記第２の制御トランジスタのベースに可変直流電圧を
印加し、前記検出用抵抗に発生する電圧が上記可変直流
電圧によって決まる所定値に達した際に、上記第２の制
御トランジスタが導通して第１の制御トランジスタをオ
ンせしめ、この第１の制御トランジスタを介して前記タ
ーンオフ用コンデンサに充電された電圧が前記スイッチ
ングトランジスタのベース・エミッタ間に印加され、そ
れによりて該トランジスタを遮断せしめるようにしてな
るスイッチング制御型電源回路。(1) For DC input, connect the input winding of the converter transformer, the collector-emitter of the switching transistor, and the current detection resistor in series in this order, and connect the feedback winding of the transformer to the base of the switching transistor. The feedback winding is connected between emitters to form a blocking oscillation circuit, and one end of the feedback winding connected to the emitter side and an intermediate tap of the feedback winding or one end of the emitter side are used as a common connection point. A turn-off capacitor and a diode are connected in this order between the wire and the other end of the auxiliary winding provided continuously, and a first control circuit is connected between the connection point of the capacitor and the diode and the base of the switching transistor. a second control transistor connected between the collector and emitter of the transistor and turns on and off the first control transistor;
A bias capacitor is connected between the voltage of the control transistor and the connection point of the detection resistor and the DC input, and the capacitor receives the voltage from the feedback winding or the auxiliary winding when the switching transistor is turned off. A variable DC voltage is applied to the base of the second control transistor, and when the voltage generated in the detection resistor reaches a predetermined value determined by the variable DC voltage, the voltage is applied to the base of the second control transistor. The second control transistor becomes conductive and turns on the first control transistor, and the voltage charged in the turn-off capacitor is applied between the base and emitter of the switching transistor through the first control transistor. A switching control type power supply circuit configured to shut off the transistor.
デンサに印加される電圧は該コンデンサに並列接続され
たツェナーダイオードによって安定化されていることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のスイッチング制
御型電源回路。(2) The voltage applied to the bias capacitor from the feedback winding or the auxiliary winding is stabilized by a Zener diode connected in parallel to the capacitor. Switching control type power supply circuit.
から得る直流電圧を一定の基準電圧と比較増幅して得る
電圧であり、該電圧に応じて前記スイッチングトランジ
スタの遮断タイミングが変化せしめられることにより、
前記コンバータトランスの出力巻線から取り出される直
流電圧が安定化されることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のスイッチング制御型電源回路。(3) The variable DC voltage is a voltage obtained by comparing and amplifying the DC voltage obtained from the feedback winding or another winding with a constant reference voltage, and the cutoff timing of the switching transistor is changed according to the voltage. By being
The switching control type power supply circuit according to claim 1, wherein the DC voltage taken out from the output winding of the converter transformer is stabilized.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57060142A JPH0611189B2 (en) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | Switching control type power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57060142A JPH0611189B2 (en) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | Switching control type power supply circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58179159A true JPS58179159A (en) | 1983-10-20 |
| JPH0611189B2 JPH0611189B2 (en) | 1994-02-09 |
Family
ID=13133589
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57060142A Expired - Lifetime JPH0611189B2 (en) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | Switching control type power supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0611189B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60261364A (en) * | 1984-06-08 | 1985-12-24 | Hitachi Ltd | Switching power source |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6031187A (en) * | 1983-07-29 | 1985-02-16 | 株式会社日立国際電気 | Display |
-
1982
- 1982-04-09 JP JP57060142A patent/JPH0611189B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6031187A (en) * | 1983-07-29 | 1985-02-16 | 株式会社日立国際電気 | Display |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60261364A (en) * | 1984-06-08 | 1985-12-24 | Hitachi Ltd | Switching power source |
| JPH0468865B2 (en) * | 1984-06-08 | 1992-11-04 | Hitachi Seisakusho Kk |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0611189B2 (en) | 1994-02-09 |
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