JPS58164328A - 半導体装置 - Google Patents
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- JPS58164328A JPS58164328A JP58033926A JP3392683A JPS58164328A JP S58164328 A JPS58164328 A JP S58164328A JP 58033926 A JP58033926 A JP 58033926A JP 3392683 A JP3392683 A JP 3392683A JP S58164328 A JPS58164328 A JP S58164328A
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 18
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 31
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 5
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims description 3
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 241000272517 Anseriformes Species 0.000 description 1
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical group [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 101100484930 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) VPS41 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000000712 assembly Effects 0.000 description 1
- 238000000429 assembly Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003628 erosive effect Effects 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000011514 reflex Effects 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0658—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D9/0675—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes using field effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
- H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
- H01L29/772—Field effect transistors
- H01L29/80—Field effect transistors with field effect produced by a PN or other rectifying junction gate, i.e. potential-jump barrier
- H01L29/812—Field effect transistors with field effect produced by a PN or other rectifying junction gate, i.e. potential-jump barrier with a Schottky gate
- H01L29/8124—Field effect transistors with field effect produced by a PN or other rectifying junction gate, i.e. potential-jump barrier with a Schottky gate with multiple gate
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0007—Dual gate field effect transistors
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔従来技術・産業上の利用分野〕
本発明は、受信信号と局部発振器から供給される信号と
を混合し、この混合処理の結果の信号を増幅し、所定の
周波数帯域を阻止する半導体装置・であって、該半導体
装置が二重ゲート電界効果トランジスタを具えており、
この二重ゲート電界効果トランジスタ□はその２つのト
ランジスタ宇部間の中間のオーム抵抗性の島を有してお
り、前記の二重ゲート電界効果トランジスタのソース電
極は接地されており、前記の二重ゲート電界効果トラン
ジスタの第１のゲートに前記の受信信号が供給されるよ
うになっており、前記の二重ゲート電界効果トランジス
タの第１或いは第２のゲートに局部発揚器から生じる前
記の信号が供給されるようになっており、前記の二重ゲ
ート電界効果トランジスタのドレイン電極に結果信号を
再生するようにした半導体装置に関するものである。
を混合し、この混合処理の結果の信号を増幅し、所定の
周波数帯域を阻止する半導体装置・であって、該半導体
装置が二重ゲート電界効果トランジスタを具えており、
この二重ゲート電界効果トランジスタ□はその２つのト
ランジスタ宇部間の中間のオーム抵抗性の島を有してお
り、前記の二重ゲート電界効果トランジスタのソース電
極は接地されており、前記の二重ゲート電界効果トラン
ジスタの第１のゲートに前記の受信信号が供給されるよ
うになっており、前記の二重ゲート電界効果トランジス
タの第１或いは第２のゲートに局部発揚器から生じる前
記の信号が供給されるようになっており、前記の二重ゲ
ート電界効果トランジスタのドレイン電極に結果信号を
再生するようにした半導体装置に関するものである。
本発明は半導体素子の分野に関するものであり、特に超
高周波サテライト電気通信の分野に上述し−た半導体素
子を適用することに関するものである。
高周波サテライト電気通信の分野に上述し−た半導体素
子を適用することに関するものである。
中間のオーム抵抗性の島を有する二重ゲート電界効果ト
ランジスタは既知であり、特に米国特許第４．０４８，
６４６号明細書に記載されている。
ランジスタは既知であり、特に米国特許第４．０４８，
６４６号明細書に記載されている。
維音レベルを減少させる為に、８つのＦＩＣＴ）・ラン
ジスタのアセンブリの共通および中間電極を外部的に縦
続接続することは、文献″１．Ｍ、Ｅ、Ｂ。
ジスタのアセンブリの共通および中間電極を外部的に縦
続接続することは、文献″１．Ｍ、Ｅ、Ｂ。
Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ ８ｏ１１ｄ ５ｔａｔｅ Ｃ１
ｒｃｕｉｔｓ ” ｅ Ｖｏｌ、 ８０−４ 、 Ｊｕ
ｎ＠１９６１１ Ｆ）第１７０〜１ ？ ｆｉ頁の章”
Ｉｍｐｒｏｖｅｓｎｅｎｔ ｉｎ ｔｈｅ ｔｅｔｒ
ｏｄｅ ＦＥＴ ｎｏｉｓｅ ｆｉｇｕｒｅｂｙ ｎｅ
ｕｔｒａｌｉｚａｔｉｏｎ ａｎｄ ｔｕｎｉｎｇ”が
ら既知である。
ｒｃｕｉｔｓ ” ｅ Ｖｏｌ、 ８０−４ 、 Ｊｕ
ｎ＠１９６１１ Ｆ）第１７０〜１ ？ ｆｉ頁の章”
Ｉｍｐｒｏｖｅｓｎｅｎｔ ｉｎ ｔｈｅ ｔｅｔｒ
ｏｄｅ ＦＥＴ ｎｏｉｓｅ ｆｉｇｕｒｅｂｙ ｎｅ
ｕｔｒａｌｉｚａｔｉｏｎ ａｎｄ ｔｕｎｉｎｇ”が
ら既知である。
このような縦ｉＩ接続された２つのＦＥＴ ）ランジス
タのアセンブリは例えば、米国特許第８，９８ｇ、ｏ
ａ ｏ号明細書に記載されている０特にこの米国特許明
細書の第９図には、共通および中間電極が共振１，０ｇ
Ｎ路を経て接地された装置が開示されている。
タのアセンブリは例えば、米国特許第８，９８ｇ、ｏ
ａ ｏ号明細書に記載されている０特にこの米国特許明
細書の第９図には、共通および中間電極が共振１，０ｇ
Ｎ路を経て接地された装置が開示されている。
また、二重ゲートトランジスタは単一ゲートのＦＥＴを
８つの縦続接続したものに等価であるということが例え
ば文献−１，１，１，１ｅ、 Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ（Ｍｉｏｒｏｖａｖｅ ｔｈｅｏｒｙ ａｎａ ｔｅ
ｃｈｎｉｑｔａｅｓ ） ” 、 ＶＯｊ。
８つの縦続接続したものに等価であるということが例え
ば文献−１，１，１，１ｅ、 Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ（Ｍｉｏｒｏｖａｖｅ ｔｈｅｏｒｙ ａｎａ ｔｅ
ｃｈｎｉｑｔａｅｓ ） ” 、 ＶＯｊ。
Ｍ Ｔ Ｔ ｍ ａ 、 Ａ ８ 、 Ｊｕｎｅ １９
γｂの章＠Ｐ６ｒｆＯｒｍａｎｏｅｏｆ （１ｕ５Ｌｌ
−ｇａｔｅ ＯａＡｇ Ｍ罵５ＦＩＣＴ’ｓ ａｌｌ
ｇａｉｎ −ｏｏｎｔｒｏｌｌｓｉｌｏｗ −ｎｏｉ
ｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ａｎｄ ｈｉｇｈ −５ｐ
ｅｅｄ１１０ｄｕｌｔｏｒ８ ”から知られている。
γｂの章＠Ｐ６ｒｆＯｒｍａｎｏｅｏｆ （１ｕ５Ｌｌ
−ｇａｔｅ ＯａＡｇ Ｍ罵５ＦＩＣＴ’ｓ ａｌｌ
ｇａｉｎ −ｏｏｎｔｒｏｌｌｓｉｌｏｗ −ｎｏｉ
ｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ａｎｄ ｈｉｇｈ −５ｐ
ｅｅｄ１１０ｄｕｌｔｏｒ８ ”から知られている。
しかし、前記の米国特許第８，９８６．０６０号明細書
の第９図に開示されている種類の、回路は増幅器に用い
る場合に限定されており、ミクサには言及していない。
の第９図に開示されている種類の、回路は増幅器に用い
る場合に限定されており、ミクサには言及していない。
二重ゲート電界効果トランジスタを種々の装置、例えば
ミクサ、変調器、電力リミッタ、周波数逓倍器、自励発
振ミクサ等とし・て用いることは既知であるが、本発明
は、この既知の装置を縛導性および容置性の素子と組合
せて用い、所定の周波数帯域を阻止するのに適した新規
なミクサー増幅器に関するものである。
ミクサ、変調器、電力リミッタ、周波数逓倍器、自励発
振ミクサ等とし・て用いることは既知であるが、本発明
は、この既知の装置を縛導性および容置性の素子と組合
せて用い、所定の周波数帯域を阻止するのに適した新規
なミクサー増幅器に関するものである。
局部素子により帯域を阻止する受動フィルタを用いるこ
とは既知であり、例えば文献′″ＭＩＯＲＯＷＡＶＥＳ
”。
とは既知であり、例えば文献′″ＭＩＯＲＯＷＡＶＥＳ
”。
０Ｃｔｏｂｅｒ １９８１の第一１０８〜１０６頁の章
−４＠Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ｌｏｗ −ｎｏｉｓｅ
ａｍｐｌｉｆｉｅｒ苧”に記載されている。このような
フィルタの場合、帯域阻止の程度を約２６〜３０ ｄＢ
とした際に信号の周波数で８〜δｄＢ程度の損失が生じ
るという欠点がある。 、 ・ 数個の、二重ゲートトランジ、スタを有する比較的傭雑
なアセンブリを用いることも既知であり、例１えば文献
” Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｏｒｏｖａｖａ
８ｙｍｐｏｇｉｕｍＤｉｇｅｓｔ ” （１Ｇ ？
ＩＩ ） ｔＤ第ｇｏｏ 〜５ｏｉｅｓの章１ムｎ Ｘ
−ｂａｎａ ｄｕａｌ −ｇａｔｅ ＭＫ８ＦＩＴ
Ｚｍａｇｅ ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ１１１Ｘ６ｒ ”に記
載されている。
−４＠Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ｌｏｗ −ｎｏｉｓｅ
ａｍｐｌｉｆｉｅｒ苧”に記載されている。このような
フィルタの場合、帯域阻止の程度を約２６〜３０ ｄＢ
とした際に信号の周波数で８〜δｄＢ程度の損失が生じ
るという欠点がある。 、 ・ 数個の、二重ゲートトランジ、スタを有する比較的傭雑
なアセンブリを用いることも既知であり、例１えば文献
” Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｏｒｏｖａｖａ
８ｙｍｐｏｇｉｕｍＤｉｇｅｓｔ ” （１Ｇ ？
ＩＩ ） ｔＤ第ｇｏｏ 〜５ｏｉｅｓの章１ムｎ Ｘ
−ｂａｎａ ｄｕａｌ −ｇａｔｅ ＭＫ８ＦＩＴ
Ｚｍａｇｅ ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ１１１Ｘ６ｒ ”に記
載されている。
本発明の目的は、簡単で集積化可能な技術で損失なく周
波数帯域を阻止しうるようにすることにある。
波数帯域を阻止しうるようにすることにある。
Ｉ＋
〔発明４構成〕
本発明は、受信信号と局部発振−から供給される信号と
を混合し、この混合姶理の結果の°信号を増幅し、所定
の周波数帯域を阻止する半導体装置であって、該半導体
装置が二重ゲーＦ電界効果トランジスタを異えており、
この二重ゲート電界効果トランジスタはその３つのトラ
ンジスタ宇部間の中間のオーム抵抗性の島を有しており
、前記の二重ゲージ電界効果トランジスタのソース電極
は接地されており、前記の二重ゲート電界効果トランジ
スタの第１のゲートに前記の受信信号が供給されるよう
になっており、前記の二重ゲート電界効果トランジスタ
の第１或いは第２のゲートに局部発振器から生じる前記
の信号が供給されるようになっており、前記の二重ケー
ト電界効果トランジスタのドレイン電極に結果信号を再
生するようにした半導体装置において、前記の半導体装
置が更にインダクタとコンデンサとの直列回路を有する
型の共振回路を具え、該共振回路をその一端を経て前記
のオーム抵抗性の島に接続するとともに他端を経て接地
し、前記のソース電極から前記のオーム抵抗性の島まで
延在する前記の二重ゲート電界効果トランジスタの第１
の部分が飽和状態になるとともに前記のオーム抵抗性の
島から前記のドレイン電極まで延在する前記の二重ゲー
ト電界効果トランジスタの第２の部分が不飽和状態とな
るように前記の二重ゲート電界効果トランジスタの各電
極にバイアス電圧が印加されるようにしたことを特徴と
する。
を混合し、この混合姶理の結果の°信号を増幅し、所定
の周波数帯域を阻止する半導体装置であって、該半導体
装置が二重ゲーＦ電界効果トランジスタを異えており、
この二重ゲート電界効果トランジスタはその３つのトラ
ンジスタ宇部間の中間のオーム抵抗性の島を有しており
、前記の二重ゲージ電界効果トランジスタのソース電極
は接地されており、前記の二重ゲート電界効果トランジ
スタの第１のゲートに前記の受信信号が供給されるよう
になっており、前記の二重ゲート電界効果トランジスタ
の第１或いは第２のゲートに局部発振器から生じる前記
の信号が供給されるようになっており、前記の二重ケー
ト電界効果トランジスタのドレイン電極に結果信号を再
生するようにした半導体装置において、前記の半導体装
置が更にインダクタとコンデンサとの直列回路を有する
型の共振回路を具え、該共振回路をその一端を経て前記
のオーム抵抗性の島に接続するとともに他端を経て接地
し、前記のソース電極から前記のオーム抵抗性の島まで
延在する前記の二重ゲート電界効果トランジスタの第１
の部分が飽和状態になるとともに前記のオーム抵抗性の
島から前記のドレイン電極まで延在する前記の二重ゲー
ト電界効果トランジスタの第２の部分が不飽和状態とな
るように前記の二重ゲート電界効果トランジスタの各電
極にバイアス電圧が印加されるようにしたことを特徴と
する。
・本発明によれば、二重ゲートトランジスタの第１１の
部分（１１の図面に関する説明でＦＭ’ｌ’ｌとして示
されている）が前置増幅器として作用し・二重ゲー））
ランジスタの第２の部分（後の図面に関する説明でＦＩ
ＣＴＩとして示されている）がミクサとして作用するよ
うに半導体装置がバイアスされる◎従って、オーム抵抗
性の島に接続されたＬｏｌｌの共振回路より成るフィル
タはミクサの前に配置され、従ってその前の素子に対す
る寄生周波数の不所望な反射を阻止し、且つこれらの素
子から生じる線量を減少せしめる。
部分（１１の図面に関する説明でＦＭ’ｌ’ｌとして示
されている）が前置増幅器として作用し・二重ゲー））
ランジスタの第２の部分（後の図面に関する説明でＦＩ
ＣＴＩとして示されている）がミクサとして作用するよ
うに半導体装置がバイアスされる◎従って、オーム抵抗
性の島に接続されたＬｏｌｌの共振回路より成るフィル
タはミクサの前に配置され、従ってその前の素子に対す
る寄生周波数の不所望な反射を阻止し、且つこれらの素
子から生じる線量を減少せしめる。
以下図面につき説明する。
第１図のブロック線図は、例えばサテライトから送信さ
れ地上で実際に約ＩＩＩの直径を有するパラボラ反射器
より成るアンテナｌによって受信さ・れた信号を周波数
変換する為の受信ヘッド端を示す・０の受信″′ド端は
テ′テ＋１′）焦点ゝ配置されるものであり、帯域通過
フィルタ３と、前置増幅器（例えば１１９Ｈｚ ） ８
と、影働肩波数でアンテナから生じる雑音を抑圧する為
および混合装・室内で生じる影像周波数で信号を抑圧す
る為の帯域阻止フィルタ４とを有している。受信ヘッド
端はまた帯域阻止フィルタ番にＷ！続されたミクサ５を
有し、このミクサ５の入力端子には局部発振器６から生
じる例えば１１ ＧＨｚの周波数ｆ。のパイロット信号
が供給される。この局部発振器６は温度安定化した電界
効果トランジスタおよび例えば誘電体共振器（図示せず
）を有するようにすることができる。受信ヘッド端は最
後に、ミク毎５の出力端子に接続された例えばＩ ＧＨ
２の中間周波数ＩＦを有する中間周波増幅１１＃７を有
する。
れ地上で実際に約ＩＩＩの直径を有するパラボラ反射器
より成るアンテナｌによって受信さ・れた信号を周波数
変換する為の受信ヘッド端を示す・０の受信″′ド端は
テ′テ＋１′）焦点ゝ配置されるものであり、帯域通過
フィルタ３と、前置増幅器（例えば１１９Ｈｚ ） ８
と、影働肩波数でアンテナから生じる雑音を抑圧する為
および混合装・室内で生じる影像周波数で信号を抑圧す
る為の帯域阻止フィルタ４とを有している。受信ヘッド
端はまた帯域阻止フィルタ番にＷ！続されたミクサ５を
有し、このミクサ５の入力端子には局部発振器６から生
じる例えば１１ ＧＨｚの周波数ｆ。のパイロット信号
が供給される。この局部発振器６は温度安定化した電界
効果トランジスタおよび例えば誘電体共振器（図示せず
）を有するようにすることができる。受信ヘッド端は最
後に、ミク毎５の出力端子に接続された例えばＩ ＧＨ
２の中間周波数ＩＦを有する中間周波増幅１１＃７を有
する。
上記において極めて一一的に説明した受信ヘッド端の種
々の点に現われる周波数を第２図に示す。
々の点に現われる周波数を第２図に示す。
はぼ１１．７および１２．５０１２間にある周波数帯域
は代表的にサテライトによるテレディストリビューショ
ンシステムに対して用いられている。この周波数の選択
はサテライトに槽んでいる電力を節約する必要性、すな
わち好ｉしくは電波の室内で、従って約０．５および５
００１２間で放出をする必要性５よって決められ、周波
数帯域の正確な帰属は国際組織００ＩＲによりＵｌ’ｌ
’に応じて決められている。
は代表的にサテライトによるテレディストリビューショ
ンシステムに対して用いられている。この周波数の選択
はサテライトに槽んでいる電力を節約する必要性、すな
わち好ｉしくは電波の室内で、従って約０．５および５
００１２間で放出をする必要性５よって決められ、周波
数帯域の正確な帰属は国際組織００ＩＲによりＵｌ’ｌ
’に応じて決められている。
この周波数帯域内でサテライ）から送信される信号は地
上で各別の或いは共通のアンテナで受信され、数段階で
より一層低い周波数の信号に変換され、標準のテレビジ
曹ン受像機によって処理しうるようになる。最初の周波
数変換により後に詳細に説明するようにＩ ＧＨｚの中
間周波数を得、これに続く他の周波数変換（図示せず）
により、周波数復調が行なわれる約１８０ ＭＨｚの周
波数を得る。その後、復調された信号により搬送周波数
を振幅変調し、この信号が標準のテレビジ曹ン受像機（
図示せず）に供給される。 ・ 第３図において、局・部発振器の周波’Ｉｋ＜ｆ、夕１
０．９ ＧＨｚ ）を―直線で示し、ミクサ′ｂにおい
て前記の局部発振器の周波数と受信したサテライト信号
との混金によつ゛て生じる中間周波信号・帯域をほぼ０
．８および１．８ＧＩＩＳ閏にある帯域で示す。第ｓｇ
に密な横着で示す嵜・生°屑波数帯域（影像帯域）はこ
の数値例で各ｔ ｏ、ｓ ＊よび１０．Ｉ ＧＨｚＭニ
あり、局部発振器の周波数の高調波（この場合ｆｌｆＯ
″′２１．８ ＧＨｚ ）と受信周波数帯域＜ １１．
７〜１２１．５ＧＨ２）の高調波との間の混合処理から
生じる。この寄生周波数帯域は極めて不所望なものであ
る。
上で各別の或いは共通のアンテナで受信され、数段階で
より一層低い周波数の信号に変換され、標準のテレビジ
曹ン受像機によって処理しうるようになる。最初の周波
数変換により後に詳細に説明するようにＩ ＧＨｚの中
間周波数を得、これに続く他の周波数変換（図示せず）
により、周波数復調が行なわれる約１８０ ＭＨｚの周
波数を得る。その後、復調された信号により搬送周波数
を振幅変調し、この信号が標準のテレビジ曹ン受像機（
図示せず）に供給される。 ・ 第３図において、局・部発振器の周波’Ｉｋ＜ｆ、夕１
０．９ ＧＨｚ ）を―直線で示し、ミクサ′ｂにおい
て前記の局部発振器の周波数と受信したサテライト信号
との混金によつ゛て生じる中間周波信号・帯域をほぼ０
．８および１．８ＧＩＩＳ閏にある帯域で示す。第ｓｇ
に密な横着で示す嵜・生°屑波数帯域（影像帯域）はこ
の数値例で各ｔ ｏ、ｓ ＊よび１０．Ｉ ＧＨｚＭニ
あり、局部発振器の周波数の高調波（この場合ｆｌｆＯ
″′２１．８ ＧＨｚ ）と受信周波数帯域＜ １１．
７〜１２１．５ＧＨ２）の高調波との間の混合処理から
生じる。この寄生周波数帯域は極めて不所望なものであ
る。
その理由は、ミクサ内で生じる寄生周波数帯域が混合段
よりも前の素子に向がうと、この腎生周波数帯域により
これらの素子の作動に悪影曽を及ぼすおそれがある為で
ある。一方、アンテナにより受信され影像周波数帯域内
で前置増幅器によって増幅された寄生信号のすべておよ
び雑音も中間周波数帯域に変換され、雑音指数を増大せ
しめ、受信を妨害する。従って送信エネルギーの吸収或
いは反射作動する帯域阻止フィルタ（第１図に４で示す
）を配置する必要がある。反射作動の場合には、ミクサ
において影像周波数（ｇｆｏ−ｆ、）で生じるエネルギ
ーも再生でき、これによりミクサの変換率を改善する。
よりも前の素子に向がうと、この腎生周波数帯域により
これらの素子の作動に悪影曽を及ぼすおそれがある為で
ある。一方、アンテナにより受信され影像周波数帯域内
で前置増幅器によって増幅された寄生信号のすべておよ
び雑音も中間周波数帯域に変換され、雑音指数を増大せ
しめ、受信を妨害する。従って送信エネルギーの吸収或
いは反射作動する帯域阻止フィルタ（第１図に４で示す
）を配置する必要がある。反射作動の場合には、ミクサ
において影像周波数（ｇｆｏ−ｆ、）で生じるエネルギ
ーも再生でき、これによりミクサの変換率を改善する。
この帯域阻止フィルタ４の従来技術による一例をマイク
ロストリップ線路９内に形成した“スパー （ｓｐｕｒ
）”８の形態のチャネルとして第８図に示す（一般に１
スパーライン フィルタ”と称されている）０このよう
な超高周波帯域阻止フィルタは文献＠Ｍｉｏｒｏｗａｖ
ａａ ｅ ０ｐｔｉｏｓ ａｎｄム０Ｏｕ８ｔｉ０８
” 。
ロストリップ線路９内に形成した“スパー （ｓｐｕｒ
）”８の形態のチャネルとして第８図に示す（一般に１
スパーライン フィルタ”と称されている）０このよう
な超高周波帯域阻止フィルタは文献＠Ｍｉｏｒｏｗａｖ
ａａ ｅ ０ｐｔｉｏｓ ａｎｄム０Ｏｕ８ｔｉ０８
” 。
Ｖｏｊ、 １ 、 Ａ６ （Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９７
７ ））章″Ｄｅｓｉｇｎｏｆ’ ｍｎｉｏｒｏｇｔｒ
ｉｐ ５ｐｕｒ −１ｉｎｅ ｂａｎｄ ５ｔｏｐ ｆ
ｉｌｔｅｒｓ ”から既知である。この第８図によれば
、導電細条９にスパー（つめ）状のノツチ８、この場合
２つの対称的に対向するノツチが設けられており、これ
らの各々は前記の導電細条の縁に対して直角な第１の直
進溝と、細条の中央に位置し、細条の縁に対し平行な第
１の直進溝とを以って構成されている。前記のノツチに
より絶縁された導電細条の部分の長さは阻止周波数帯域
の中心周波数を決定し、通常１〉τ４に相当する。ここ
に１は基板の誘電体材料における波長である。
７ ））章″Ｄｅｓｉｇｎｏｆ’ ｍｎｉｏｒｏｇｔｒ
ｉｐ ５ｐｕｒ −１ｉｎｅ ｂａｎｄ ５ｔｏｐ ｆ
ｉｌｔｅｒｓ ”から既知である。この第８図によれば
、導電細条９にスパー（つめ）状のノツチ８、この場合
２つの対称的に対向するノツチが設けられており、これ
らの各々は前記の導電細条の縁に対して直角な第１の直
進溝と、細条の中央に位置し、細条の縁に対し平行な第
１の直進溝とを以って構成されている。前記のノツチに
より絶縁された導電細条の部分の長さは阻止周波数帯域
の中心周波数を決定し、通常１〉τ４に相当する。ここ
に１は基板の誘電体材料における波長である。
上述したフィルタ以外に局部素子によって造った他の型
のフィルタ（前記の文献” ＭＩＯＲＯＷＡＶ］Ｃ８”
。
のフィルタ（前記の文献” ＭＩＯＲＯＷＡＶ］Ｃ８”
。
０ｃｔｏｂｅｒ １９８１を参照のこと）を用いること
ができるも、既知の構成の主たる欠点は、これらフィル
タが超高周波導電線路上に直列に配置されて・おり、従
って帯域阻止を約１６〜Ｊｌ ＯｄＢの割合で満足に行
なわしめた場合に、これらフィルタにより信号周波数（
１２ＧＨ２）でｊ１〜８ ｄＢ程度の損失を生ぜしめる
という事実によるものである。
ができるも、既知の構成の主たる欠点は、これらフィル
タが超高周波導電線路上に直列に配置されて・おり、従
って帯域阻止を約１６〜Ｊｌ ＯｄＢの割合で満足に行
なわしめた場合に、これらフィルタにより信号周波数（
１２ＧＨ２）でｊ１〜８ ｄＢ程度の損失を生ぜしめる
という事実によるものである。
第４図は周波数帯域を選択的に阻止する増幅器−ミクサ
回路の本発明による構成を示す。使用する素子は二重ゲ
ート電界効果トランジスタであり、この二重ゲートトラ
ンジスタの２つのトランジスタ半部間の中間にオーム抵
抗の島が存在する。
回路の本発明による構成を示す。使用する素子は二重ゲ
ート電界効果トランジスタであり、この二重ゲートトラ
ンジスタの２つのトランジスタ半部間の中間にオーム抵
抗の島が存在する。
この素子をミクサとして正しく使用する為にソース電極
（Ｓ）を接地し、混合すべき信号をゲート電極（Ｇ、お
よびＧ、 ）に供給し、混合された信号をドレイン電極
（Ｄ）で再生させる。この場合、本発明によればインダ
クタおよびコンデンサを有する型の直列共振回路（ＬＯ
）の一端を前記の電界効果トランジスタのオーム抵抗性
の島に接綬し、他端を接地することにより周波数阻止を
得る。
（Ｓ）を接地し、混合すべき信号をゲート電極（Ｇ、お
よびＧ、 ）に供給し、混合された信号をドレイン電極
（Ｄ）で再生させる。この場合、本発明によればインダ
クタおよびコンデンサを有する型の直列共振回路（ＬＯ
）の一端を前記の電界効果トランジスタのオーム抵抗性
の島に接綬し、他端を接地することにより周波数阻止を
得る。
しかしこの構成に〜よれば、アンテナにより受信した信
号が第１ゲート電極（Ｇｏ）に供給され、局部発振器か
ら生じる信号が一方或いは他方のゲート電極（Ｇ、或い
はＧ、 ）に供給されると、前記のトランジスタの第１
部分（ＦＥＴＩ ）において常規の作動状態の下で混合
が行なわれる。この場合には、上述した構成は適してい
ない０その理由はフィルタがミクサの前ではなく後に位
置している為である。
号が第１ゲート電極（Ｇｏ）に供給され、局部発振器か
ら生じる信号が一方或いは他方のゲート電極（Ｇ、或い
はＧ、 ）に供給されると、前記のトランジスタの第１
部分（ＦＥＴＩ ）において常規の作動状態の下で混合
が行なわれる。この場合には、上述した構成は適してい
ない０その理由はフィルタがミクサの前ではなく後に位
置している為である。
適正な構成のものを得る為には、フィルタをミクサより
も前に位置させる必要がある。すなわち、この場合には
前記のトランジスタの第３部分（Ｆ罵！３）内で混合が
行なわれる。
も前に位置させる必要がある。すなわち、この場合には
前記のトランジスタの第３部分（Ｆ罵！３）内で混合が
行なわれる。
本発明の手段によれば、第２図に示す二重ゲートトラン
ジスタの二次元特性曲線の解析から明らかなようにして
このトランジスタをバイアスすることによりこのような
作動を得る。この解析は文献” ＭＩＯＲＯＷＡＶＥ８
” （ＪｕｌＶｌ ９８１ ） 、 ｆ）第７１〜テ
３貰の章＠Ｄｏ ０ｈａｒａｏｔｅｒｉｓｔｉｃａ ａ
ｉｄ ｄｕａｌｇａｔｅ ＦｉＣＴ ａｎａｌｙｓｓｉ
ｓ ”にも記載されている。この場合、二重ゲートトラ
ンジスタのバイアス電圧は。
ジスタの二次元特性曲線の解析から明らかなようにして
このトランジスタをバイアスすることによりこのような
作動を得る。この解析は文献” ＭＩＯＲＯＷＡＶＥ８
” （ＪｕｌＶｌ ９８１ ） 、 ｆ）第７１〜テ
３貰の章＠Ｄｏ ０ｈａｒａｏｔｅｒｉｓｔｉｃａ ａ
ｉｄ ｄｕａｌｇａｔｅ ＦｉＣＴ ａｎａｌｙｓｓｉ
ｓ ”にも記載されている。この場合、二重ゲートトラ
ンジスタのバイアス電圧は。
この二重ゲートトランジスタの第１トランジスタ半部（
ＦＫＴＩ ）に対して斜線を付した領域Ｈ内にあり、こ
の部分（ＦＥＴＩ）が線形飽和状態となり、また第２ト
ランジスタ半部（ＦＭ：Ｔ２ｉ ）に対して不飽和領域
内にあり、この部分（ＦＥＴ２）が不飽和（非線形）状
態となるように選択する。
ＦＫＴＩ ）に対して斜線を付した領域Ｈ内にあり、こ
の部分（ＦＥＴＩ）が線形飽和状態となり、また第２ト
ランジスタ半部（ＦＭ：Ｔ２ｉ ）に対して不飽和領域
内にあり、この部分（ＦＥＴ２）が不飽和（非線形）状
態となるように選択する。
本発明により特に設計した砒化ガリウム（ＧａＡｓ）の
組成を有する二重ゲー（トランジスタであり、ゲートＧ
０の幅をＷｌ″：１μｍとし、ゲートＧ８の幅をＷ、：
’１μｍとし、ドレインおよびソース間の幅をｗ＝ｅ〜
８μｍとした特性を有する二重ゲートトランジスタの場
合、バイアスを ｖＤｓｚ４ボルト ０ボルト＞ＶＧＩＳ＞ １．５ボルトＬ５ボルト＜
ＶＧ、Ｓ ＜ ８ 、６ボルトにすることにより、斜線
領域Ｈ内あ作動状態が簡単に得られ、ドレイン電流は２
０〜５０ ｍＡの値になった。
組成を有する二重ゲー（トランジスタであり、ゲートＧ
０の幅をＷｌ″：１μｍとし、ゲートＧ８の幅をＷ、：
’１μｍとし、ドレインおよびソース間の幅をｗ＝ｅ〜
８μｍとした特性を有する二重ゲートトランジスタの場
合、バイアスを ｖＤｓｚ４ボルト ０ボルト＞ＶＧＩＳ＞ １．５ボルトＬ５ボルト＜
ＶＧ、Ｓ ＜ ８ 、６ボルトにすることにより、斜線
領域Ｈ内あ作動状態が簡単に得られ、ドレイン電流は２
０〜５０ ｍＡの値になった。
このようにして装置の作動が満足なものとなり、周波数
帯域の選択的な阻止程度は８０ ｄＢを越えるものとな
る。阻止周波数帯域の幅はＱの大きな同軸中間周波（Ｉ
ＧＨｚ）同調部材を用いることにより１００ ＭＨｚ
の値に減少する０ 第６ＷＪは上述した新規な装置により得られた作動特性
な示す。集線で示す第１の曲線は信号周波数で得られた
結果を表わし、１ ｇ、ｇ−１１，８ＧＨｚの周波数を
横軸に、８および６ ｄＢ間の増幅度を縦軸にプロット
した。破線で示す第２の曲線は影像周波数で得られた結
果を示し、９．８〜９．４ ＧＨｚ間の周波数を横軸に
、−２５および−８６ｄＢ間の減衰度を縦軸にプロット
した。
帯域の選択的な阻止程度は８０ ｄＢを越えるものとな
る。阻止周波数帯域の幅はＱの大きな同軸中間周波（Ｉ
ＧＨｚ）同調部材を用いることにより１００ ＭＨｚ
の値に減少する０ 第６ＷＪは上述した新規な装置により得られた作動特性
な示す。集線で示す第１の曲線は信号周波数で得られた
結果を表わし、１ ｇ、ｇ−１１，８ＧＨｚの周波数を
横軸に、８および６ ｄＢ間の増幅度を縦軸にプロット
した。破線で示す第２の曲線は影像周波数で得られた結
果を示し、９．８〜９．４ ＧＨｚ間の周波数を横軸に
、−２５および−８６ｄＢ間の減衰度を縦軸にプロット
した。
第７図は本発明による新規な装置の集積化形態を示す平
面図である。能動素子は気相からのエピタキシアル成長
および既知の・セル７アライメンシ技術による腐食によ
り得たメサ溜部に形成する。
面図である。能動素子は気相からのエピタキシアル成長
および既知の・セル７アライメンシ技術による腐食によ
り得たメサ溜部に形成する。
受動素子、すなわちインダクタおよびコンデンサは例え
ば２つの各別の部分に分割しうる噛合構造体を以って構
成し、これらの値（Ｌ、、０□およびＬｓ ｅ Ｏｓ
）を互いにわずかに異ならせることにより阻止周波数帯
域を広くする。
ば２つの各別の部分に分割しうる噛合構造体を以って構
成し、これらの値（Ｌ、、０□およびＬｓ ｅ Ｏｓ
）を互いにわずかに異ならせることにより阻止周波数帯
域を広くする。
これらの素子は、セル′７アライメント法の工程で蛇行
路に沿って形成した金属層の延長部や追加の金属堆積体
（インダクタ）と、ブリッジ構造に応じて堆積した絶縁
性の誘電体層（コンデンサ）とを以って集積化半導体装
置の表面上に得ることもできる。
路に沿って形成した金属層の延長部や追加の金属堆積体
（インダクタ）と、ブリッジ構造に応じて堆積した絶縁
性の誘電体層（コンデンサ）とを以って集積化半導体装
置の表面上に得ることもできる。
本発明は上述した例のみに限定され工、幾多の変更を加
えうること勿論である。
えうること勿論である。
第１図はサテライトからのテレビジョン放送信号を受信
する受信ヘッド端を示すブロックｍ図、第２図は第１図
の受信ヘッド端における信号の周波数帯域を示すＭ図、 第８図は従来ｉ衿による帯域阻止フィルタの一例を示す
説明図、 第４図は周波数帯域を選択的に阻止す５・本発明による
増幅器−ミクサ回路を示す線図、第５図は第４図に示す
回路の特性を示す線図、第６図は第４図に示す新規な増
幅器−ミクサ回路によって得られる作動特性を示すｌｌ
ｉＩ図、第７図は第４図に示す回路を集積化形態で示す
平面図である。 ｌ・・・７ ＞ ｆ ＋ ９・・・帯域通過
フィルタ８・・・前置増幅器 ４・・・帯域阻止
フィルタｂ・・・ミクサ ６・・・局部発振
器テ・・・中間周波増幅Ｉｓ・・・スパー状ノツチ９・
・・導電細条◎ ＦＩＧ、Ｉ ＦＩＧ、２ ＦｌＧ、４
する受信ヘッド端を示すブロックｍ図、第２図は第１図
の受信ヘッド端における信号の周波数帯域を示すＭ図、 第８図は従来ｉ衿による帯域阻止フィルタの一例を示す
説明図、 第４図は周波数帯域を選択的に阻止す５・本発明による
増幅器−ミクサ回路を示す線図、第５図は第４図に示す
回路の特性を示す線図、第６図は第４図に示す新規な増
幅器−ミクサ回路によって得られる作動特性を示すｌｌ
ｉＩ図、第７図は第４図に示す回路を集積化形態で示す
平面図である。 ｌ・・・７ ＞ ｆ ＋ ９・・・帯域通過
フィルタ８・・・前置増幅器 ４・・・帯域阻止
フィルタｂ・・・ミクサ ６・・・局部発振
器テ・・・中間周波増幅Ｉｓ・・・スパー状ノツチ９・
・・導電細条◎ ＦＩＧ、Ｉ ＦＩＧ、２ ＦｌＧ、４
Claims (1)
- Ｌ 受信信号と局部発振器から供給される信号とを混合
し、この混合処理の結果の信号を増幅し、所定の周波数
帯域を阻止する半導体装置であって、該半導体装置が二
重ゲート電界効果トランジスタを具、えており、この二
重ゲート電界効果トランジスタはその２つのトランジス
タ半部間の中間のオーム抵抗性の島を有しており、前記
の二重ゲート電界効果トランジスタのソース電極（Ｓ）
は接地されており、前記の二９重ゲート電界効果トラン
ジスタの第１のゲー） （Ｇ、、）に前記の学僧信号が
供給されるようになっており、前記の二重ゲート電界効
果トランジスタの、第１或いは第２のゲート（Ｇ０或い
はＧ、 ）に局部発振器から生じる前記の信号が供給さ
れるようになっており、前記の二重ゲート電界効果トラ
ンジスタのドレイン電極（Ｄ）に結果信号を再生するよ
うにした半導体装置において、前記の半導体装置が更に
インダクタとコンデンサとの直列回路を有する蓋の共振
回路を具え、該共振回路をその一端を経て前記のオーム
抵抗性の島に接続するとともに他端を経て接地し、前記
のソース電極から前記のオーム抵抗性の島まで延在する
前記の二重ゲート電界効果トランジスタの第１の部分が
飽和状態になるとともに前記のオーム抵抗性の島から前
記のドレイン電極まで延在する前記の二重ゲート電界効
果Ｆランジスタの第８の部分が不飽和状態となるよ−う
に前記の二重ゲート電界効果トランジスタの各電極にバ
イアス電圧が印加されるようにしたことを特徴とする半
導体装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8203510 | 1982-03-03 | ||
| FR8203510A FR2522902A1 (fr) | 1982-03-03 | 1982-03-03 | Utilisation d'un transistor a effet de champ, du type a double-grille et ile ohmique intercalee, en vue de la rejection d'une bande de frequences |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58164328A true JPS58164328A (ja) | 1983-09-29 |
| JPH0259655B2 JPH0259655B2 (ja) | 1990-12-13 |
Family
ID=9271538
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58033926A Granted JPS58164328A (ja) | 1982-03-03 | 1983-03-03 | 半導体装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4841169A (ja) |
| EP (1) | EP0087841B1 (ja) |
| JP (1) | JPS58164328A (ja) |
| AU (1) | AU553965B2 (ja) |
| CA (1) | CA1210524A (ja) |
| DE (1) | DE3363574D1 (ja) |
| FR (1) | FR2522902A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61208304A (ja) * | 1985-03-12 | 1986-09-16 | Fujitsu Ltd | 周波数変換回路 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2612018B1 (fr) * | 1987-03-06 | 1989-05-26 | Labo Electronique Physique | Melangeur hyperfrequences |
| US5039891A (en) * | 1989-12-20 | 1991-08-13 | Hughes Aircraft Company | Planar broadband FET balun |
| DE69125157T2 (de) * | 1991-07-18 | 1997-06-19 | Texas Instruments Deutschland | Schaltungsanordnung zur Antennenankopplung |
| US5602501A (en) * | 1992-09-03 | 1997-02-11 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Mixer circuit using a dual gate field effect transistor |
| JP3148010B2 (ja) * | 1992-09-11 | 2001-03-19 | 住友電気工業株式会社 | ミキサ回路 |
| US5661424A (en) * | 1993-01-27 | 1997-08-26 | Gte Laboratories Incorporated | Frequency hopping synthesizer using dual gate amplifiers |
| JPH0738337A (ja) * | 1993-07-20 | 1995-02-07 | Hitachi Ltd | 低歪カスケード回路 |
| US5767726A (en) * | 1996-10-21 | 1998-06-16 | Lucent Technologies Inc. | Four terminal RF mixer device |
| US5909894A (en) * | 1997-01-02 | 1999-06-08 | K-2 Corporation | Snowboard binding |
| JP3144477B2 (ja) * | 1997-09-01 | 2001-03-12 | 日本電気株式会社 | スイッチ回路及び半導体装置 |
| US7042960B2 (en) * | 2001-08-28 | 2006-05-09 | Northrop Grumman Corporation | Low order spur cancellation mixer topologies |
| US7876855B2 (en) * | 2001-08-28 | 2011-01-25 | Northrop Grumman Systems Corporation | Phase modulation power spreading used to reduce RF or microwave transmitter output power spur levels |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BE392319A (ja) * | 1931-11-19 | |||
| GB1146671A (en) * | 1965-06-09 | 1969-03-26 | Mullard Ltd | Self-oscillating mixer circuits with automatic gain control |
| US3586887A (en) * | 1969-01-03 | 1971-06-22 | Univ Minnesota | Tetrode fet noise figure by neutralization and tuning |
| JPS50159236A (ja) * | 1974-06-11 | 1975-12-23 | ||
| US4048646A (en) * | 1975-02-26 | 1977-09-13 | Nippon Electric Company, Limited | Dual-gate schottky barrier gate fet having an intermediate electrode and a method of making same |
| US4334324A (en) * | 1980-10-31 | 1982-06-08 | Rca Corporation | Complementary symmetry FET frequency converter circuits |
| US4409557A (en) * | 1981-04-23 | 1983-10-11 | Rca Corporation | Bandpass filter with an active element |
-
1982
- 1982-03-03 FR FR8203510A patent/FR2522902A1/fr active Granted
-
1983
- 1983-02-23 EP EP83200268A patent/EP0087841B1/fr not_active Expired
- 1983-02-23 DE DE8383200268T patent/DE3363574D1/de not_active Expired
- 1983-03-01 AU AU11931/83A patent/AU553965B2/en not_active Ceased
- 1983-03-03 CA CA000422772A patent/CA1210524A/en not_active Expired
- 1983-03-03 JP JP58033926A patent/JPS58164328A/ja active Granted
-
1986
- 1986-02-24 US US06/833,571 patent/US4841169A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61208304A (ja) * | 1985-03-12 | 1986-09-16 | Fujitsu Ltd | 周波数変換回路 |
| JPH0740648B2 (ja) * | 1985-03-12 | 1995-05-01 | 富士通株式会社 | 周波数変換回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2522902B1 (ja) | 1984-04-20 |
| AU1193183A (en) | 1983-09-08 |
| EP0087841B1 (fr) | 1986-05-21 |
| EP0087841A1 (fr) | 1983-09-07 |
| CA1210524A (en) | 1986-08-26 |
| US4841169A (en) | 1989-06-20 |
| FR2522902A1 (fr) | 1983-09-09 |
| JPH0259655B2 (ja) | 1990-12-13 |
| DE3363574D1 (en) | 1986-06-26 |
| AU553965B2 (en) | 1986-07-31 |
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