JPS581348A - Ｆｍステレオ復調装置 - Google Patents
Ｆｍステレオ復調装置Info
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- JPS581348A JPS581348A JP9991981A JP9991981A JPS581348A JP S581348 A JPS581348 A JP S581348A JP 9991981 A JP9991981 A JP 9991981A JP 9991981 A JP9991981 A JP 9991981A JP S581348 A JPS581348 A JP S581348A
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- ppm
- sine
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims abstract description 12
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 abstract description 7
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/63—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for separation improvements or adjustments
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＮステレオ復調装置に関し、特にＦＭステレオ
コンポジット信号成分とサブキャリヤ信号成分との乗算
出力を得てこの出力によりステレオ信号の復調をなすよ
うにしだＮステレオ復調装置に関するものである。
コンポジット信号成分とサブキャリヤ信号成分との乗算
出力を得てこの出力によりステレオ信号の復調をなすよ
うにしだＮステレオ復調装置に関するものである。
ｍステレオ信号の復調に際して３８Ｋｌ（２の矩形波サ
ブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチング
するスイッチング方式の復調装置があるが、スイッチン
グのための矩形波サブキャリヤ信号が３８ＩＧ（、の奇
数次高調波成分を有している関係上、この奇数次高調波
（３８Ｘ３＝１１４ＫＨ２，３８Ｘ５＝ １９０ ＫＨ
２）が隣接局とビート妨害を生じて好ましく人い影響を
与えている。これを防ぐにはＦＭステレオ復調段の入力
にハイカットフィルタであるいわゆるアンチバーディフ
ィルタを挿入する必要があるが、このフィルタのコンポ
ジット周波数成分における周波数特性や遅延特性が平坦
でなくなり、ステレオ復調出力に歪やセパレーションの
悪化を生じている。またフィルタのコア材の歪による音
質の劣化も避けられない。
ブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチング
するスイッチング方式の復調装置があるが、スイッチン
グのための矩形波サブキャリヤ信号が３８ＩＧ（、の奇
数次高調波成分を有している関係上、この奇数次高調波
（３８Ｘ３＝１１４ＫＨ２，３８Ｘ５＝ １９０ ＫＨ
２）が隣接局とビート妨害を生じて好ましく人い影響を
与えている。これを防ぐにはＦＭステレオ復調段の入力
にハイカットフィルタであるいわゆるアンチバーディフ
ィルタを挿入する必要があるが、このフィルタのコンポ
ジット周波数成分における周波数特性や遅延特性が平坦
でなくなり、ステレオ復調出力に歪やセパレーションの
悪化を生じている。またフィルタのコア材の歪による音
質の劣化も避けられない。
そのために、正弦波サブキャリヤ信号を用いてアナログ
的な乗算方式を採用すれば上記欠点は除去されるが、ル
ヘや歪の点で優れたす匡アな乗算回路を構成することは
極めて困難である。
的な乗算方式を採用すれば上記欠点は除去されるが、ル
ヘや歪の点で優れたす匡アな乗算回路を構成することは
極めて困難である。
従って、上記各欠点を排除すべく、本願出願人によシ第
１図に示す如き復調方式が提案されている。この方式は
、ステレオパイロット信号に同期した３８ＫＨ２の正弦
波サブキャリヤを、パルスカウント検波方式によって得
られたＰＰＭ （パ尤ス位置変調）信号のパルス列によ
りスイッチングすることにより、正弦波サブキャリヤと
ステレオコンポジット信号成分との乗算を行ってサブ信
号をメイン信号帯域であるオーディオ周波数帯域へ変換
す、るものである。
１図に示す如き復調方式が提案されている。この方式は
、ステレオパイロット信号に同期した３８ＫＨ２の正弦
波サブキャリヤを、パルスカウント検波方式によって得
られたＰＰＭ （パ尤ス位置変調）信号のパルス列によ
りスイッチングすることにより、正弦波サブキャリヤと
ステレオコンポジット信号成分との乗算を行ってサブ信
号をメイン信号帯域であるオーディオ周波数帯域へ変換
す、るものである。
第１図につき説明するに、パルスカウント検波器ｌによ
り得られたＰＰＭ信号の正逆相信号がスイッチ素子ＳＷ
１〜ＳＷ４をオンオフ制御しており、正弦波サブキャリ
ヤ信号発生器２により得られた３８ＫＨ２正弦波状のサ
ブキャリヤの正逆相信号が抵抗Ｒ２〜Ｒ，、Ｒ，〜Ｒ１
ｏよりなる抵抗網へ印加されている。そして抵抗Ｒ，、
Ｒ，を経たスイッチ素子ＳＷ１によるスイッチング出力
（■、）と、抵抗Ｒ，，Ｒ，を経たスイッチ素子ＳＷ２
によるスイッチング出力（Ｉ、）とがオペアンプＯＰ１
を有するＬＰＦ （ローパスフィルタ）３の逆相人力に
共通に印加されている。
り得られたＰＰＭ信号の正逆相信号がスイッチ素子ＳＷ
１〜ＳＷ４をオンオフ制御しており、正弦波サブキャリ
ヤ信号発生器２により得られた３８ＫＨ２正弦波状のサ
ブキャリヤの正逆相信号が抵抗Ｒ２〜Ｒ，、Ｒ，〜Ｒ１
ｏよりなる抵抗網へ印加されている。そして抵抗Ｒ，、
Ｒ，を経たスイッチ素子ＳＷ１によるスイッチング出力
（■、）と、抵抗Ｒ，，Ｒ，を経たスイッチ素子ＳＷ２
によるスイッチング出力（Ｉ、）とがオペアンプＯＰ１
を有するＬＰＦ （ローパスフィルタ）３の逆相人力に
共通に印加されている。
また、抵抗Ｒ７，Ｒ８を経たスイッチ素子ＳＷ〆よるス
イッチング出力（Ｉ６）と、抵抗Ｒ，、Ｒｔｏを経たス
イッチ素子ＳＷ４によるスイッチング出力（Ｉ、）とが
オペアンプＯＰ２を有するＬＰＦ ４の逆相入力に共通
に印加されている。更に各オペアンプＯＰ１． ＯＰ。
イッチング出力（Ｉ６）と、抵抗Ｒ，、Ｒｔｏを経たス
イッチ素子ＳＷ４によるスイッチング出力（Ｉ、）とが
オペアンプＯＰ２を有するＬＰＦ ４の逆相入力に共通
に印加されている。更に各オペアンプＯＰ１． ＯＰ。
の逆相入力には、ＰＰＭ信号が共通に印加されている０
こ＼で、ＰＰＭ信号をＵ（ｔ）とすると、Ｕ（ｔ） ＝
Ｖ、 −Ｋ ｃ（ｔ） ＋ Ｖ、 ｖＡ（ｔ）
−（１）と表わされる。ここに、■、はＰＦ％Ｉ
Ｉ信号の振幅、ＫはＮ検波効率で定まる定数１．ｃ（ｔ
）はステレオコンポジット信号、Ａ（ｔ）はＰＰＭ信号
のキャリヤ付近とそれよシ高域に存在する信号成分であ
る。そして、Ａ（ｔ）はコンポジット信号よりも十分に
周波数が高くなるようにＦＭ−ＩＦ （中間周波）信号
の周波数が定めである。コンポジット信号ｃ（ｔ）は、
Ｃ（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ） ｓｍ〜ｔ
・・・（２）であシ、Ｍ（ｔ）はＬ（ｔ）十Ｒ
（ｔ）なるメイン信号、５（ｔ）はＬ（ｔ）−４Ｌ（ｔ
）なるサブ信号、ω５はサブキャリヤ信号角周波数を示
し、パイロット信号は省略されている。サブキャリヤ信
号発生器２の出力振幅をｖ２とすれば、正逆相出力は±
Ｖ２ｓｉｎω、ｔとなる。 図において、Ｒ，＝ Ｒ６
＝島、Ｒ２−Ｒ８゜はすべて等しくこれをＲ５とおくと
、抵抗Ｒ＋ （Ｒｅ ）に流れる電流１１（ｔ） （Ｉ
、（ｔ） ） Ｆｉ、となる。尚、Ａ（ｔ）成分は高周
波のために省略している。抵抗Ｒ，，Ｒ，に流れる電流
ｌ２（ｔ）、 Ｉ、（ｔ）は、となる。また、抵抗Ｒ，
、Ｒ，。に流れる電流Ｉａ（４） ｔＩｆｆ（ｔ）は、 となる。従って、オペアンプＯＰ、の入力端子ｌ４（ｔ
）は、 となり、オペアンプＯＰ２の入力電流ｌ８（ｔ）は、の
オーディオ周波数帯の信号は、 となって左右チャンネル信号の復調がなされる。
Ｖ、 −Ｋ ｃ（ｔ） ＋ Ｖ、 ｖＡ（ｔ）
−（１）と表わされる。ここに、■、はＰＦ％Ｉ
Ｉ信号の振幅、ＫはＮ検波効率で定まる定数１．ｃ（ｔ
）はステレオコンポジット信号、Ａ（ｔ）はＰＰＭ信号
のキャリヤ付近とそれよシ高域に存在する信号成分であ
る。そして、Ａ（ｔ）はコンポジット信号よりも十分に
周波数が高くなるようにＦＭ−ＩＦ （中間周波）信号
の周波数が定めである。コンポジット信号ｃ（ｔ）は、
Ｃ（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ） ｓｍ〜ｔ
・・・（２）であシ、Ｍ（ｔ）はＬ（ｔ）十Ｒ
（ｔ）なるメイン信号、５（ｔ）はＬ（ｔ）−４Ｌ（ｔ
）なるサブ信号、ω５はサブキャリヤ信号角周波数を示
し、パイロット信号は省略されている。サブキャリヤ信
号発生器２の出力振幅をｖ２とすれば、正逆相出力は±
Ｖ２ｓｉｎω、ｔとなる。 図において、Ｒ，＝ Ｒ６
＝島、Ｒ２−Ｒ８゜はすべて等しくこれをＲ５とおくと
、抵抗Ｒ＋ （Ｒｅ ）に流れる電流１１（ｔ） （Ｉ
、（ｔ） ） Ｆｉ、となる。尚、Ａ（ｔ）成分は高周
波のために省略している。抵抗Ｒ，，Ｒ，に流れる電流
ｌ２（ｔ）、 Ｉ、（ｔ）は、となる。また、抵抗Ｒ，
、Ｒ，。に流れる電流Ｉａ（４） ｔＩｆｆ（ｔ）は、 となる。従って、オペアンプＯＰ、の入力端子ｌ４（ｔ
）は、 となり、オペアンプＯＰ２の入力電流ｌ８（ｔ）は、の
オーディオ周波数帯の信号は、 となって左右チャンネル信号の復調がなされる。
すなわち、第１図の構成にょシ、正弦波サブキャリヤを
用いるためにサブキャリヤ信号の奇数次高調波が存在し
ないので、従来の欠点を除去し得る利点がある。しかし
ながら、（１０） 、 （１０式を求める条件式である において、ｖｌ及びｖ２の値が温度や初期ドリフトで変
化しセパレーションが悪化することがある。すとおくと
、 となり、セパレーションは２０ Ｚｏｙ（１＋Ａ）／（
１−ｋ）となり、ｋ＝１すなわち（１２）式が成立すれ
ば無限大で最良となるが、Ａ４１であれｉセパレーショ
ンは悪化することになるという欠点がある。尚、第２図
は第１図の回路の動作波形図であシ、（Ａ）ＩＩｉ正相
ＰＰＭ信号、（ハ）は正相サブキャリヤ信号、（Ｑはス
イッチ素子ＳＷ：のスイッチング波形である。
用いるためにサブキャリヤ信号の奇数次高調波が存在し
ないので、従来の欠点を除去し得る利点がある。しかし
ながら、（１０） 、 （１０式を求める条件式である において、ｖｌ及びｖ２の値が温度や初期ドリフトで変
化しセパレーションが悪化することがある。すとおくと
、 となり、セパレーションは２０ Ｚｏｙ（１＋Ａ）／（
１−ｋ）となり、ｋ＝１すなわち（１２）式が成立すれ
ば無限大で最良となるが、Ａ４１であれｉセパレーショ
ンは悪化することになるという欠点がある。尚、第２図
は第１図の回路の動作波形図であシ、（Ａ）ＩＩｉ正相
ＰＰＭ信号、（ハ）は正相サブキャリヤ信号、（Ｑはス
イッチ素子ＳＷ：のスイッチング波形である。
本発明の目的は歪やセパレーションの悪化をなくした特
性の良好なＮステレオ復調装置を提供することである。
性の良好なＮステレオ復調装置を提供することである。
本発明によるＮステレオ復調装置は、■ステレオコンポ
ジット信号の周波数スペクトラムを有するパルス列信号
と、ステレオパイロット信号に同期した正弦波サプキャ
トリャ信号との乗算を行ってステレオ信号の復調をなす
際に、両信号の振幅を決定する回路電源を同一電源とす
るようにしたことを特徴としている。・ 第３図は本発明の実施例のブロック図であシ、第１図と
同等部分は同一符号にょシ示されている。
ジット信号の周波数スペクトラムを有するパルス列信号
と、ステレオパイロット信号に同期した正弦波サプキャ
トリャ信号との乗算を行ってステレオ信号の復調をなす
際に、両信号の振幅を決定する回路電源を同一電源とす
るようにしたことを特徴としている。・ 第３図は本発明の実施例のブロック図であシ、第１図と
同等部分は同一符号にょシ示されている。
Ｎ信号からコンポジット信号周波数成分を有するＰＰＭ
信号を得るパルスカウント検波器１としては、リミッタ
１１と、このリミッタによる矩形波を微分する微分器１
２と、この微分波によりトリガされるＭＭＶ（モノステ
ーブルマルチパイプレータ）１３からなる周知の構成で
あり、一般にはこのＭＭＶＩ ３のＰＰＭ出力をＬＰＦ
等によフ積分すればへ検波が可能となるが、本発明では
積分する以前のＰＰＭ波をスイッチング制御信号として
用いる。そのために、このＰＰＭ信号を正相及び逆相ア
ンプ１４．１５を通してスイッチング回路５へ人力して
いる。このスイッチング回路５は第１図の回路と同一構
成である。
信号を得るパルスカウント検波器１としては、リミッタ
１１と、このリミッタによる矩形波を微分する微分器１
２と、この微分波によりトリガされるＭＭＶ（モノステ
ーブルマルチパイプレータ）１３からなる周知の構成で
あり、一般にはこのＭＭＶＩ ３のＰＰＭ出力をＬＰＦ
等によフ積分すればへ検波が可能となるが、本発明では
積分する以前のＰＰＭ波をスイッチング制御信号として
用いる。そのために、このＰＰＭ信号を正相及び逆相ア
ンプ１４．１５を通してスイッチング回路５へ人力して
いる。このスイッチング回路５は第１図の回路と同一構
成である。
このＰＰＭ信号中に含まれるパイロット信号成分を抽出
して３ｓＫＨρ正弦波サブキャリヤを得る回路２は、基
本的にＰＬＬ （フェイズ四ツクドルーグ回路）構成と
なりている。ＰＭＭ信号はＬＰＦｚｌを介して位相比較
器２２に９いてＦＦ （フリップフロップ）２３の出力
と比較され、その比較出力がＬＰＦ ２４ 。
して３ｓＫＨρ正弦波サブキャリヤを得る回路２は、基
本的にＰＬＬ （フェイズ四ツクドルーグ回路）構成と
なりている。ＰＭＭ信号はＬＰＦｚｌを介して位相比較
器２２に９いてＦＦ （フリップフロップ）２３の出力
と比較され、その比較出力がＬＰＦ ２４ 。
■アンプ２５を介してＶＣＯ（電圧制御発振器）２６の
制御人力となる。この■■は７６ ＩＧ（２のトリガパ
ルスを発振するもので、この出力がＦＦ ２７のトリガ
人力となり、このＦＦ２７の出力である３ｓ ＫＨ，の
矩形波をＬＰＦ ２Ｂを介すことにより正弦波信号に変
換している。この正弦波出力が正逆相アンプ２９，３０
を介してスイッチング回路５に人力される。ＬＰＦ２８
の出力はまた零レベルコンパレータ３１によりデユーテ
ィ号の矩形波とされてＦＦ ２３により＆に分局される
ことにより、１９ＮＧ（２の矩形波となるものである。
制御人力となる。この■■は７６ ＩＧ（２のトリガパ
ルスを発振するもので、この出力がＦＦ ２７のトリガ
人力となり、このＦＦ２７の出力である３ｓ ＫＨ，の
矩形波をＬＰＦ ２Ｂを介すことにより正弦波信号に変
換している。この正弦波出力が正逆相アンプ２９，３０
を介してスイッチング回路５に人力される。ＬＰＦ２８
の出力はまた零レベルコンパレータ３１によりデユーテ
ィ号の矩形波とされてＦＦ ２３により＆に分局される
ことにより、１９ＮＧ（２の矩形波となるものである。
こうすることによｐ 、１９ ＫＨ，のステレオパイロ
ット信号に同期したｓｓ ＫＨ２の正弦波サブキャリヤ
信号が得られる。 ゛ そして、本発明では、ＰＰＭ信号の正逆相信号を得る正
逆相アンプ１４．１５の正負電源上■ｏが、ＦＦ２７の
正負電源と同一となるよう構成されている。
ット信号に同期したｓｓ ＫＨ２の正弦波サブキャリヤ
信号が得られる。 ゛ そして、本発明では、ＰＰＭ信号の正逆相信号を得る正
逆相アンプ１４．１５の正負電源上■ｏが、ＦＦ２７の
正負電源と同一となるよう構成されている。
Ｍ４図は第３図の回路の各部波形を示しておシ、（５）
は正相ＰＰＭ信号ｃ（ｔ）であシ、（Ｂ）は逆相ＰＰＭ
信号□−Ｃ（ｔ）である。両ＰＰＭ信号±Ｃ（ｔｌは共
゛に０レベルを中心にして士■ｏのピークすなわち２ｖ
の振幅を有することになる。（ｑは１９ＫＨ２ステレオ
パイロツト信号、ηはＶＣＯ２６の出力、（ト）はＦＦ
２７の出力であり、ＦＦ ２７の出力もＯレベルを中
心に２Ｖ、の振幅を有することになる。（０はＬＰＦ
２８の出力である正相サブキャリヤｓｉｎω、ｔを示し
、（ｑは逆相サブキ上述のように、ＰＰＭ信号のパルス
振幅はｚＶ、であり、正弦波サブキャリヤの振幅は、Ｆ
Ｆ ２７の電圧源士■ｏとＬＰＰ ２８でのａｓ ＩＧ
（２信号の損失と更にはアンプ２９．３０の利得で決定
される。こ＼で、電源電圧上■ｏが変動すると、ＰＰＭ
信号の振幅と正弦波サブキャリヤ信号の振幅は、同時に
比例して変動するから、何隻セパレーションの悪化はな
くなることになる。
は正相ＰＰＭ信号ｃ（ｔ）であシ、（Ｂ）は逆相ＰＰＭ
信号□−Ｃ（ｔ）である。両ＰＰＭ信号±Ｃ（ｔｌは共
゛に０レベルを中心にして士■ｏのピークすなわち２ｖ
の振幅を有することになる。（ｑは１９ＫＨ２ステレオ
パイロツト信号、ηはＶＣＯ２６の出力、（ト）はＦＦ
２７の出力であり、ＦＦ ２７の出力もＯレベルを中
心に２Ｖ、の振幅を有することになる。（０はＬＰＦ
２８の出力である正相サブキャリヤｓｉｎω、ｔを示し
、（ｑは逆相サブキ上述のように、ＰＰＭ信号のパルス
振幅はｚＶ、であり、正弦波サブキャリヤの振幅は、Ｆ
Ｆ ２７の電圧源士■ｏとＬＰＰ ２８でのａｓ ＩＧ
（２信号の損失と更にはアンプ２９．３０の利得で決定
される。こ＼で、電源電圧上■ｏが変動すると、ＰＰＭ
信号の振幅と正弦波サブキャリヤ信号の振幅は、同時に
比例して変動するから、何隻セパレーションの悪化はな
くなることになる。
このように、本発明の構成によシミ原電圧変動に対しセ
パレージＷ／の悪化を抑えることができるので、Ｎステ
レオ復調出力の特性が著しく向上する。従来においては
、Ｎ検波段とａｓ ＫＨ２サブキャリヤ信号発生段与は
相互干渉をなくすために。
パレージＷ／の悪化を抑えることができるので、Ｎステ
レオ復調出力の特性が著しく向上する。従来においては
、Ｎ検波段とａｓ ＫＨ２サブキャリヤ信号発生段与は
相互干渉をなくすために。
ｙステレオ受信機内では物理的にかつ電気的に離間して
配設しておシ、そのために両回路段の電源は別個となら
ざるを得なかったが、本発明では両回路段において特に
両信号の振幅を決定する部分の回路電源を同一電源とし
てセパレージ！ｌ／悪化を防ぐようにしだものでおる。
配設しておシ、そのために両回路段の電源は別個となら
ざるを得なかったが、本発明では両回路段において特に
両信号の振幅を決定する部分の回路電源を同一電源とし
てセパレージ！ｌ／悪化を防ぐようにしだものでおる。
尚、上記の回路例はこれに限定されることなく種々の変
形が可能である。
形が可能である。
第１図は出願人による現在提案中の用ステレオ復調器の
回路図、第２図は第１図の回路の動作波形図、第３図は
本発明の実施例の回路図、第４図は第３図の回路の動作
波形図である。 主要部分の符号の説明 １・・・パルスカウント検波器 ２・・・・正弦波サブキャリヤ信号発生器５・・・スイ
ッチング回路 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元彦
回路図、第２図は第１図の回路の動作波形図、第３図は
本発明の実施例の回路図、第４図は第３図の回路の動作
波形図である。 主要部分の符号の説明 １・・・パルスカウント検波器 ２・・・・正弦波サブキャリヤ信号発生器５・・・スイ
ッチング回路 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元彦
Claims (1)
- Ｎステレオコンポジット信号の周波数スペクトラムを有
するパルス列信号を発生する手段と、ステレオパイロウ
ド信号に同期した正弦波サブキャリヤ信号を発生する手
段と、前記パルス列信号と前記正弦波サブキャリヤ信号
との乗算をなす手段とを含み、前記パルス列信号及び前
記正弦波サブキャリヤ信号の両振幅を決定する回路電源
を同一電源とするようにしたことを特徴とするＮステレ
オ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9991981A JPS581348A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9991981A JPS581348A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581348A true JPS581348A (ja) | 1983-01-06 |
Family
ID=14260177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9991981A Pending JPS581348A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581348A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08108933A (ja) * | 1994-10-07 | 1996-04-30 | Kanden Kogyo Kk | 粉体圧送管 |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9991981A patent/JPS581348A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08108933A (ja) * | 1994-10-07 | 1996-04-30 | Kanden Kogyo Kk | 粉体圧送管 |
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