JPS58134531A - Loop filter for pll - Google Patents
Loop filter for pllInfo
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- JPS58134531A JPS58134531A JP57015469A JP1546982A JPS58134531A JP S58134531 A JPS58134531 A JP S58134531A JP 57015469 A JP57015469 A JP 57015469A JP 1546982 A JP1546982 A JP 1546982A JP S58134531 A JPS58134531 A JP S58134531A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/093—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal using special filtering or amplification characteristics in the loop
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はPLL回路に用いられるループフィルタに係シ
2%にその構成上集積回路化に適したループフィルタに
関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a loop filter used in a PLL circuit, and relates to a loop filter that is suitable for integration into an integrated circuit due to its structure.
第1図はPLL回路の基本構成を示すプロ、り図である
。入力端子101に入力された信号()母ルス信号)と
、分周器102の出力信号とは周波数位相比較器103
に入力されて、両信号の位相又は周波数が比較される。FIG. 1 is a diagram showing the basic configuration of a PLL circuit. The signal input to the input terminal 101 (base pulse signal) and the output signal of the frequency divider 102 are connected to the frequency phase comparator 103.
and the phases or frequencies of both signals are compared.
周波数位相比較器103は両信号の差信号(PU又はI
’D)を出力する。この差信号はループフィルタ104
で積分され、電圧制御発振器105に加えられる。この
結果、ループフィルタ104の出力に応じた発振周波数
を持った出力信号が電圧制御発振器105の出力端子i
oqに得られる。この出力信号は分周器102を介して
周波数位相比較器103の入力にフィードバックされる
ようになっている。従がって分局器102の分周比をN
(Nは正の整数)、入力信号の周波数をf、とすれば、
出力信号の周波数はNfiとなる。The frequency phase comparator 103 detects the difference signal (PU or I
'D) is output. This difference signal is passed through the loop filter 104
is integrated by the voltage controlled oscillator 105. As a result, an output signal having an oscillation frequency corresponding to the output of the loop filter 104 is transmitted to the output terminal i of the voltage controlled oscillator 105.
Obtained in oq. This output signal is fed back to the input of a frequency phase comparator 103 via a frequency divider 102. Therefore, the frequency division ratio of the divider 102 is set to N
(N is a positive integer), and if the frequency of the input signal is f, then
The frequency of the output signal is Nfi.
この動作は周波数位相比較器103が差信号を出力しな
くなるまで繰返えされ、差信号が出力されなくなった時
には、入力信号と分周器102の出力信号とは周波数2
位相が同期する。This operation is repeated until the frequency phase comparator 103 no longer outputs the difference signal, and when the difference signal is no longer output, the input signal and the output signal of the frequency divider 102 have a frequency of 2.
Phases are synchronized.
周波数位相比較器103には、パルスのエツジ(立上り
又は立下シ)のみを比較するいわゆるディジタル形式の
位相比較器が、電圧制御発振器には、ノクルス波形を直
接出力する電圧制御形マルチバイブレータ(以下VCM
という)が通常用いられている。The frequency phase comparator 103 is a so-called digital phase comparator that compares only the edge (rising or falling edge) of the pulse, and the voltage controlled oscillator is a voltage controlled multivibrator (hereinafter referred to as "voltage controlled multivibrator") that directly outputs the Noculus waveform. VCM
) is usually used.
また、ループフィルタには、第2図に示すようなC−M
OS形の集積回路化されたループフィルタが使用される
。In addition, the loop filter has a C-M as shown in Fig. 2.
An OS-type integrated circuit loop filter is used.
次に、第2図に示したループフィルタについて(
説明する。入力端子2011.202にはそれぞれ第1
図に示した周波数位相比較器7,8からの差)″
転出力を示す。)
このループフィルタは完全積分2次ループフィルタと等
価な伝達関数を持っている。・9イアス回路203は安
定な電圧源で、その電圧値に応じた電流が、トランジス
タMl、M2.M3に流れる。Next, the loop filter shown in Fig. 2 will be explained.The input terminals 2011 and 202 have the first
The difference from the frequency phase comparators 7 and 8 shown in the figure)'' indicates the transferred output.) This loop filter has a transfer function equivalent to a fully integral quadratic loop filter. A current corresponding to the voltage value of the voltage source flows through the transistors M1, M2, and M3.
差信号PU 、PDは/IPルス信号で、この信号によ
シトランジスタM4.M8又はM7 、M9がオン。The difference signals PU and PD are /IP pulse signals, and this signal causes the transistors M4. M8 or M7, M9 is on.
オフするようになっている。差信号PU又はPDが+V
(v)の時、トランジスタM4.M8又はトランジス
タM7.M9がオンになる。トランジスタM 5 t
M 6はそれぞれトランジスタMl、M3に対してカレ
ントミラ回路を構成しておシ、そのミラー比に応じた電
流が、トランジスタM4.M7がオンした時にトランジ
スタM5.M6に流れる。It's supposed to turn off. Difference signal PU or PD is +V
(v), transistor M4. M8 or transistor M7. M9 turns on. Transistor M5t
M6 constitutes a current mirror circuit with respect to the transistors M1 and M3, respectively, and a current corresponding to the mirror ratio is transmitted to the transistors M4. When M7 is turned on, transistor M5. Flows to M6.
レベル変換回路204は負電源(−■)に接続されたト
ランジスタM9を差信号PDのレベルに応じてオン・オ
フするために、入力信号のレベル変換を行う回路1であ
る。The level conversion circuit 204 is a circuit 1 that converts the level of the input signal in order to turn on/off the transistor M9 connected to the negative power supply (-■) according to the level of the difference signal PD.
:′l
第3図は、同:□′期引込過程を説明するためのループ
フィルタ各部□′□:l−波形を示した波形図である。:'l FIG. 3 is a waveform diagram showing the □'□:l waveforms of each part of the loop filter for explaining the □' period pull-in process.
ここでは説明の簡単化のために、コンデンサ205の初
期の端子電圧は0(v)で、70M105は入力信号周
波数にくらべて低い周波数で自走発振しているものと仮
定した。また、VCM 105は、ループフィルタ出力
が高くなると、発振周波数が高くなるように追従するも
のとする。第3(a)図は入力信号、第3(b)図、第
3(C)図はそれぞれ周波数位相比較器103の出力で
ある差信号PU、PD、第3(d)図はコンデンサ20
5の端子電圧、第3(e)図はループフィルタ出力端子
206の出力電圧の波形を示したものである。Here, to simplify the explanation, it is assumed that the initial terminal voltage of the capacitor 205 is 0 (V) and that the 70M 105 is free-running oscillating at a frequency lower than the input signal frequency. Further, it is assumed that the VCM 105 tracks the oscillation frequency to become higher as the loop filter output becomes higher. 3(a) shows the input signal, FIGS. 3(b) and 3(C) show the difference signals PU and PD which are the outputs of the frequency phase comparator 103, and FIG. 3(d) shows the capacitor 20.
Figure 3(e) shows the waveform of the output voltage at the loop filter output terminal 206.
コンデンサ205の充放電によってコンデンサ205の
端子間に発生する電圧をvcとすると、V=I−t/C
・・・(1)
(1)式が成立する。ここで■はトランジスタM5又は
M6を流れる定電流値、tはトランジスタM4又はM7
がオンしている時間、Cはコンデンサ205の容量であ
る。この端子間に発生する電圧■の経時変化を示したも
のが第3(d)図に相当する。If the voltage generated between the terminals of the capacitor 205 due to charging and discharging of the capacitor 205 is vc, then V=I-t/C
...(1) Equation (1) holds true. Here, ■ is the constant current value flowing through the transistor M5 or M6, and t is the value of the constant current flowing through the transistor M4 or M7.
C is the capacitance of the capacitor 205 during the time that the capacitor 205 is on. FIG. 3(d) shows the change over time of the voltage (2) generated between the terminals.
g 3 (e) 図で、ループフィルタ出力端子206
の出力電圧の立上り電圧又は立下り電圧をV、として示
したが、このV、は、
(2)式のように表わされる。ここで、R1+R2は第
2図に示した抵抗の値、■はトランジスタM8及びM9
のソースに接続された電圧源の電圧である。g 3 (e) In the figure, the loop filter output terminal 206
The rising or falling voltage of the output voltage is shown as V, and this V is expressed as in equation (2). Here, R1+R2 is the resistance value shown in FIG. 2, and ■ is the transistor M8 and M9.
is the voltage of the voltage source connected to the source of .
−PLLが同期を引込んだ時には、理想的な系において
は、周波数位相比較器103の出力差信号PU 、PD
の発生はなくなる。- When the PLL pulls in synchronization, in an ideal system, the output difference signals PU, PD of the frequency phase comparator 103
will no longer occur.
しかし、実際に用いられる系においては、周波数位相比
較器の検出感度、ループフィルタの特性、VCMの感度
等が有限値であることから、PLLルーゾ内に誤差が発
生する。さらに、雑音による誤差も発生する。このよう
な誤差が発生すると、周波数位相比較器103の出力差
信号PU又はPDとこの時の誤差によって発生したPU
又はPD信号は通常細いパルスであるから、積分コンデ
ンサ205には!・Δt/C(Δtは)fルス巾を示す
時間)の電圧変化しか与えないが、ループフィルタ出力
端子206には、トランジスタM8又はM9がオる。こ
の/4’ルス成分は、後続のVCM 105に直接入力
されるので、結局VCM 105の出力にこのパルス成
分が重畳されることになる。第4(a)図〜第4(f)
図は、誤差・クルスによるループフィルタおよびVCM
に現われる各種波形を示した波形図である。However, in a system that is actually used, the detection sensitivity of the frequency phase comparator, the characteristics of the loop filter, the sensitivity of the VCM, etc. have finite values, so errors occur in the PLL Luso. Furthermore, errors due to noise also occur. When such an error occurs, the output difference signal PU or PD of the frequency phase comparator 103 and the PU generated by the error at this time
Or, since the PD signal is usually a thin pulse, the integrating capacitor 205! Although only a voltage change of Δt/C (Δt is the time indicating f pulse width) is applied, the transistor M8 or M9 is turned on at the loop filter output terminal 206. Since this /4' pulse component is directly input to the subsequent VCM 105, this pulse component is eventually superimposed on the output of the VCM 105. Figures 4(a) to 4(f)
The figure shows the loop filter and VCM due to error and Cruz.
FIG.
第4(1)図は入力信号、第4(b)図、第4(C)図
はそれぞれ周波数位相比較器103の出力である差信号
PU、PD、第4(d)図はループフィルタ出力電圧信
号、第4(e)図はVCM J 05の充放電波形、第
4(f)図はVCM出力信号を示したものである。第4
(e)図、第4(f)図に点線で示した波形は、PU
、 PD傷信号誤差パ/l/ 、7!、がない場竺の波
形である・第4(e)図、第4(f)図から明らかなよ
うに、誤差パルスによってVCM出力信竺にジッタが発
生することがわかる。 1
本発明の目的は、 PLL出力にループ内の誤差や雑
音に基づくジッタ7をともなわないように改善されたP
LL用ループフィルタを提供するにある。FIG. 4(1) shows the input signal, FIG. 4(b) and FIG. 4(C) show the difference signals PU and PD which are the outputs of the frequency phase comparator 103, respectively, and FIG. 4(d) shows the loop filter output. The voltage signal, FIG. 4(e) shows the charge/discharge waveform of VCM J 05, and FIG. 4(f) shows the VCM output signal. Fourth
The waveforms indicated by dotted lines in Figures (e) and 4(f) are PU
, PD scratch signal error pa/l/ , 7! As is clear from FIGS. 4(e) and 4(f), jitter occurs in the VCM output signal due to the error pulse. 1 The object of the present invention is to provide an improved PLL output so that the PLL output does not have jitter7 due to errors and noise in the loop.
To provide a loop filter for LL.
本発明においては、上記目的を達成するために。In the present invention, in order to achieve the above object.
積分用コンデンサと、前記コンデンサの1端に接続され
て前記コンデンサに電荷をチャージするためのチャージ
用電流源と、前記コンデンサが電荷をディスチャージす
るためのディスチャージ用電流源と、前記コンデンサの
他端に接続されて前記コンデンサの端子電位を一定値だ
け上昇させる上昇用電圧源と、一定値だけ下降させる下
降用電圧源とを具備し、前記チャージ用およびディスチ
ャージ用電流源と上昇用および下降用電圧源とを周波数
位相比較器の出力信号によって切換えて出力を得るPL
L用ループフィルタにおいて。an integrating capacitor, a charging current source connected to one end of the capacitor for charging the capacitor, a discharging current source for discharging the charge from the capacitor, and a charging current source connected to the other end of the capacitor. A rising voltage source that is connected to raise the terminal potential of the capacitor by a certain value, and a falling voltage source that lowers the terminal potential of the capacitor by a certain value, the current source for charging and discharging, and the voltage source for rising and falling. PL that obtains the output by switching between and by the output signal of the frequency phase comparator.
In the L loop filter.
−前記周波数位相比較器と前記上昇用電圧源との間又は
/および、前記周波数位相比較器と前記下降用電圧源と
の間、に、一定巾以下のノ母ルス信号を通過不能とする
・1ルス除去回路を設けた事を特徴とする。以下本発明
を実施例に基づいて詳細に説明する。 :
第5図は本発明の実施例を示す回路図である。- A pulse signal of a certain width or less cannot pass between the frequency phase comparator and the voltage source for increasing and/or between the frequency phase comparator and the voltage source for decreasing. It is characterized by being equipped with a 1 pulse removal circuit. The present invention will be described in detail below based on examples. : FIG. 5 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
なお、第2図に示した同一部分は同一符号を付し。Note that the same parts shown in FIG. 2 are designated by the same reference numerals.
その説明は省略する。The explanation will be omitted.
第2図の従来回路にieルス消去回路507,508を
挿入したものが第5図となる。次に第5図に示す実施例
について、その動作を説明する。FIG. 5 shows the conventional circuit shown in FIG. 2 with ie pulse erasing circuits 507 and 508 inserted therein. Next, the operation of the embodiment shown in FIG. 5 will be explained.
PLLの同期引込み時においては、パルス消去回路50
7.5013はループフィルタの特性にはほとんど影響
を与えず、従来回路において説明した如く動作する。こ
れは、・クルス消去回路507゜508が、巾の細い・
ぞルス信号のみ消去するような機能を有しているためで
、同期引込み時に発生する巾の広いPU 、PD傷信号
対しては何ら影響を与えない。このような機能を有する
パルス消去回路の構成については後に詳述する。PLL
の同期引込みが完了した時点(定常状態)で、PLL内
の誤差あるいは雑音によ多発生する細い・やルスである
PU又はPD傷信号対しては、ノ母ルス消去回路507
.508の機能により、トランジスタM8又はM9のス
イッチングを引おこすieルスが消去されるため、ルー
プフィルタ出力端子206にあられれる電圧変化Δ■。When the PLL is synchronously pulled in, the pulse erasing circuit 50
7.5013 has almost no effect on the characteristics of the loop filter, and operates as described in the conventional circuit. This is because the Cruz elimination circuits 507 and 508 have narrow widths.
This is because it has the function of erasing only the damage signal, and has no effect on the wide PU and PD damage signals that occur during synchronization pull-in. The configuration of the pulse erasing circuit having such a function will be described in detail later. PLL
When the synchronization pull-in is completed (steady state), the pulse elimination circuit 507 is used to deal with the PU or PD flaw signal, which is a thin or slight pulse that often occurs due to errors or noise in the PLL.
.. 508 eliminates the voltage change Δ■ appearing at the loop filter output terminal 206 because the IE pulse that causes the switching of transistor M8 or M9 is eliminated.
は。teeth.
(3)式で表わされるもののみとなる。Only those expressed by equation (3) are available.
このように、・ヤルス消去回路の機能によ、) PLL
の定常状態で発生するPLL内の誤差あるいは雑音によ
多発生するPU又はPD傷信号ループフィルタ出力に直
接現われることがないので、後続のVCM J 6 s
の出力も安定な信号となる。第6図は・ぐルス消去回路
507,508の1例を示す回路図である。In this way, due to the function of the Jars elimination circuit,) PLL
PU or PD flaws, which often occur due to errors or noise in the PLL that occur in the steady state, do not appear directly on the loop filter output, so the subsequent VCM J6s
The output of is also a stable signal. FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of the virus erasing circuits 507 and 508.
トランジスタMIOとMllによ多構成された0MO8
形のインバータと、トランジスタM12とM2Sによ多
構成された同じ(0MO8形のインバータとを縦続接続
し、その接続点に積分用コンデンサC6を挿入した形と
なっている。入力端子601へ1の人、力・4′クスが
負の場合には、トランジスタMIOのコンダクタンスを
トランジスタMllのコ/ダクタン・スに比べて小さく
なるように選べば、コンデンサC4の容量値が小さくて
も、ノクルス消去が行なえる。第7(a)図は入力端子
601に入力される2パルス波形図、第7(b)図はコ
ンデンサC4の端子間電圧の変化を示した波形図である
。0MO8 composed of transistors MIO and Mll
An inverter of the same type (0MO8 type) configured with transistors M12 and M2S is connected in cascade, and an integrating capacitor C6 is inserted at the connection point. If the conductance of the transistor MIO is selected to be smaller than the co/conductance of the transistor Mll, Noculus cancellation can be achieved even if the capacitance value of the capacitor C4 is small. 7(a) is a two-pulse waveform diagram input to the input terminal 601, and FIG. 7(b) is a waveform diagram showing changes in the voltage between the terminals of the capacitor C4.
第7(b)図に示すようにトランジスタM12゜M13
によるインバータの閾値vTを、cdの端子間電圧の最
大値以上になるように設定しておけば、誤差や雑音に、
よる細い巾の/Jパルス対してトランジスタM12.M
13によるインバータが動作することはないが、巾の広
い通常のPD又はPU倍信号対しては動作するので有効
に不用な・ぐルスをリジェクトすることが出来る。As shown in FIG. 7(b), transistors M12°M13
If the threshold value vT of the inverter is set to be greater than or equal to the maximum value of the voltage between the CD terminals, errors and noise can be reduced.
Transistor M12. M
Although the inverter based on 13 does not operate, it operates for normal PD or PU multiplied signals having a wide width, so that unnecessary signals can be effectively rejected.
また、入力端子601への入力ノクルスが正の・ぐルス
の場合には、トランジスタMllのコンダクタンスをト
ランジスタMIOのコンダクタンスに比べて小さく選ん
でおけば、前述したのと同様の効果がある。以上説明し
たように、本実施例においては、PLLの定常状態にお
いてPLLの誤差あるいは雑音によシ発生する細い巾を
もつPU又はPD倍信号対してのみ動作f・□暮パルス
消去回路をループフィルタ内に入れて、この信号を除去
するようにしたので、PLL出力に対するジッタなどの
悪影響を除去することが出来る。Further, when the Noculus input to the input terminal 601 is a positive Noculus, the same effect as described above can be obtained by selecting the conductance of the transistor Mll to be smaller than the conductance of the transistor MIO. As explained above, in this embodiment, the f. Since this signal is removed, it is possible to remove adverse effects such as jitter on the PLL output.
前述の実施例においては、・クルス消去回路をPU倍信
号トランジスタM8に印加される経路と、PD倍信号ト
ランジスタM9に印加される経路の両方に挿入した場合
について説明したが、いずれかの信号に誤差や、雑音に
よる細い巾の・母ルスがほとんど存在しない場合には、
その経路の・母ルス消去回路を除去しても良い。またパ
ルス除去回路の構成は第6図に示した回路に限定される
ことなく適宜同一機能を有する回路によって実現出来る
ことはいうまでもない。In the above-mentioned embodiment, the case where the Cruz cancellation circuit was inserted into both the path applied to the PU double signal transistor M8 and the path applied to the PD double signal transistor M9 was explained. If there are almost no errors or narrow traces due to noise,
The mother pulse cancellation circuit for that route may be removed. It goes without saying that the configuration of the pulse removal circuit is not limited to the circuit shown in FIG. 6, but can be realized by any circuit having the same function as appropriate.
本発明によればPLLの定常状態において不用なパルス
を除去するパルス消去回路を備ているため、安定なPL
L出力を得ることが出来る。また、パルス消去回路をc
mos回路で構成すれば、ループフィルタ全体を集積化
することが出来るので便利であ□゛□・X
6° 1.。According to the present invention, since the present invention is equipped with a pulse canceling circuit that removes unnecessary pulses in the steady state of the PLL, stable PL
L output can be obtained. In addition, the pulse cancellation circuit is
If it is configured with a MOS circuit, it is convenient because the entire loop filter can be integrated. .
第1図はPLL回路の基本構成を示すブロック図。
第2図は従来のC−MO8形ループフィルタの回路図、
第3(a)図〜第3(e)図は同期引込過程を説明する
ためのループフィルタ各部の波形を示した波形図、第4
(a)図〜第4(f)図は誤差・母ルスによるループフ
ィルタおよびVCMに現われる各種波形を示した波形図
、第5図は本発明の1実施例を示す回路図、第6図は本
発明において用いられる・ぐルス消去回路の1例を示す
回路図、第7(a)図、第7(b)図はノ9ルス消去回
路内の波形図を示したものである。
205・・・積分用コンデンサ、507.508・・・
パルス消去回路。
特許出願人 沖電気工業株式会社
日本電信電話公社
手続補正書(自発)
57・4ノア
昭和 年 日
特許庁長官 殿
1、事件の表示
昭和57年 特許願第015469号
2、発明の名称
PLL用ルーゾフィルタ
3、補正をする者
事件との関係 特許 出 願 人任 所(
〒105) 東京都港区虎ノ門1丁目7番12号4代
理入 (外1名)住 所(〒105)
東京都港区虎ノ門1丁目7査12号とりるのkl[
−回路」と補正する。FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of a PLL circuit. Figure 2 is a circuit diagram of a conventional C-MO8 type loop filter.
3(a) to 3(e) are waveform diagrams showing the waveforms of each part of the loop filter to explain the synchronization pull-in process.
Figures (a) to 4(f) are waveform diagrams showing various waveforms appearing in the loop filter and VCM due to errors and base pulses, Figure 5 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, and Figure 6 is FIGS. 7(a) and 7(b), which are circuit diagrams showing one example of the pulse erasing circuit used in the present invention, show waveform diagrams in the pulse erasing circuit. 205... Integrating capacitor, 507.508...
Pulse cancellation circuit. Patent Applicant Oki Electric Industry Co., Ltd. Nippon Telegraph and Telephone Public Corporation Procedural Amendment (Voluntary) 57.4 Noah Showa Year 1998 Director General of the Japanese Patent Office 1. Indication of the Case 1988 Patent Application No. 015469 2. Title of Invention Luso Filter for PLL 3. Relationship with the case of the person making the amendment Patent application office (
Address (105) 1-7-12-4 Toranomon, Minato-ku, Tokyo (1 other person) Address (105)
Torinokl, 1-7-12, Toranomon, Minato-ku, Tokyo [
- circuit”.
Claims (1)
て前記コンデンサに電荷をチャージするためのチャージ
用電流源と、前記コンデンサから電荷をディスチャージ
するだめのディスチャージ用電流源と、前記コンデンサ
の他端に接続されて前記コンデンサの端子電位を一定値
だけ上昇させる上昇用電圧源と、一定値だけ下降させる
下降用電圧源とを具備し、前記チャージ用およびディス
チャージ用電流源と上昇用および下降用電圧源とを周波
数位相比較器の出力信号によって切換えて出力を得るP
LL用ループフィルタにおいて。 前記周波数位相比較器と前記上昇用電圧源との間又は/
および前記周波数位相比較器と前記下降用電圧源との間
に、一定巾以下のノJ?ルス信号を通過不能とする/4
’ルス除去回路を設けたことを特徴とするPLL用ルー
プフィルタ。[Scope of Claims] An integrating capacitor, a charging current source connected to one end of the # marked capacitor for charging the capacitor, and a discharging current source for discharging the charge from the capacitor. , a rising voltage source that is connected to the other end of the capacitor and raises the terminal potential of the capacitor by a certain value, and a falling voltage source that lowers the terminal potential of the capacitor by a certain value, and includes a current source for charging and discharging. The output is obtained by switching the rising and falling voltage sources by the output signal of the frequency phase comparator.
In a loop filter for LL. between the frequency phase comparator and the rising voltage source or/
And between the frequency phase comparator and the falling voltage source, there is a gap of less than a certain width. Make it impossible to pass through the Luz signal/4
' A PLL loop filter characterized by being provided with a pulse removal circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57015469A JPS58134531A (en) | 1982-02-04 | 1982-02-04 | Loop filter for pll |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57015469A JPS58134531A (en) | 1982-02-04 | 1982-02-04 | Loop filter for pll |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58134531A true JPS58134531A (en) | 1983-08-10 |
JPH0363249B2 JPH0363249B2 (en) | 1991-09-30 |
Family
ID=11889652
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57015469A Granted JPS58134531A (en) | 1982-02-04 | 1982-02-04 | Loop filter for pll |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58134531A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61500402A (en) * | 1983-11-04 | 1986-03-06 | インモス リミテツド | integrated circuit timing device |
JPS6257317A (en) * | 1985-09-06 | 1987-03-13 | Hitachi Ltd | Clock circuit |
JPS6310911A (en) * | 1986-07-02 | 1988-01-18 | Fujitsu Ten Ltd | Control circuit for electronic tuner |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS52137958A (en) * | 1976-05-13 | 1977-11-17 | Japan Radio Co Ltd | Digital pll improving proximity spurious |
-
1982
- 1982-02-04 JP JP57015469A patent/JPS58134531A/en active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS52137958A (en) * | 1976-05-13 | 1977-11-17 | Japan Radio Co Ltd | Digital pll improving proximity spurious |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61500402A (en) * | 1983-11-04 | 1986-03-06 | インモス リミテツド | integrated circuit timing device |
JPS6257317A (en) * | 1985-09-06 | 1987-03-13 | Hitachi Ltd | Clock circuit |
JPS6310911A (en) * | 1986-07-02 | 1988-01-18 | Fujitsu Ten Ltd | Control circuit for electronic tuner |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0363249B2 (en) | 1991-09-30 |
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