JPS58117471A - 系応答を決定する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、信号処理の方法と装置に関するものであって
、より具体的には周波数の領域において伝 （よμ機能として知られ、時間の領域においてはインパ
ルス応答として知られている系応答の決定に：関するも
のである。

本発明は、特に系を通過する試験信号の伝播時間が変動
を受は易く、然もノイズが存在する場所に於ける系応答
の決定を企図するものである。

本発明は、例えば、水中聴音装置（ｈｙｄｒｏｐｈｏｎ
ｅ）の測定距離の較正に用いられるが、他に本発明を応
用することも出来る。

便宜上、本発明は、水中聴音装置の測定距離の較正とい
う問題を例示して説明する。

従来、経済効率の点から水中聴音装置の測定距離較正を
正確に決めるということは不可能ではないにしろ、可成
り困難であった。実際、従来の試験方法では水中音波の
有効範囲をその性質上、大きくしなければならない高番
こ費用がかかり、更にその範囲にまで航海するのに水中
聴音装置を運搬する船を必要としている。

水中聴音装置の試験には位相と振幅の応答を測定する必
要がある。従って、公知の試験信号を水を媒体として試
験されるべき水中聴音装置に伝送し、そして発生した信
号を水中聴音装置が処理し、トランスデユーサのインパ
ルス応答を決める必要がある。このようなトランスデユ
ーサの試験においては経験上、次の様な大きな問題点が
ある。

（ａ）　　水面及び水中の他の物体にて伝送信号が反射
して生じる第２の信号が、真の応答信号と混同するとい
う結果が生じる。

（ｂ）　　暗騒音があるレベルのとき、所望する信号と
水中聴音装置の出力のノイズ信号とを分離することが不
可能である。

（Ｃ１試験信号を発生するトランスデユーサと試験され
るトランスデユーサとの有効道程長さが変動している場
合があり、この様なときは位相の測定が実質的にひつく
り返ることになるかもしれない。

現在の水中聴音装置を試験する技術は、信号の道程の有
効長さの変動が殆んどないか若しくは全く無く、そして
ノイズ条件が妥当な場合においては適している。こうい
った技術は、周囲が標準の音環境の範囲においては、可
成りの程度の成功を収めて用いられている。しかし乍ら
こういった方法は、信号の道程長さが変化を受は易い所
では全く不適当である。実際、伝送するトランスデユー
サと試験トランスデユーサとの間の距離が固定されてい
る所でさえも、水媒体中での伝播速度の変動が伝播時間
の変動を生じさせ、それ故試験結果が不明確になるので
ある。

伝播する道程は、一般的には関連する信号の波長よりも
長さを十分に大きくしているため、有効道程長さの変動
は一般的には振幅応答の測定に影響を与えない。しかし
乍ら、有効道程長さの変動から生じる伝播時間の僅かな
変化も通常は位相の測定を無意味なものとしてしまうだ
ろう。

システムレスポンスを調査するものとして知られて、い
る装置には、トーンバースト（単一の周波数からなる信
号であって持続時間が限定されている）或は広い帯域の
信号から成る伝送装置がある。

トーンバーストを用いた技術によって、目標とする周波
数において比較的高い信号エネルギーを得ることが出来
るため、ノイズ比に対して良い信号を一般的には得るこ
とが出来るという点において、良好な結果をもたらして
いる。

この方法は異なるトーンを多く有していることから、こ
の方法を用いて全ての周波数の領域に亘って系応答を測
定するには時間が掛かるという大きな不都合があるが、
それはさておいても、本方法の不都合な点は、目標とす
る周波数の帯域において別個の周波数を同時に測定する
ことは出来ず、その結果、重要な位相の測定はむつかし
いという点にある。

これに代わる方法として帯域の広い単一のソースを用い
るものがあり、そのソースから信号を与え、信号エネル
ギは広い周波数の帯域に分配される。

通常、公知のトランスデユーサを用いる場合、用いられ
る信号が広く、比較的低く、且つエネルギーが平均的に
分配されるため、本方法による測定においてはノイズ比
に対する信号が大変弱いと言う不都合がある。より高い
エネルギーの信号を与えるためにはスパークを放電させ
るか或は爆発させるといったインパルスソースを用いて
も可い。

しかし乍ら、多くの場合、その様なソースを用いるのは
余りにも危険であり、又不適当であると考えられている
。そして又、その様なインパルスのソースからの出力レ
ベルは予期出来ないため、試験用の水中聴音装置の作っ
た信号を解析し、水中聴音装置の応答を決めるには、較
正された水中聴音装置を用いて試験信号のレベルと性質
を決定しなければならない。較正された水中聴音装置は
試験中、氷中聴音装置の近くに置き、注意深く一直線上
に揃え、非直線効果によって周波数範囲を不正確にする
かも知れない誤差番避ける様にしなければならない。

知である。相互相関関係の技術を用いることについての
重要な利点は、結果的に生じるインパルス応答信号のノ
イズ比に対する信号が、相互相関関係前の信号のノイズ
比に対する夫々の信号よりも遥かに良い点にある。２つ
の信号を相互相関関係させる装置が公知のものとして存
在する。

その様な装置について、実際上は大きさの制限から相互
相関関係比較は、通常相互相関比較されるべき各々の信
号についていわば１，０００個の不連続なサンプリング
ポイントに限定される。この様にして相互に相関比較さ
れるべき各々の信号の特定部分をサンプリングするため
に「ウィンドウ」が配置される。相互相関関係させる処
理は、各測定点でその時の信号値をサンプリングし、各
測定点で第１及び第２信号の信号値を重畳し、そして最
終的には全ての測定点に於いてその様にして得られた全
ての値を加えて相互相関関係機能の第１のポイントを作
り出すことによって行なう。信号は次に時間を互いに関
連のある１つのサンプリングポイントと置き換えられ、
このプロセスを繰返すことによって相互に相関する関係
及び機能等のある第２のポイントを作り出している。ホ
ワイトノイズが系に加えられ、接糸の出力がホワイトノ
イズの入力と相互に相関関係比較されることにより、接
糸が線形的なものと仮定すると、その相互相関関係画数
はインパルス応答であることを数学的に示すことが出来
る・。

しかし乍ら、現在に至るまで、水中聴音装置の試験系及
び信号が装置を通過するときに信号の伝播時間に変動を
受は易い同様な系に関してこの技術を有効に用いること
は実際上は不可能であった。

本発明の１つの目的は、ノイズが存在し、且つ系応答を
調べるのに用いられる信号の伝播時間が変動を受は易い
場合に於て、装置の系応答を決める方法を提供するもの
であって、該方法は（ａ）　　広帯域の再生可能な試験
信号を発生させ、該信号を系に加えて伝播し、 （ｂ）　　接糸を通過後、その信号を検出し、（Ｃ）　
　該試験信号の複製を作り、 （ｄ）　　系を通過した試験信号の伝播時間の変動を補
正するために検出された信号或はその複製信号の何れか
に対し補正を加え、 ＋ｅｌ　　系応答を得るために補正された信号と、補正
されていない検出信号或は複製信号の１つと相互に相関
比較する工程から構成される。

本明細書に於いて、広い帯域に亘る試験信号は擬似無作
為のホワイトノイズ信号として説明されている。係る信
号は例えば、「ザ　シンセシスオプ　リニア　シーケン
シャル　コーディングネットワーク　シンセシス」（イ
ンフォメーション　セオリーの第３回ロンドンシンポジ
ューム）に於て、Ｄ、Ａ、ハフマン氏の記載した、前も
ってプログラムされたフィードバックシフトレジスター
を用いた装置によって発生させることも出来る。

伝播時間の変動に対する信号の１つを補正することにつ
いては、本発明を様々な方法で実施することは可能であ
るけれども、望ましくは第２の試験信号を系に加えてこ
の試験信号に対する系の影響を利用して必要な補正を決
めるようにするのがよい。

望ましくはこの第２の信号は単一のトーン信号の形であ
って、伝播時間の変動がドツプラー効果として示される
様な容易に検出出来る信号に変え、所望する補正量を決
める。

本発明の１実施例に於ては、第２信号の遅れを用いて、
テスト信号の複製工程に手を加え、複製された前記信号
が時間の遅れ又は進みが無ければ元の形成された信号の
特性と殆んど同一とすることが出来る。これは元の形成
された擬似無作為ノイズ信号の伝播時間の変動を補正す
るのに適当である。

試験信号が一定長さのシーケンスを具えた擬似無作為な
ノイズである場合、そのシーケンスの出発点を決め、伝
播信号と複製の信号との間の同時性（ｓｙｎｃｈｒｏｎ
ｉｓａｔｉｏｎ）を確保するためには、当該方法に同期
化パルスを系に加えることも出来る。

このパルスは、複製手段を開始させ複製された信号と伝
播した信号とを同期化させる様に作られている。もし擬
似無作為ノイズ用に充分な長さのシーケンスが利用可能
であり、そして相互相関関係の比較の工程に於いて、充
分な長さの信号をサンプリングせしめることが都合な場
合、この様な同期化パルスを用いるのは重要ではなくな
るだろうけれども、そうでない限りこのパルスを加える
ことは望ましい。

便宜上、本発明は望ましい実施例において、複製の試験
信号に対し補正を加える例について例示し、更に説明を
加える。

適当に補正の加えられた複製の試験信号は、伝播し受信
された未処理の試験信号（その信号も又第２の単一のト
ーン信号が経験したのと同じ様に伝播時間に変動を生じ
ている）と相互に相関比較されて、正確な系応答を与え
る。

本発明のもう１つの目的は、系に加えられる広い帯域の
試験信号の伝播時間が変動を受は易い場所において、系
応答の試験に用いられる装置を提供することにあり、該
装置は伝播された広い帯域の試験信号を受ける手段、得
られた広い帯域の試験信号を複製する手段、装置を通過
する試験信号の伝播時間の変動に必要な補正を決める手
段、試験信号の伝播時間の変動を補正するために広い帯
域の試験信号或は複製の信号の何れかに補正を加える手
段、相互に相関関係させるために複製の信号と試験信号
のうち何れが１つに補正を加えるための信号を与える出
方手段とから構成されている。

本装置の利点ｌこは、前記出力信号を相互相関させ、こ
れによってフーリエ変換技術による解析を行なうことが
出来る相互相関関係の画数を与える手段を含んでいる。

本発明は水中聴音装置に応用されて受信用トランスデユ
ーサとして用いることも出来、これに合わせてトランス
デユーサの性能が決められてじまう０ 当該装置は前記の広い帯域の試験信号を発生させる手段
も又含むものであって、望ましくは該信号をフィードバ
フツク　シフト　レジスターによって作られた擬似無作
為のホワイトノイズの形としておくのが望ましく、同種
のフィードバック　シフト　レジスターが試験中の系の
伝送側及び受信側の両方に関連させて夫々配備されてい
る。

望ましい実施例において、補正手段は、系の受信部と関
連させるためにフィードバック　シフトレジスターのク
ロック駆動を修正する手段を含んでおり、前記広い帯域
の試験信号と同時に第２の試験信号を伝送するための手
段と第２の試験信号において伝播時間の変化を検出する
ための手段とを含んだ装置によって前記の修正を行なう
のが望ましい。

これは、単一のトーン信号である第２の信号によって最
も良（実施され、伝播時間には検出が容易なドツプラー
効果が作用し、前記クロック駆動に修正を加えるために
必要な補正を得ることが出来る。

望ましくは、本装置はフィードバック　シフトレジスタ
ー用の同期化パルスを発生させる手段と、回路の受部に
おいてフィードバック　シフト　レジスターと複製フィ
ードバック　シフト　レジスターを同期化させるための
手段とを含むものが良いＯ この様に本発明の望ましい実施例にあっては、システム
の伝送部分は広い帯域の試験信号、単一の周波数トーン
である第２の信号、そして周期的な同期化パルスとを伝
送するものである。

しかし乍ら、系の受信部及び伝送部においてフィードバ
ック　シフト　レジスターが最初に同期化された後は、
その同期化パルスは最早必要でなくなり、消えるという
ことは注目されるべきである。

系応答を試験する装置は信号を相互に相関関係−させる
ことの出来る副業的に入手可能な信号プロセッサーを含
むのが望ましい。その様な装置によって相互相関関係の
比較の画数を蓄積させておくことが出来る。この装置に
よって又相関処理後に使用する前もってプログラムされ
た或はそうでなくても選択された検出ウィイドゥの選択
も又可能となる。この様にしてそのデータからインパル
ス応答を計算することが出来、その後周波数の応答を決
めるためのフーリエ変換を行なう前に、インパルス応答
に最適な検出ウィンドウは何であるがを選択することが
可能である。適当な検出ウィンドウを選択することによ
って、反射された信号の中から最適な形で反射を除去す
ることが出来る。

本発明の実施例には次の利点が含まれている。

■、　本発明を用いることによって、系を通過する試験
信号の伝播時間が変化し然もノイズ比に対してほんの僅
かな信号しがなくても正確に系のインパルス応答を試験
することが可能である。

２、　本発明は試験信号源と系の出方信号を処理する手
段との間ζこ直接電気的な接続がなくとも使用可能であ
る。

３、本発明は広い範囲の応用が可能であって、例えば室
内の音響、オーディオ装置等を（無響室を用いることな
く）調べるのに用いることも出来る。

４、　水中聴音装置に関しては、本発明は、ボート、船
等に装備された水中聴音装置を試験するのに特に有効で
あって、それはその水中聴音装置が装備される船舶との
間に相対的な動きがあっても、水中聴音装置の試験領域
において可成り多くのノイズがあっても可能である。特
に専用化された音響範囲も必要としない。

５、本発明は、インパルス応答を必要のある全ての制御
装置に応用出来る。

６、　本装置の重要な利点は、公知の相互相関関係信号
処理技術を、従来そうすることが可能ではなかった状況
において用いることが出来るという点である。公知の相
互に相関関係の比較を行なう機械を用いることも出来、
適当な検出ウィンドウを用いて信号のフーリエ変換を行
なう前にインパルス応答させることも出来る。これはフ
ーリエ変換を行なう前に時間の領域で信号からの反射を
取り除くのに特に有効である。

次に望ましい実施例に基づいて本発明を説明する。実施
例は水中聴音器の応答を拭検する装置であって添付の図
面に示されている。

（以下余白） 分離された３種類の信号を発生することの出来る装置を
第１図に略図的に示している。これ等信号はＸ線上の擬
似無作為ノイズ信号ＰＲＮ、Ｙ線上の１５．６　ＫＨｚ
の一定トーン及び２線上の７．８に１（ｚの周期的同期
信号である。これ等信号は次の方式によって形成される
。

回路全体は第１図の左側に示される２ＭＨ２のクロック
回路Ｃによってクロックタイミングが取られている。

このクロックの出力は分局器ＤＩ、Ｄ２、Ｄ３の列に加
えられ、これによって信号は夫々１６．８及び２で分周
される。

１６分周器Ｄ１の出力信号は１２５ＫＨ２の信号である
。この信号はフィードバック　シフト　レジスター（Ｆ
ＳＲ）のクロックとして使用せられ、該フィードバック
　シフト　レジスターはクロック信号の制御を受けて自
由な動作が可能である。このフィードバック　シフト　
レジスターは一定速さのクロック信号を受けて擬似無作
為ノイズを発生する様に予めプログラムされており、図
面に示す通りこのノイズはトランスミツターからの出力
となる。フィード　バック　シフト　レジスターがシー
ケンスを新たに開始した時、それを確認するためシーケ
ンス開始検出器ＳＳＤが設けられる。シーケンスを開始
するたびに１０ミリ秒のゲートパルスが単安定バイブレ
ータＭｌによって形成され、このパルスがＡＮＤゲー）
ＡＩを動作させる。ＡＮＤゲートに対するもう一方の入
力は２分周器Ｄ３からの出力である。従つてフィードバ
ック　シフト　レジスターのシ゛−ケンスが開始される
たびに７．８ＫＨｚのトーンパー７、　（ｔｏｎｅ　ｂ
ｕｒｓｔ）信号が発生し、これは７．８　ＫＨ２のバン
ドパスフィルター（ＢＰＦ）を通り、図示される通りミ
キサーＭを経て伝送される。８分周器Ｄ２の出力は分離
して１５．６　ＫＨｚのバンドパスフィルターを通り、
７．８ＩＯ（Ｚバンドパスフィルターの出力と重畳され
伝送される。従ってトランスミツターは擬似無作為ノイ
ズ信号、一定状態で続＜１５．６１Ｇ（Ｚの単一トーン
信号、及び周期的に発生する７、８ＫＨ２の３種類の信
号を含んでいる。

次に第２図において受信機回路がブロック図の形式で表
わされており、これは第１図に記したトランスミツター
からの出力信号を受信し、これ等信号から擬似無作為ノ
イズ信号を再生するものである。

該再生擬似無作為ノイズ信号はトランスミツターによっ
て形成された擬似無作為ノイズ信号と実質的に同一であ
り、擬似無作為ノイズ信号がトランスミツターと受信機
の間を移動するのに要した時間変動分だけ補正されてい
る。

入力点Ｉにおいて信号は２系路に分離される。

一方の糸路はＩ　５．６　ＫＨｚ　）−ンの信号を処理
する回路を含んだ糸路であり、他方の糸路は７．８）Ｇ
（Ｚの同期パルスを処理する回路を含んだ糸路である第
３の糸路が２ＭＨ２のクロック回路ｃ２から始まってい
る。

トランスミツターと同じ＜　２　ＭＨ２信号は分周器Ｄ
４、Ｄ５、Ｄ６の列へ加えられる。

コレ等分周器Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は共通のリセット回路Ｒ
及び後程述べる通り、カウンター列の明確な２状態を看
知する手段を有している。

１５、　ｅ　ＫＨ２）糸路ハハンドパスフィルタ−ＢＰ
Ｆ３、増幅器Ａ２及び更に１５．６　ＫＨ２のバンドパ
スフィルターＢＰＦ　４信号を矩形波にするクリッパー
ＣＬ及び励起されて１００ナノ秒の出力パルスを発生す
る単安定バイブレータ−Ｍ２を含んでいる。単安定バイ
ブレータ−Ｍ２の出方は９４３図に図示する通り６４μ
秒の間隔で比較的狭い幅のパルス列を出現させるもので
ある。

クロック回路Ｃ２からのカウンター信号列は２進方式で
カウンターし、ある程度のパルス数を受信した後はカウ
ンターの全ビットは「１」の状態となる。即ちカウンタ
ーは「−１」の状態になっている。更に１つのパルスに
よって一斉に０状態に変化し、この時カウンターは０又
はリセット状態に戻ったと言われるのである。更にもう
１つのパルスが受信されるとカウンターは最低位のビッ
トを「１」の状態にセットし、カウンターは「＋１」の
状態に移る。

従って本装置において、関係するカウンターには３状態
があることが明らかである。第１状態は−１（又は全ビ
ットがセットされた状態である）、第２状態はＯ状態で
あり、第３状態は＋１の状態である。

検出回路Ｄ−１とＤ＋１が、カウンター状態の「＋１」
及び「−１」状態が存在したことを検出するため設けら
れている。それ故もしこれ等回路の出力信号をＯＲゲー
トへ加えることにより、このゲートからの出力は第３図
の上部ヘプロットした様に表われる。該信号はｇＪ２図
においてｒ　Ａ　ＩＪの位置における信号である。信号
が伝送される媒体が信号伝播時間を歪ませず、伝播距離
が変わらないという理想的な場合には、検出器Ｄ−１及
びＤ＋ｌに加えられた信号は１５．６　ＫＨ２の流れの
中で１００ナノ秒の単安定バイブレータ−からの出力と
正確に同一の周波数で循環することになる。

従ってこの場合には、ＡＮＤゲートへの入力は第３図の
上部分及び下部分となる（上部信号はＡ点からのもので
あり、下部信号はＢＰＦ　３から得られたパルスである
）。１００ナノ秒単安定バイブレータ−から得られたパ
ルスは、遅れの場合のリセットパルス（Ｒ５）と進みの
場合のリセットパルス（Ｒ８）との間の谷間に対応する
。

もし１００ナノ秒単安定バイブレータ−Ｍ２がらの信号
が遅れた場合（この条件は、例えばトランスミツターと
受信機変換器とが離れる向きに移動する場合に起り得る
）、然る時、受信された信号は６４マイクロ秒よりも大
きい間隔で離れている。従って第３図においては、第２
番目のパルスは早い場合のリセットＲＦパルスと同時に
現われる。この場合、ＡＮＤゲートによってリセット信
号が形成せられ、これが全カウンターへ加えられる。こ
の場合のリセット信号はカウンターを＋１の状態からＯ
状態ヘリセットするものである。これ、によって１クロ
ックパルス分だけ、フィードバック　シフト　レジスタ
ーの出力の相対的時間位置を遅らせることが出来、従っ
て第２図の再生擬似無作為ノイズ出力ＲＰＳＲＮを糸路
が僅か延びた分だけ補正するのである。

同様にして処理が僅か縮小された場合には、１００ナノ
秒単安定バイブレータ−からの第２番目のパルスは僅か
早い目に出現する。

この場合、第２番目パルスは一１状態検出器によって形
成された「遅れの場合のリセット」パルスに一致するも
のである。これはカウンターを再びリセットするもので
あるが、この場合にはカウンターを一１状態からＯ状態
へ変えるものである。従って２分周器Ｄ５によって分周
された出力は追加のクロックパルスが加わっており、従
って擬似無作為ノイズのシーケンスを１クロックパルス
分だけ進めるものである。この様に擬似無作為ノイズの
複製は信□号通過距離の変化に対応して補正されるので
ある。

標準的な信号処理技術においてはトランスデユーサー及
び媒体を含めた伝送系の応答を検出するため再生擬似無
作為ノイズ信号ＲＰＳＲＮと受信機が受信した実際の信
号とを相互に関係づけている。相互相関関係比較の出力
は事実上、系のパルス応答特性である。もし、信号が伝
播する媒体の伝送特性の他に伝送トランスデユーサ−の
伝送特性が判っておれば簡単な数学によって受信トラン
スデユーサ−の伝送特性が決定出来る。第２図において
受信機の７．８　ＫＨｚの糸路の出力は７．８ＫＨ１の
信号を検出するたびにフィードバック　シフトレジスタ
ーをリセットすることが認められる。

７．８）Ｇ（Ｚ信号はバンドパスフィルターＢＰＦ　５
、増幅器Ａ３．次のバンドパスフィルターＢＰＦ　５、
クリッパーＣＬ及び単安定マルチバイブレータ−Ｍ３を
通過する。測定が行なわれる開始位置を決定するため、
先づ７．８　ＫＨ２の同期トーンが用いられる。望まし
くは初期同期が得られた後は終了することが望ましい。

ＩＪ４図において図面は第１図でブロック図で示したト
ランスミツター回路の更に詳細な図面を示すものである
。

２　ＫＨｚクロック回路が図面上部に符号（１０１で示
されている。

このクロック回路の出力はカウンター回路αカ及びα２
の瞬間入力として加わる。該カウンター回路は第１図の
ブロック図で示された分局器列に該当する。カウンター
αＤからの出力αＪはシフトレジスターのクロック信号
としてシフトレジスター＋１４１　ＵＳ）αｅへ加えら
れる。これ等３回路は循環する様に形成され、そしてそ
れ等の循環する出力が擬似無作為ノイズとなる様にデー
ターが予め入力されている。回路（１ηはシフトレジス
ターを手動でリセ・）卜するためのものである。

概して言えば破線α印で囲んだ回路はｗｉ図におけるシ
ーケンス開始検出ブロック（ＳＳＤ）に対応するもので
ある。実際にはこの回路は予め定められた数のシーケン
スが表われた時、又はシフトレジスターセットに生じた
時に、検出信号を発する様に設計されている。このシー
゛ケンスが表われた時、適当な信号がゲートα傷及び≦
１９８）の出力に加えられ、カウンター回路α２から得
られた７、８ＫＨｚの信号がゲート（１）、７．８ＩＧ
ＩＺのバンドパスフィルター（２１）を通過し、トラン
スミツターの出力へ加えられる。従ってこの７．８　Ｋ
Ｈｌの信号は同期用パルスとして用いられ、又再生擬似
無作為ノイズを受信機中に発生させるために用いられる
シフトレジスターが適当な時期にリセットされ、２つの
信号発生部を確実に一致させる（　ｃ　ｏ　−ｏ　ｒ　
ｄ　ｉ旧１ｔｉｏｎ）ために用いられる。

１５、６　ＫＨＩと７．８　ＫＨｚの信号はカウンター
回路ｕ２１の端子（１２ａ）及び（１２ｂ）で夫々供給
され、ＡＮＤ系統（２）及び翰を経て、更に１５．６　
ＫＨｚ及び７．８ＫＨｚのバンドパスフィルタ（ハ）及
び（社）を経てトランスミツターの出力へ加えられる。

信号はワイパーコンタクトの出力ターミナルがｖＣＣコ
ンタクトに接続され、従ってＡＮＤゲート■（支）及び
（至）が動作可能なときに出力へ加えられるのである。

第４図の出力Ｑ、Ｐ、はテスト信号を発生するところの
トランスデユーサ−へ加えられる。

第５図において入力点１．Ｐ、、が設けられ、これは受
信トランスデユーサ−に接続されると共に出力点０．Ｐ
、に対し、検出信号の相互相関関係比較のため再生され
、′補正された擬似無作為ノイズの出力信号を加えるも
のである。第５図は入力信号が１５．６　ＫＨｚ及び７
．８　ＫＨｚの信号に対し夫々動作する２つの系列へ加
えられる状況を示している。

各経路はバンドパスフィルターＢＰＦ、増幅ユニット■
ニ含マれた増幅器、更にバンドパスフィルター、ユニッ
ト０１）に含まれる信号クリッパー及び第２図に図示し
た１ｏｏナノ秒単安定バイブレーターユニットに対応す
る集積回路ユニット（至）（財）を含んでいる。単安定
バイブレータ−（至）からの出方は後述する第２回路部
のゲート６ηへ加えられ、単安定マルチバイブレータ−
（至）の出方はフィードバック　シフト　レジスター（
３９）　＋４０１　（４１１を含む第３回路部へ加えら
れる。

第２回路部は第４図の対応部分と同様に２ＭＨ２のクロ
ック回路（４”ＺＪが周波数分周カウンター回路ω６１
）へ接続されている。カウンター回路（５０）（５１）
の出力はＮＡ　ＮＤアゲート至）へ加えられ、カウンタ
ーの一１状態を決定し、又ゲート回路儲に接続され、カ
ウンターの＋１状態を決定する。−１状態を検出するた
めにはカウンターの６出力ビツトの全部が正又は１状態
となってＮＡ　ＮＤアゲート株］を駆動するものでなけ
ればならない。他方、回路−の＋１状態を出力するため
には、カウンター回路の６出力の中、５出力が低又は０
状態となり、少なくとも有意デジット（回路艶のＱｃ点
からの出方）が正即ち１状態となって、ゲート（財）か
らの出方を加えていなければならない。従ってカウンタ
ー印及び６１）がたえず循環しているので、ＮＡＮＤゲ
ート（支）及び（財）の出力点で時々夫々の出力が発生
し、引き続いてパルス列がＯＲゲート時の出力に生じさ
せる。ゲート（支）への入力（至）は開始状態を決定す
るものである。信号は単安定バイブレータ−（至）の出
方点Ｑから得られたものである。この信号は装置の通常
の動作には影響せず、系の開始状態を決定するためにの
み用いられるものである。

ゲート（５７１への入力（転）は、第５図の上方部分の
回路の流れによってｒ波され処理された１　５．６　Ｋ
Ｈｚの信号を伝達する。従ってター）５７）においては
回路■で作られたスパイク信号がゲート（至）の出力点
で形成された２つのパルス、と共にゲートされ、そして
これ等２つのパルスの何れかが入力（至）からのスパイ
ク信号の１つと一致した時、正の信号がゲート６７）の
出力に発生する。

これによってカウンター回路［株］及び１５１）をリセ
ットし、単安定バイブレータ−（至）を動作させ、発光
ダイオードωを励起する。

第３図に図示される波形は第５図に示された回路によっ
て作り出される。第３図の下部分（６４マイクロ秒のパ
ルスが示されている）は第５図の上部系列によって作り
出される。

第３図の上部分（遅れの場合のリセ・ノド及び進みの場
合のリセット信号を含む）はクロ・ツクカウンター及び
ゲート回路を用いて作り出される。

第３図のグラフの上部及び下部の信号はＮＡ　ＮＤアゲ
ート５ηで一体化され、カウンター［株］及び（５１）
は第３図の上部分の信号パルスが第３図の下部分−の信
号パルスと重なった時にリセットされる。

第５図の第３回路部分は単安定マルチノくイブレータ−
―のパルス化された出力を入力として受取り、３つのフ
ィードバック　シフト　レジスター＋３９）４４■（４
旧こ対するリセット信号となし、更に信号分周回路［株
］からの１２５　ＫＨ２のクロック信号を受は取る。従
って第５図のシフトレジスターはトランスミツターから
伝達された擬似無作為ノイズ信号に対応し、且つ信号は
媒体中を通過する伝達時間の変化に応じて補正された擬
似無作為ノイズ信号を出力する様に設けられている。上
記擬似無作為ノイズ信号の補正はゲート（５ηからの出
力に応じてカウンター回路艶及び（５１）のカウン゛ト
の進み又は遅れによって処理されるものである。

単安定マルチバイブレータ−（至）からの出力によって
構成される７、　８１！Ｊｌｚ、信号の流れ出力はリセ
ット手段として作用し、これにより第５図のフィードバ
ック　シフト　レジスターの同期が第４図のフィードバ
ック　シフト　レジスターに対応して得られる。

既に述べた通り、受信器が受信したデータを処理するた
め、出力された再生擬似無作為ノイズは受信器が受信し
た生の擬似無作為ノイズ信号と相互に相関比較される。

２つの信号の相互相関比較を行なうため、信号は市販の
信号処理装置、例えばヒュウレット　パラカード社ＨＢ
　５４２０に貯蔵される。既に述べたとおり、この機械
を使用するならば、時間領域でのゲートウィンドウを伝
播信号に適用し、相互相関比較した後、最適な結果を得
ることが可能となる。相互相関比較の計算が行なわれた
後は任意の数のゲートウィンドウがこの目的のために用
いられる。全部のデータが機械に貯蔵されているから、
この様な解析は直ちに行なうことが出来る。フーリエ変
換が最終的には制御された相互相関の画数に対して使用
される。

２つの函数が相互相関比較されるため、画数をｉ（り及
びｓ　（ｔ）とする。これ等画数の相互比較は次この場
合に１（りはテストされるべきトランスデユーサの測定
された出力であり、一方Ｓ（りは伝達された信号である
。

従って　　　ｆ　（ｔ）　＝　ｉ　（ｔＪ　京ｓ　１　
（ｔ）＝ｓ（−ｔ）嶌ｉ　（ｔ） ここで「本」印は含まれている２信号のコンボリューシ
ョンである。

従って Ｓ（す＝伝達された元の信号 ｈ（り一正しい水中聴音装置の応答信号ｒ（す＝媒体の
応答 この方程式のフーリエ変換を行なうと 潅 Ｆ（（ロ）−８（ω）　　Ｓ（ω）Ｈ（ω）Ｒ（ω）添
字本印は共役の転置行列を示す。

−１５（（ロ）２１Ｈ（ω）Ｒ（ω） もしＳ（ω）が問題とする帯域に亘ってホワイトノイズ
である場合、Ｓ（ω）はＫと同じく定数であり、従って Ｆ（ωｉ＝Ｋ”）（（ω）Ｒ（ω） 従って　ｆ（ｔ）＝　Ｋ２ｈ　（ｔ）　＊’　（り測定
された信号ｆ　（ｔ）はゲート画数ω（りと掛は合わせ
ることによって２番目の到着信号を除去するように変形
が可能であり、これによってゲートされた相互相関比較
−数が次式で与えられる。

ｅ（リー　ｆ（リ　Ｗ（す＝　ｋ２　（ｒ（リボｈ（リ
　）　　Ｗ（ｔ）＝に２　　ｒ　　ｈ（リ　ｗ（ｔ） ｒ（りは第２到着信号の以前は定数であるとするこの式
に対しフーリエ変換を施すことによって水中聴音装置の
応答の予想が次の式で得られる。

Ｅ（ω１−（Ｈ（ω）束Ｗ（ω））　／２π相互相関比
較処理のポテンシャルゲインを求めるためには受信側水
中聴音機の入力における信号を正しく再生出来ることが
必要である。音波経路が変動するため受信側水中聴音装
置の信号は伝送された信号に較べて時間的に変動してい
る。この時間変動をある瞬間の平均値に対しｅであると
仮定する。更にεは画数ｍ（ｅ）で表わされる確立分散
画数であると仮定する。

しからば任意時間ｔにおいて ｆ（す＝　ｓ　　（−ｔ）電ｓ（ｔ−ｇ）露ｈ（ｔ）　
電ｒ（り求めるべき値Ｆ（ｔ）は次式で与えられる。

Ｅ　（ｆ（ｔ））　−（）−（１１８（ｔ−＃　）　ｄ
　＆　）１８　（−ｔ）事ｈ（ｔ）電ｒ（ｔｌ＋Ｏ・ もし８が不均一に分布している場合、 ｍ（す＝０但しｌｔｌ＞ｔ。

＝１／２　ｔｏ但し、ｌｔｌ＜ｔ。

従ってＭ（ｃｕ）＝　ｓｉｎ　（ωｔｏ）／　（ω１０
）Ｍ（ω）の項は通常は不明である。従って予想値Ｈ（
ω）の式に誤差を導入する。最後の式において、もし ｔｏ＞１．１／ω であるならば１　ｄＢを越える誤差が生じる。１０ＫＨ
２の周波数の時、最後に示した方程式によって誤差を１
　ｄＢ以下におさえるためには、最大、１８秒の時間変
動が必要となる。仮に音速が完全に一定であるとしても
、送信側と受信側の水中聴音装置の距離は＋−２，７ｃ
ｍ以下の変動とすることが要求され、これは殆んど実現
不可能である。この限界を克服するため受信信号の時間
変動はその信号中に再生され、それによって水中聴音装
置の出力が補正される様に系が決められる。この操作を
行′なうことによって出力は次の式で与えられる。

ｆ（ｔｌ＝ｓ（−（ｔ−ｇ））嶌５（ｔ−ｅ）本ｈ（ｔ
１本ｒ　（ｔ）又はＦ（４＝　（Ｓ（ω）６−３０）ｅ
）本（Ｓ／Ｐ）　ｅ−ｊ”　）　Ｈ（ω）　Ｒ（’Ｊ）
＝１５（ω）１２Ｈ←）　Ｒ（→ この様にεの変動による影響は除去された。

本発明に代る実例とすれば、同期トーンを用いない方法
である。その代りに擬似無作為ノイズ信号に対し経路長
さの変動による遅れを測定するため短時間の相互相関比
較が行なわれる。この予測は長い時間に亘る経路変動に
ついて行なうものである。典型的な場合として１００　
ＫＨｚの帯域幅に亘る擬似無作為ノイズが使用された時
、経路長さはサンプリング期間の間は一定であ−ると仮
定しても支障はない。サンプリング期間は１０　Ｃ，Ｏ
箇所の相互相関比較のためには約１０−２秒程度である
。

本発明は取付は容易であり、必要とされるトランスミツ
ターが一層簡単で取扱い容易であり、フェーディング効
果によって同期トーンが消えると

【図面の簡単な説明】

第１図は信号発生及び伝送のブロック図である第２図は
トランスミツターによって伝送された信号を検出する受
信機のブロック図である。 第３図は第２図の受信機回路における各部分に生じる信
号の波形を示す波形図である。 第４図は第１図のトランスミツターの配線図である。 第５図は第２図の受信機の配線図である。 Ｄｌ、Ｄ２、Ｄ３・・・分周器 ＦＳＲ・・・フィードバック　シフト　レジスターＳＳ
Ｄ・・・シーケンス開始検出器 Ｍ２、Ｍ３・・・単安定マルチバイブレータＲＰＳＲＮ
用再生擬似無作為ノイズ ＰＲＮ・・・擬似無作為ノイズ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ■ａ、再生可能な広帯域のテスト信号を発し、該信号を
   系へ加えて伝播せしめる工程 す、該信号が系を通過した後、該信号を検出する工程 Ｃ，テスト信号の再生を行なう工程 ｄ、検出した信号或いは再生信号の何れかに補正を加え
   、テスト信号が系を伝播する時間の変動を補正する工程 ｅ、補正した信号を、補正をしていない検出信号又は再
   生信号の何れかの信号と相互相関関係比較し、系応答を
   求める工程 を含んでおり１、ノイズが存在し系応答のテストのため
   に用いた信号の伝播時間が変動する場合の系の系応答を
   求める方法。 ■　補正はテスト信号の再生信号へ加えられる特許請求
   の範囲第１項の方法。 ■　相互相関関係比較によって得られたｉ数は記録され
   次いで、系応答の解析のためフーリエ変換が行なわれる
   特許請求の範囲第１項又は第２項の方法。 ■　広帯域テスト信号に加えて更に第２信号を発し、検
   出し、該第２信号のドツプラー効果を所望の補正ｌこ用
   いる特許請求の範囲第１項乃至第３項の何れかに記載の
   方法。 ■　第２信号は単一のトーン信号である特許請求の範囲
   第４項の方法。 ■　広帯域のテスト信号は、形成回路及び系の受信部に
   関連する回路の両方に設けられている同種のフィードバ
   ック　シフト　レジスターによって形成された擬似無作
   為ノイズを含んでおり、方法には該フィードバックレジ
   スターを同期させるための同期パルス発生工程を含んで
   いる特許請求の範囲第１項乃至第６項の何れかに記載の
   方法。 ■　相互相関関係比較の工程で得られた信号は記録せら
   れ、系の第２反射信号に基づいて信号成分を取り出すゲ
   ートウィンドウ技術が用いられる特許請求の範囲第１項
   乃至第６項の何れかに記載の方法。 ■　方法は、水中聴音器を較正するものである特許請求
   の範囲第１項乃至第７項の何れかに記載の方法。 ■　伝播した広帯域のテスト信号を受信し加えられた広
   帯域信号を再生する装置と、テスト信号が系を通過する
   ときの伝播時間の変動に対して必要な補正を決める装置
   と、受信した広帯域テスト信号又は再生信号の何れかを
   補正し、テスト信号の伝播時間の変動を補正する装置と
   、再生信号とテスト信号の何れか一方の補正された信号
   と相互相関関係比較のための信号を形成する装置とを含
   み、系応答のために系に加えられた広帯域信号の伝播時
   間が変動する場合に、系の系応答テストのために使用す
   る装置。 ［相］　出力信号を相互相関関係比較する装置を含んで
   おり、フーリエ変換技術によって分析可能な相互相関関
   係比較画数を形成する特許請求の範囲第９項の装置。 ■　広帯域テスト信号を発する装置を含んでいる特許請
   求の範囲第９項又は第１０項に記載の装置。 ＠　広帯域テスト信号を発する装置は、前記再生装置に
   配備しているフィードパ、７り　シフトレジスターと同
   種のフィードバック　シフトレジスターを有しており、
   擬似無作為ホワイトノイズを発するものである特許請求
   の範囲第１１項の装置。 ０　補正装置にはフィードバック　シフト　レジスター
   のクロック駆動を調節し系の受信装置に関連させる装置
   を含んでいる特許請求の範囲第１２項の装置。 ■　前記調節装置には、前記広帯域テスト信号と同時に
   第２テスト信号を伝送する装置及び該第２テスト信号の
   伝播時間の変動を検出する装置を含んでおり、該第２テ
   スト信号は単一のトーン信号であり伝播時間にはドツプ
   ラー効果が作用する特許請求の範囲第１３項の装置。 ［相］　装置にはフィードバック　シフト　レジスター
   のため同期用パルスを発する装置を含んでいる特許請求
   の範囲第１２項乃至第１４項の何れかに記載する装置。 ［相］　装置は信号の相互相関関係比較を行なうため及
   び相互相関関係の画数を貯蔵するため信号処理装置が連
   繋している特許請求の範囲第９項乃至第１５項の何れか
   に記載の装置。 ■　装置は水中聴音器を較正するものである特許請求の
   範囲第９項乃至第１６項の何れかに記載の装置。 （以下余白）