JPS5810835B2 - 二重共振回路をもつ誘導加熱装置 - Google Patents
二重共振回路をもつ誘導加熱装置Info
- Publication number
- JPS5810835B2 JPS5810835B2 JP1040578A JP1040578A JPS5810835B2 JP S5810835 B2 JPS5810835 B2 JP S5810835B2 JP 1040578 A JP1040578 A JP 1040578A JP 1040578 A JP1040578 A JP 1040578A JP S5810835 B2 JPS5810835 B2 JP S5810835B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- induction heating
- heating device
- inverter
- circuit
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は二重共振回路をもつ誘導加熱装置に関するもの
であって、特に直列型ないしは直並列型インバータに適
する回路についてのものである。
であって、特に直列型ないしは直並列型インバータに適
する回路についてのものである。
従来、第１図に示すごとき並列共振負荷を有する誘導加
熱装置は公知である。
熱装置は公知である。
第１図において、電源Ｅに主加熱コイルＬ１とコンデン
サＣ１の並列共振回路および均熱コイルＬ２とコンデン
サＣ２の並列共振回路が接続されている。
サＣ１の並列共振回路および均熱コイルＬ２とコンデン
サＣ２の並列共振回路が接続されている。
なお、Ｔはトランスである。誘導加熱では効率向上の目
的で加熱時間を短かくする必要があり、均熱をうる目的
で最終点での投入電力を小さくする必要があるが、第１
図に示す誘導加熱装置では加熱コイルを主加熱コイルＬ
１と均熱コイルＬ２に分けることによって、上述のよう
な目的を達しようとするものである。
的で加熱時間を短かくする必要があり、均熱をうる目的
で最終点での投入電力を小さくする必要があるが、第１
図に示す誘導加熱装置では加熱コイルを主加熱コイルＬ
１と均熱コイルＬ２に分けることによって、上述のよう
な目的を達しようとするものである。
第２図は第１図における主加熱コイル”１、均熱コイル
Ｌ２の昇温特性と電力分布を示す。
Ｌ２の昇温特性と電力分布を示す。
こへにθ１は入口コイルであるＬｌの出口側温度、θ２
は出口コイルであるＬ２の出口側温度、θＳは被加熱体
の表面温度、θＳ′は処理量を減じた場合における被加
熱体の表面温度、θａは被加熱体の平均温度、θＣは被
加熱体の中心温度、θＣ′は処理量を減じた場合におけ
る中心温度、Ｐｌは主加熱コイルＬ１の電力、Ｐ２は均
熱コイルＬ２の電力である。
は出口コイルであるＬ２の出口側温度、θＳは被加熱体
の表面温度、θＳ′は処理量を減じた場合における被加
熱体の表面温度、θａは被加熱体の平均温度、θＣは被
加熱体の中心温度、θＣ′は処理量を減じた場合におけ
る中心温度、Ｐｌは主加熱コイルＬ１の電力、Ｐ２は均
熱コイルＬ２の電力である。
しかして第１図の回路においである生産量より小ない生
産量への運転に切り換えるために電源Ｅの電圧をＥから
Ｅ′に下げたとすると、均熱コイルＬ２では放熱とはゾ
平衡する電力が必要なため、Ｅ’／Ｅ”ｔｌ／１２とな
るようにトランスＴにおけるタップの位置をｔｌからＬ
２に上げることが必要で、それによって入口側の昇温は
θｓ′、θａ、θＣ′としている。
産量への運転に切り換えるために電源Ｅの電圧をＥから
Ｅ′に下げたとすると、均熱コイルＬ２では放熱とはゾ
平衡する電力が必要なため、Ｅ’／Ｅ”ｔｌ／１２とな
るようにトランスＴにおけるタップの位置をｔｌからＬ
２に上げることが必要で、それによって入口側の昇温は
θｓ′、θａ、θＣ′としている。
又変圧器Ｔの容量を小さくするために、・ＬｉＣ１とＬ
２Ｃ２はともに電源Ｅの動作周波数に共振させｃｏｓψ
＝１の近くで運転する必要がある。
２Ｃ２はともに電源Ｅの動作周波数に共振させｃｏｓψ
＝１の近くで運転する必要がある。
さらに、第１図に示す回路を並列インバータに使用する
と、Ｔの磁気回路特性、漏洩インダクタンス等によって
起動が困難となって、実用回路として使用できない場合
があるが、そのような場合には従来、第３図に示すよう
な別の回路で運転しなければならない困難がある。
と、Ｔの磁気回路特性、漏洩インダクタンス等によって
起動が困難となって、実用回路として使用できない場合
があるが、そのような場合には従来、第３図に示すよう
な別の回路で運転しなければならない困難がある。
第３図において電源Ｅから見れば、Ｌ１．Ｌ２とＣとが
等測的に一個の共振回路を構成することＮなる。
等測的に一個の共振回路を構成することＮなる。
この場合、変圧器ＴはＬ２の全容量を負担するため出力
ＫＶＡとしてはＰ２×（ωＬ２／Ｒ２） ＝ Ｐ ２
Ｃ２を使用するので、実用上、鋼の変態点以上の加熱で
は消費電力の１０倍程度の容量が必要となる。
ＫＶＡとしてはＰ２×（ωＬ２／Ｒ２） ＝ Ｐ ２
Ｃ２を使用するので、実用上、鋼の変態点以上の加熱で
は消費電力の１０倍程度の容量が必要となる。
本発明はこのような誘導加熱装置の改良を計るためにな
されたものである。
されたものである。
本発明を第４図および第５図に示した実施例に従って説
明する。
明する。
第４図および第５図において第１〜第３図に示すのと同
一記号のものは同一構成要素を示す。
一記号のものは同一構成要素を示す。
第４図においてＥは、たとえば可変周波数定電圧のサイ
リスクインバータで、これに主加熱コイルＬ１と可変コ
ンデンサ自ならびに均熱コイルＬ２とコンデンサＣ２の
共振回路を並列接続する。
リスクインバータで、これに主加熱コイルＬ１と可変コ
ンデンサ自ならびに均熱コイルＬ２とコンデンサＣ２の
共振回路を並列接続する。
動作周波数をＦｏとじ、各共振回路り、 Ｃ１’および
Ｌ２Ｃ２の固有振動数をＦｌ、Ｆ２とすると、Ｌ、の電
力はＰｌ、 Ｌ２の電力はＦ２となり、第２図における
と同一の電力配分となり、第１図の回路が目的とする効
果と同一の効果かえられる。
Ｌ２Ｃ２の固有振動数をＦｌ、Ｆ２とすると、Ｌ、の電
力はＰｌ、 Ｌ２の電力はＦ２となり、第２図における
と同一の電力配分となり、第１図の回路が目的とする効
果と同一の効果かえられる。
一方生産量を減じようとする場合、Ｌｌの電力をＰｌに
下げるには、第５図に示すごとく、可変コンデンサＣ１
′を減するとＬｌの固有振動数が上ってＦ１′となり、
その特性は点線で示すＣ１’Ｌ１となり、動作周波数Ｆ
、でＰｌ′の出力が得られ、第２図のθｓ′。
下げるには、第５図に示すごとく、可変コンデンサＣ１
′を減するとＬｌの固有振動数が上ってＦ１′となり、
その特性は点線で示すＣ１’Ｌ１となり、動作周波数Ｆ
、でＰｌ′の出力が得られ、第２図のθｓ′。
θａ、θＣ′と同一の結果が得られる。
本発明の方法によれば、前述したインバータの起動上の
問題が生ずることがなく、特に変圧器Ｔを設ける必要も
ないので任意の温度分布を容易に得ることができる。
問題が生ずることがなく、特に変圧器Ｔを設ける必要も
ないので任意の温度分布を容易に得ることができる。
本発明者の実験によれば、直列インバータの動作周波数
を１．５ ＫＨｚ 〜３ ＫＨｚとし、Ｌ１Ｃ１′の共
振周波数を３．１５ ＫＨｚの時、Ｌ２Ｃ２の共振周波
数が３．１５ ＫＨｚ〜４．２Ｍ丑の間で安定に動作し
、又電力の比をＬｌ：Ｌ２二２＝１より大きくとればさ
らに動作安定に良結果をもたらすことも判明している。
を１．５ ＫＨｚ 〜３ ＫＨｚとし、Ｌ１Ｃ１′の共
振周波数を３．１５ ＫＨｚの時、Ｌ２Ｃ２の共振周波
数が３．１５ ＫＨｚ〜４．２Ｍ丑の間で安定に動作し
、又電力の比をＬｌ：Ｌ２二２＝１より大きくとればさ
らに動作安定に良結果をもたらすことも判明している。
この動作例から方形波インバータにおいて動作周波数に
ＬｌにＬ２の固有振動数の１／（２ｎ−ｉ）の高調波を
含まず、Ｌ、：Ｌ２の電力比を２＝１より大きくとれば
、きわめて安定に動作することが判明した。
ＬｌにＬ２の固有振動数の１／（２ｎ−ｉ）の高調波を
含まず、Ｌ、：Ｌ２の電力比を２＝１より大きくとれば
、きわめて安定に動作することが判明した。
この点について、さらに詳細に述べると、サイリスクイ
ンバータの出力波形は直列型では電圧が方形で、電流が
正弦波になり、並列型では電流が方形波で電圧が正弦波
となる。
ンバータの出力波形は直列型では電圧が方形で、電流が
正弦波になり、並列型では電流が方形波で電圧が正弦波
となる。
従ってこれ等の方形波はフーリエ級数に展開すれば、
Ｙ＝αｎ５ｉｎ ｎθで表され
となり、横軸との交点に対し正負両波形が左右対称なの
で、直流分を含まず、かつ奇数調波のみから成り立つこ
とが証明され と展開することができる。
で、直流分を含まず、かつ奇数調波のみから成り立つこ
とが証明され と展開することができる。
従って、インバータの出力方形波は基本波と奇数調波よ
り成り立っているのであって、出力波形に奇数調波を含
まないのではなく、本願明細書に添付の第４図に示す回
路のＬＩＣｌとＬ２Ｃ２の固有振動数の関係が奇数分の
−の奇数調波の関係にない場合を１／（２ｎ−１）の高
調波を含ますと表現したものである。
り成り立っているのであって、出力波形に奇数調波を含
まないのではなく、本願明細書に添付の第４図に示す回
路のＬＩＣｌとＬ２Ｃ２の固有振動数の関係が奇数分の
−の奇数調波の関係にない場合を１／（２ｎ−１）の高
調波を含ますと表現したものである。
この関係により方形波は奇数調波と共振しやすくなる。
なお、ＬｌとＬ２が奇数調波分の関係で振動した場合、
実験では逆変換部サイリスクのアノード−カソード間に
次のような電圧波形が表れ、運転不能となることが判明
している。
実験では逆変換部サイリスクのアノード−カソード間に
次のような電圧波形が表れ、運転不能となることが判明
している。
すなわち、Ｌ１Ｌ２の共振条件が安全範囲の時は第γ図
ａに示すとおりであったが、Ｌｌに対しＬ２が第３調波
の共振点に近づくと第７図すに示すとおり、オフ状態の
サイリスクの電圧波形の一部に凹ができた。
ａに示すとおりであったが、Ｌｌに対しＬ２が第３調波
の共振点に近づくと第７図すに示すとおり、オフ状態の
サイリスクの電圧波形の一部に凹ができた。
又、第３調波に共振すると凹が第Ｔ図Ｃに示すように実
線から波線のごとく急速に伸び、電位の逆側のサイリス
クがオフ状態となったような検出レベルとなり、制御不
能となった。
線から波線のごとく急速に伸び、電位の逆側のサイリス
クがオフ状態となったような検出レベルとなり、制御不
能となった。
この状態になるとＬ２の投入電力も多くなった。
なお、第７図ａ”ｃにおいてＩＣｙは１サイクルを、Ｏ
Ｔはオンタイムを、ＴＯＴはターンオフタイムを、又Ｏ
ＦＴはオフタイムを示す。
Ｔはオンタイムを、ＴＯＴはターンオフタイムを、又Ｏ
ＦＴはオフタイムを示す。
ヌ、”］ ’ ”２の電力比を２：１より大きく設定し
たのは、インバータ側の主共振回路と補助共振回路のエ
ネルギー比を両共振回路による歪波形の制御に支障を起
さない可及的に制御中の広い安全限界を実験の結果見出
したことによるものである。
たのは、インバータ側の主共振回路と補助共振回路のエ
ネルギー比を両共振回路による歪波形の制御に支障を起
さない可及的に制御中の広い安全限界を実験の結果見出
したことによるものである。
以上から明らかなごとく、従来インバータでは無条件に
共振周波数の異なる二つの共振回路を任意に接続しても
安定した運転はできなかったが、本発明はこれを解決す
るため基本波と奇数調波共振を起さない安全運転範囲を
設定し、基本波Ｆ。
共振周波数の異なる二つの共振回路を任意に接続しても
安定した運転はできなかったが、本発明はこれを解決す
るため基本波と奇数調波共振を起さない安全運転範囲を
設定し、基本波Ｆ。
にインバータの主振動回路である主加熱回路と共振しな
い１．５Ｆｏ以下の共振数を持たせ、可変周波数範囲を
Ｆ。
い１．５Ｆｏ以下の共振数を持たせ、可変周波数範囲を
Ｆ。
〜０．５ Ｆ６間において、たとえば保温回路を１．４
Ｆｏと設定して１．４Ｆｏの奇数調波共振を起すことな
く、かつ電力比を２：１以下とじて重分の少ない波形と
し、これによってインバータに二ヶの共振回路を付けて
も運転上の支障を生じないようにしたものであり、しか
もこのことは本発明者の数多くの実験結果によって確認
されている。
Ｆｏと設定して１．４Ｆｏの奇数調波共振を起すことな
く、かつ電力比を２：１以下とじて重分の少ない波形と
し、これによってインバータに二ヶの共振回路を付けて
も運転上の支障を生じないようにしたものであり、しか
もこのことは本発明者の数多くの実験結果によって確認
されている。
なお、上記範囲外では動作が不安定となったり起動不能
、故障の原因等になることも確認されている。
、故障の原因等になることも確認されている。
第６図ａおよびｂは本発明を並列形の負荷に適用した場
合の実施例で、第１図〜第５図に示すと同一記号のもの
は同一構成要素を示す。
合の実施例で、第１図〜第５図に示すと同一記号のもの
は同一構成要素を示す。
なお、Ｃ２１は可変コンデンサである。
第６図ａ、ｂに示す並列形負荷の場合においても、動作
周波数ＦＯｓ各共振回路Ｌ１．Ｌ１’およびＬ２．Ｃ２
′の固有振動数、ＬｌとＬ２の電力比の関係は直列負荷
のインバータにおけると同様で、安定動作条件について
も同じで第４図の実施例におけると同様に本発明の目的
を達することができる。
周波数ＦＯｓ各共振回路Ｌ１．Ｌ１’およびＬ２．Ｃ２
′の固有振動数、ＬｌとＬ２の電力比の関係は直列負荷
のインバータにおけると同様で、安定動作条件について
も同じで第４図の実施例におけると同様に本発明の目的
を達することができる。
第１図は並列共振の負荷をもつ従来の誘導加熱装置を示
す回路図、第２図は第１図の誘導加熱装置の加熱コイル
の昇温特性と電力分布を示す線図、第３図は並列共振の
負荷をもつ、他の誘導加熱装置を示す回路図、第４図は
本発明の実施例を示す回路図、第５図は第４図の実施例
における特性曲線を示す線図、第６図ａおよびｂは本発
明の第２および第３の実施例を示すそれぞれ回路図、第
７図ａ〜ｃはそれぞれ本発明の実験結果を示す線図であ
る。 Ｅ……電源、Ｌ１……主加熱コイル、Ｌ２……均熱コイ
ル、Ｃ１′……可変コンデンサ、Ｃ２……コンデンサ、
Ｌ１Ｃ３′、Ｌ２Ｃ２……共振回路、Ｐ１……主加熱コ
イルの電力、Ｐ２……均熱コイルの電力。
す回路図、第２図は第１図の誘導加熱装置の加熱コイル
の昇温特性と電力分布を示す線図、第３図は並列共振の
負荷をもつ、他の誘導加熱装置を示す回路図、第４図は
本発明の実施例を示す回路図、第５図は第４図の実施例
における特性曲線を示す線図、第６図ａおよびｂは本発
明の第２および第３の実施例を示すそれぞれ回路図、第
７図ａ〜ｃはそれぞれ本発明の実験結果を示す線図であ
る。 Ｅ……電源、Ｌ１……主加熱コイル、Ｌ２……均熱コイ
ル、Ｃ１′……可変コンデンサ、Ｃ２……コンデンサ、
Ｌ１Ｃ３′、Ｌ２Ｃ２……共振回路、Ｐ１……主加熱コ
イルの電力、Ｐ２……均熱コイルの電力。
Claims (1)
- １ 可変周波数型インバータを共通の一個の電源とする
負荷装置において独立した二つ以上の共振回路を持ち、
インバータの動作周波数に各負荷の奇数分の−の高調波
を含まず、かつ主コイルの電力の和と、他のコイルの電
力の和との比が２−１より大きな値で運転することを特
徴とする二重共振回路をもつ誘導加熱装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1040578A JPS5810835B2 (ja) | 1978-02-03 | 1978-02-03 | 二重共振回路をもつ誘導加熱装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1040578A JPS5810835B2 (ja) | 1978-02-03 | 1978-02-03 | 二重共振回路をもつ誘導加熱装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54104054A JPS54104054A (en) | 1979-08-15 |
| JPS5810835B2 true JPS5810835B2 (ja) | 1983-02-28 |
Family
ID=11749221
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1040578A Expired JPS5810835B2 (ja) | 1978-02-03 | 1978-02-03 | 二重共振回路をもつ誘導加熱装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5810835B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2524697B2 (ja) * | 1985-07-31 | 1996-08-14 | 日本アジャックスマグネサーミック 株式会社 | 無鉄芯誘導溶解炉の加熱装置 |
| JP2501800B2 (ja) * | 1986-09-24 | 1996-05-29 | 富士電機株式会社 | 誘導加熱装置 |
-
1978
- 1978-02-03 JP JP1040578A patent/JPS5810835B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54104054A (en) | 1979-08-15 |
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