JPH118609A - 付加雑音処理による雑音制御形受信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 他局間干渉雑音を除去し受信側ＳＮ比を前記
プロセス利得Ｇｐに比べ著しく高めることができる受信
方式を提供する。 【解決手段】 雑音推定処理回路ＮＩＰはチップ雑音ｚ
（ｔ）、推定信号振幅をも 処理回路ＮＩＰから供給される付加信号（チップ雑音ｚ
（ｔ）及び、希望局基準信号ｓ なる。この修正受信信号ｒ_ｍ（ｔ）は、雑音推定処理回
路ＮＩＰから供給される逆拡散信号ｄ（ｔ）により相関
分析され、その結果出力ｕ_Ｄが生成される。ＮＩＰはｕ
_Ｄを分析し 分析を複数回繰り返し最終段出力のｕ_ＤがＤＥＣで硬判
定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送過程にて混入
する雑音のうち、特に大きな妨害を与える干渉雑音に対
してその耐性を向上させることが可能なスペクトル拡散
変調を用いた通信方式に関する。

【０００２】

【従来技術】スペクトル拡散通信は送信データにより拡
散符号系列を変調することにより、比較的狭い帯域のス
ペクトルを呈する前記データを、広い周波数帯域に拡散
して伝送するものであって、単位周波数当たりの伝送電
力が小さく、他の通信への妨害を比較的軽微なレベルに
することができると共に伝送過程において混入する環境
雑音、即ち、一般的な外来雑音と、希望局以外の他の移
動局−干渉局から入来する干渉雑音に対し、強い耐性を
本質的に有するなどの多くの特徴を呈する優れた通信方
式である。しかし、多数の局からの通信が同一帯域を共
用するので、干渉雑音による妨害が支配的となるという
問題点も存在する。

【０００３】以下、スペクトル拡散変調（ＳＳ）の後に
ＰＳＫ等の無線周波数帯域への変換を施す移動体通信方
式を例にとり主要な説明を行う。図１は無線通信路を介
してスペクトル拡散通信を行う移動通信システムの一般
的な構成を示すブロック図であって、送信機ＴＸは系列
発生器１にて発生した拡散符号系列に２値送信データｂ
を乗積変調してベースバンド送信出力ｓ（ｔ）を得、さ
らに発振器２にて発生した周波数ｆ_０の搬送波でベース
バンド送信出力ｓ（ｔ）を変調することによって、デー
タｂを含む搬送波をスペクトル拡散した後、無線通信路
を介して受信機ＲＸに送出する。尚、拡散符号系列とし
ては前記データｂの周期長と同じビット周期長の疑似雑
音（ＰＮ系列）を用いるのが一般的であり、以下ＰＮ系
列の中で最も広く用いられているＭ系列を例にあげて説
明を行う。

【０００４】受信機ＲＸはスペクトル拡散変調された信
号を図示を省略したアンテナを介して増幅器３に導き、
所要レベルに増幅し、この増幅された信号と局部発振器
４のローカル信号ｆ_Ｌ（ｆ_０）とを周波数混合し、この
信号からローパスフィルタ５を介してベースバンド帯域
の受信拡散信号ｒ（ｔ）に復調する。即ち、コヒーレン
ト復調または、ノンコヒーレント復調を行う。

【０００５】このベースバンド帯域拡散信号ｒ（ｔ）と
系列発生器６から発生される前記送信機ＴＸにおいて用
いた符号と同一のＭ系列符号とを乗算器７に入力せし
め、その結果得られた乗積出力を積分器８によりＭ系列
の系列長（１フレーム分）の期間について積分を行い整
合ろ波出力を得る。この出力を検波器９で前記フレーム
の終了時点で検波し、しきい値と比較する硬判定機能に
よって、２値受信データ６を復調する。この復調データ
をもとに作られた制御信号を同期検波器１０を介して前
記系列発生器６の制御端子に入力せしめ、受信された信
号と位相が同期するようにＭ系列の発生タイミングを制
御する。なお、図１の受信機ＲＸにおいて、局部発振器
４と系列発生器６による乗積機能を交換配置することが
しばしば行なわれるが、全体の復調機能は同一である。

【０００６】図２は伝送過程にある信号のスペクトルを
模擬的に示した図であって、１１はスペクトル拡散変調
信号のスペクトル、１２は混入した環境雑音のスペクト
ルである。これを受信機にてＭ系列による復調（逆拡
散）を行うと図３に示す如く広い周波数帯域に拡散され
ていた前記スペクトル拡散変調信号１１が狭帯域の信号
１３となり、また環境雑音１２は広い周波数帯域に分散
された信号１４となるから、環境雑音による影響を抑圧
しうる通信方式である。

【０００７】図４は従来の直接拡散形スペクトル拡散通
信方式（ＤＳ−ＳＳ）における拡散符号（インパルス）
系列ｍ_Ｉ（ｔ）と２値情報との対応を示す図で、符号長
Ｌ＝７（チップ）の例である。同図においてｂは送信す
べき２値データ、Ｔはデータの周期（フレーム周期）、
Ｔ_Ｃはチップ周期、ｓ_Ｉ（ｔ）はｂとｍ_Ｉ（ｔ）の乗積
出力である。送信フレームｓ（ｔ）はｓ_Ｉ（ｔ）の各イ
ンパルスを方形波とした送信用ベースバンド波形であ
る。また、ｍ_Ｉ（ｔ）とｍ（ｔ）は、 で与えられる。

【０００８】ここでｃ_ν（ν＝０、１、２・・・、Ｌ−
１：Ｌは拡散系列の系列長）は拡散系列のν番目のチッ
プ振幅、δはデルタ関数、ｑ_１は方形波関数である。図
示のように”１”に対応してｍ_Ｉ（ｔ）の方形波ｍ
（ｔ）を、”０”に対応して、そ した信号を無線周波数帯域に変換して送信する。これか
らデータ信号の占有周波数帯域はほぼｆ_Ｄ＝１／Ｔであ
り、拡散送信出力ｓ（ｔ）のそれは、ほぼｆｃ＝Ｔ_Ｃ
^−１となり、 ｆ_ｃ＝Ｌｆ_Ｄ…（４） で与えられる。

【０００９】なお、ｑ_１（ｔ）を式（３）のような方形
波とする代りに隣接標本点における自己相関関数が０を
とるような波形ｑ_１（ｔ）（修正標本化関数と呼ばれ、
ｑ_１（ｔ）のＤＦＴ変換は余弦ロールオフ特性をも
つ。）を用いて送信してもよい。この場合は受信側で送
信側と同じｑ_１（ｔ）を準備し、この波形により相関復
調すれば、受信信号中の希望波成分は数２のインパルス
列となる。このインパルス列をｍ_Ｉ（ｔ）で逆拡散する
ことにより信号を検出できる。したがって、スペクトル
拡散変調信号は極めて広い周波数帯域を占有するので有
色雑音電力を１／（２Ｌ）に抑圧することができ、雑音
には強い。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、通常、
Ｌ≫１でありＬ倍の帯域を使用するにもかかわらず、同
時通話数Ｎ_ＳはＮ_Ｓ≪Ｌ（Ｌの数分の一程度）となり、
同時伝送容量／Ｈｚは時分割多重方式（ＴＤＭＡ）の
（Ｎ_Ｓ／Ｌ）倍となる。したがって、時分割多重方式に
比し、伝送路の周波数帯域利用効率は、一般に極めて低
くなるという欠点がある。

【００１１】このように同時通話数Ｎ_ＳをＬに比しあま
り大きく設定し得ない理由は、希望局に割り当てたＭ系
列ｍ_０（ｔ）と他の移動局に割り当てた種類の異なるＭ
系列ｍ_ｋ（ｔ）（ｋ≠０）の相互間に存在する相互相関
系数を十分小さくなし得ないからである。なお、一般に
有色雑音や、伝搬過程で多重反射（マルチパス）により
生ずる遅延波、フェーディングにともなう伝搬雑音など
に対する抑圧効果も不十分であり、主としてこれらの要
因がスペクトル拡散通信方式における周波数利用効率を
低下させている。従来の直接拡散形スペクトル拡散通信
方式におけるプロセス利得Ｇ_Ｐは Ｇ_Ｐ＝１０ｌｏｇ_１０Ｌ…（５） で与えられている。もし入来雑音が単一周波数で、その
雑音の各周波数成分の位相が完全ランダムならば受信側
復調後の復調雑音電力（図１の積分器８の出力）は入来
雑音電力（図１のＬＰＦ５の出力）に対して、前述のよ
うに１／（２Ｌ）となる。ところが、異なるＭ系列相互
間の相互相関値は、両者の相互位相により く大きくなる。その結果、高い相互相関をもつ干渉波が
多数長時間に亘り入来し、その結果符号誤り率が著しく
劣化する場合がしばしば発生する。

【００１２】このような干渉雑音の妨害を回避する一つ
の手段として、判定期間（ＤＦ；Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆ
ｅｅｄｂｄａｃｋ）−最小２乗誤差平均（ＭＭＳＥ；Ｍ
ｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）
制御方式が従来検討されてきた。この判定期間−最小２
乗誤差平均制御方式においては、受信側で、受信信号に
逆拡散符号系列を乗積するとき、この逆拡散系列の各チ
ップの振幅に重みづけを付加し、この重みづけ逆拡散符
号が受信信号に含まれる干渉雑音の系列に対し直交化
し、希望局の拡散系列に対しては、概ね同相関係を維持
するようにして、整合ろ波復調（相関復調）を行うもの
である。

【００１３】重みづけ量の制御は、ｎ番目の相関復調出
力をｗ_ｎ’、硬判定後の検出出力をｂ_ｎ（例えば±１Ｖ
に設定する）とするとき、ｎ番目の復調誤差 ε_ｎ＝ｗ_ｎ−ｂ_ｎ…（６） が小さくなるように（ｎ＋１）番目に用いた重みづけの
値に復調誤差ε_ｎに比例する修正を施すような学習同定
法で行われる。この方法が有効に働くためには、信号、
各干渉雑音系列の電力が、やや長い期間（例えば１００
Ｔ）で一定であるという周期定常性の仮定が必要であ
り、移動により定常性が失われる場合には良好な動作を
実現することはできない。

【００１４】更に、上述したような方法では、１干渉局
から入来する雑音の偶奇系列を直交化する必要があるの
で、チップ長Ｌの逆拡散系列で重みづけを制御すること
により直交化できる干渉局数Ｎ_Ｉは Ｎ_Ｉ≦Ｌ／２…（７） に制限される。また、（８）式を満足しても干渉局数が
多い程、干渉雑音の直交化が困難となり、特性は劣化す
るという問題点があった。尚、スペクトル拡散通信方式
には、上述の直接拡散形スペクトル拡散通信方式とは別
に周波数ホッピング（ＦＨ）方式があるが、周波数ホッ
ピング方式でも、直接拡散形スペクトル拡散通信方式ほ
ぼ同様な干渉局の妨害を大きく受けるという問題点があ
る。

【００１５】本発明は上述したような他局間干渉雑音に
対処するためのデータ通信方式に関し、従来のスペクト
ル拡散通信方式の欠点を除去し受信側ＳＮ比を前記プロ
セス利得Ｇｐに比べ著しく高めることができる付加雑音
処理による雑音制御受信方式を提供することを課題とす
る。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明にかかる付加雑音処理による雑音制御受信方
式は、２値情報を拡散系列の正負極性に対応させた系列
を送信フレームとして用い、受信側では、受信フレーム
のチップ位置に付加雑音及び受信信号の推定振幅をもつ
拡散符号を付加することによって受信フレームを修正し
た後、該修正受信フレームを前記系列により相関復調
し、該相関復調出力特性を分析評価することによって、
受信フレーム中に含まれる雑音を推定制御することを特
徴とする。また本発明にかかる付加雑音処理による雑音
制御受信方式は、互いに極性反転の関係にある２個の拡
散系列の従属する相補系列によりフレーム信号を構成
し、該受信フレームの前半である第１フレームと後半で
ある第２フレームの任意のチップ一に受信側で付加チッ
プ雑音を加えることにより、希望局拡散系列に対して該
第１、第２フレームに含まれる雑音の該拡散系列に対す
る第１、第２相互相関量を制御し、さらに受信フレーム
に含まれる希望局拡散系列の振幅を推定し、該推定振幅
の希望局拡散系列を加算した後相関復調を行い、その相
関復調出力を分析して前記第１、第２フレームに対する
相互相関量の和を０に保ちつつ両者の差がより小さくな
るように次段の前記加算入力を決定して同様な処理を施
すことを繰り返すことにより、該第１、第２の受信フレ
ームに含まれる雑音を推定し、その各々が希望局拡散系
列に対し直交化するように制御することを特徴とする。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、図面に示した実施の形態例
に基づき、本発明を詳細に説明する。本発明の原理は１
個のデータシンボルを送るための時間幅（フレーム）に
含まれる信号波を同相波とし、隣接フレームの信号波を
同相波と直交関係を持つ直交波とするフレーム構成を用
いることにより、希望局同相波の復調検出過程で、干渉
波の中の直交波による妨害を避けるようにした方式であ
る。すなわち、雑音の主体が多極からの干渉成分である
場合は、その奇相関による妨害が著しく大きいが、本発
明にかかるフレーム構成を用いると、奇相関は発生せ
ず、奇相関による妨害を回避できる。従って、受信復調
におけるＳＮ比を飛躍的に高めることができる。尚、本
発明の実施の形態例の説明にあたっては、移動通信へ応
用する観点に立ち、適用した場合の効果が大きなスペク
トル拡散通信方式を対象に、また、拡散系列としてＭ系
列を例にとり説明を行う。

【００１８】まず受信機の信号処理をベースバンド領域
に限定し、使用する信号波形と雑音波形を定義してお
く。チップとシンボルフレームの同期が維持されると仮
定すと、受信部の１シンボルフレーム入力は で表される。ここでｍ_Ｉ（ｔ），ｑ（ｔ），ｂ，Ｐ，ｘ
（ｔ），Ｔは、それぞれ拡散インパルス列、チップ波
形、フレームによって運ばれる２値情報、信号電力、雑
音過程、およびフレーム周期である。またＮチップの和
からなる拡散インパルス列は、式（２）で与えられてい
る。送信するチップインパルスが標本化関数波形変調シ
ステムを採用し、ｑ（ｔ）を標本化関数波形とすれば、
チップインパルスを帯域制限伝送路を通して歪を受ける
ことなく送ることが可能となる。２値信号ｂはＮチップ
インパルスの拡散符号ｍ_Ｉ（ｔ）を変調する。各チップ
インパルスはＭＴ_Ｃにわたり広がる標本化関数を変調す
る（ＭはＮより大きい）。この信号は受信機に送られ
る。伝送路雑音がなく、伝送路の周波数特性が平坦であ
るとき、変調で使われた標本化関数で相関復調受信を行
えば原チップインパルスを復元できる。標本化関数波形
復調では、式（１）で示した受信入力は次のようなチッ
プインパルス列の表現に書き換えられる。 ここで、ｘ_ｎは標本化関数で相関検出されるｎ番目の雑
音インパルス振幅である。実際にはｘ_ｎは未知変数であ
る。受信機復調回路の整合フィルタＭＦ（図１において
はＭ系列発生器６、乗算器７及び積分器８で構成、また
後述する図６の整合フィルタ雉に当たる。）は、次の逆
拡散出力ｕ（ｔ）を生成する。 それぞれ信号の相関成分、雑音の相関成分である。

【００１９】図５は受信機の整合回路出力波形の一例で
あって、（ａ）はチップ雑音を加えない場合、（ｂ）は
チップ雑音を加えた場合を示す波形図である。図５
（ａ）の上段は雑音インパルス系列の一例を示す。波線
はＭ系列の一例で、ここではわかり易いように方形波で
示したが、実際は受信側のチップベース相関処理により
雑音と同様にインパルス列で入来すると考えてよい。雑
音ｘ_ｎのみが入来したと考えたと ここで、例えば、ｊ＝１番目のチップにチップ雑音ｚ
（ｊ）を加え、その値を調整す いに一致する点が存在する。図５（ｂ）はその場合が示
されている。このとき、ｚ（ｊ）＝ｚ_０としよう。図５
（ｂ）の状態では、ρ＝０となり、雑音ｘ_ｎは、Ｍ系列
に対して直交する。しかし、ｚ_０の値を見つけることは
簡単ではなく、以下に雑音の直交化に必要なチップ雑音
ｚ_０を求める方式について説明する。なお、信号が含ま
れた

【００２０】 いれば、式（８）は次式で表現される。 なお、ｓ（ｔ）は とも表現でき、２個の極性の異なるＭ系列の縦続結合で
ある。フレーム長は ２フレームとしよう。図６は本発明の受信方式に係る雑
音直交化装置の構成の一形態例を示すブロッ 構成する。雑音推定処理回路ＮＩＰはチップ雑音ｚ
（ｔ）、推定信号振幅をもつ基準拡散系列 ら供給される付加信号（チップ雑音ｚ（ｔ）及び、希望
局基準信号ｓ（ｔ）に推定振 修正受信信号ｒ_ｍ（ｔ）は、雑音推定処理回路ＮＩＰか
ら供給される逆拡散信号ｄ（ｔ）により相関分析され、
その結果出力ｕ_Ｄが生成される。ＮＩＰはｕ_Ｄを分析し
次段の出力 回繰り返し最終段出力のｕ_ＤがＤＥＣで硬判定される。
なお、逆拡散信号ｄ（ｔ）は次式で与えられ、ｐ_ｄ（∈
±１）は各制御段に対応する値をとる。 ｄ（ｔ）＝ｍ（ｔ）＋ｐ_ｄｍ（ｔ−Ｔ） （１９） 出力する。

【００２１】図７にこの方式におけるｂ＝１の場合の制
御過程を示す。左端のｋは制御段階を示す番号であり、
ｋ段目の初期入力をでｒ_ｋ（ｔ）で左端に示している。
第１段ではｒ_１（ｔ）に付加チップ雑音ｚ（ｔ）を加え
る。ｚ（ｔ）＝ｚ_１（ｔ）＋ｚ_２（ｊ′＋Ｎ）
（２０）ここでｚ_１，ｚ_２は第１、第２フレー
ムのｊとｊ’番目のチップに加える付加電圧である。ｚ
_１＝ｚ_２＝０から始め、ｐ_ｄ＝１として逆拡散を施し積
分出力ｕ_１Ｄ（第１フレームの雑音による相関出力ρ_１
と第２フレームの出力ρ_２の和）を求める。 ｕ_Ｄ１＝ρ_１＋ρ_２ （→０） （２１） となる。

【００２２】 求めるがその値は０となる。しかし ｐ_ｄ＝−１として
次式の第２段出力を求めると となる。

【００２３】 が得られる。

【００２４】 する出力である。入力信号がｂ＝−１の場合は、第２第
４段と第３第５段がほぼ交換され出力は式（２６）に一
致する。この場合はｕ_Ｄ５が条件付仮判定出力に対応す
る出力となる。

【００２５】上述のごとく、図６の構成では、式（２
６）の出力の中、何れが真の出力であるかを決定するこ
とはできない。図７の例では、ｂ＝１の入力が加えられ
ているので、出力ｕ_Ｄ４が真の出力を与えているが、こ
れを確定するための判定方法を以下に説明する。図７の
第２段と第３段で得られるフレーム入力に付加雑音
ｚ′，ｚ″を加えた状態における推定雑音ｒ_２（ｔ）と
ｒ_３（ｔ）は次式で与えられる。 ｘ_２（ｔ）はｓ（ｔ）にほぼ直交化した雑音であるが、
ｘ_３（ｔ）はｓ（ｔ）に対する直交化成分と大きな同相
成分からなる。これから両者の推定雑音電力をインパル
ス表示を用いて下式のように定義する。

【００２６】Ｐ_ｘ２はｒ_１（ｔ）がｂ＝１入力と仮定し
た場合に対する直交雑音電力、Ｐ_ｘ３はｒ_１（ｔ）がｂ
＝−１入力と仮定した場合の直交雑音電力である。直交
化後の全雑音電力がより小さい方が確率的には妥当な仮
定を与える。したがって最終判定基準として次式を定義
する。 いるので、仮定した２値の各々を直交化するために必要
な雑音電力の差が顕著に現れる。

【００２７】云うまでもなく、ｘ_１（ｔ）のｓ（ｔ）に
対する直交分が小さく、かつ相関値ρ_１−ρ_２が− ことがありうるが、その生起確率は極めて小さい。この
方式の復調原理は、仮定した信号入力に対し雑音を直交
化し、その結果得られる雑音電力を比較する方法にもと
ずくので、比較的簡単に実現できる。

【００２８】

【発明の効果】上述したように、本発明はスペクトル拡
散通信ＤＳ−ＳＳ変調によるＣＤＭＡ通信方式に応用す
れば雑音電力に依存しない復調ができるので、復調処理
後のＳＮ比を従来方式の整合ろ波復調によるＳＮ比に比
し、著しく高めうることになり、誤り率を改善できる点
で卓効を奏する。

【００２９】

【図面の簡単な説明】

【図１】移動通信システムの一般的な構成を示すブロッ
ク図。

【図２】伝送過程にある信号のスペクトルを模擬的に示
す図。

【図３】Ｍ系列による復調（逆拡散）を行った後のスペ
クトルを模擬的に示す図。

【図４】直接拡散形スペクトル拡散変調方式の拡散系列
と送信フレーム波形を示す図。

【図５】受信機の整合回路出力波形の一例を示す図。

【図６】本発明の受信方式に係る雑音直交化装置の構成
の一形態例を示すブロック図。

【図７】本発明の受信方式におけるｂ＝１の場合の制御
過程を説明を示す図。

【符号の説明】

１：系列発生器 ２：発振器 ３：増幅器 ４：局部発振器 ５：低域ろ波器 ６：系列発生器 ７：乗算器 ８：積分器 ９：検波器 １０：周期検波器 １１：スペクトル拡散変調信号 １２：環境雑音スペクトル １３：Ｍ系列による復調が行われたスペクトル拡散信号 １４：Ｍ系列による復調が行われた環境雑音

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直接拡散型スペクトル拡散通信方式にお
   いて、２値情報を拡散系列の正負極性に対応させた系列
   を送信フレームとして用い、受信側では、受信フレーム
   のチップ位置に付加雑音及び受信信号の推定振幅をもつ
   拡散符号を付加することによって受信フレームを修正し
   た後、該修正受信フレームを前記系列により相関復調
   し、該相関復調出力特性を分析評価することによって、
   受信フレーム中に含まれる雑音を推定制御することを特
   徴とする付加雑音処理による雑音制御形受信方式。
2. 【請求項２】 直接拡散型スペクトル拡散通信方式にお
   いて、互いに極性反転の関係にある２個の拡散系列の従
   属する相補系列によりフレーム信号を構成し、該受信フ
   レームの前半である第１フレームと後半である第２フレ
   ームの任意のチップ一に受信側で付加チップ雑音を加え
   ることにより、希望局拡散系列に対して該第１、第２フ
   レームに含まれる雑音の該拡散系列に対する第１、第２
   相互相関量を制御し、さらに受信フレームに含まれる希
   望局拡散系列の振幅を推定し、該推定振幅の希望局拡散
   系列を加算した後相関復調を行い、その相関復調出力を
   分析して前記第１、第２フレームに対する相互相関量の
   和を０に保ちつつ両者の差がより小さくなるように次段
   の前記加算入力を決定して同様な処理を施すことを繰り
   返すことにより、該第１、第２の受信フレームに含まれ
   る雑音を推定し、その各々が希望局拡散系列に対し直交
   化するように制御することを特徴とする付加雑音処理に
   よる雑音制御形受信方式。
3. 【請求項３】 前記推定振幅の希望局拡散系列を加算し
   たフレーム及び減算したフレームの各々に対し、チップ
   雑音を付加して雑音を直交化した後、該各フレームの該
   付加チップ雑音を含む雑音の全電力を求め、前記２個の
   フレームに対する該電力の大小関係から復調判定を行う
   ことを特徴とする請求項２記載の付加雑音処理による雑
   音制御形受信方式。