JPH118570A

JPH118570A - データ通信システム

Info

Publication number: JPH118570A
Application number: JP9158633A
Authority: JP
Inventors: Shoichi Koga; 正一古賀; Satoshi Hasako; 里志羽迫; Yuji Igata; 裕司井形
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-06-16
Filing date: 1997-06-16
Publication date: 1999-01-12

Abstract

(57)【要約】【課題】同じ周波数帯域内でＦＨ−ＭＦＳＫ方式とＭ
ＦＳＫ方式とを同時に利用できるデータ通信システムを
提供する。【解決手段】ＦＨ−ＭＦＳＫ方式の信号強度に対し、
ＭＦＳＫ方式の信号強度にオフセット利得をもたせる。
そのために、送信モデム１Ｔに、入力された高速データ
から所望の帯域に対するＭＦＳＫ変調信号を発生するた
めのＭＦＳＫ変調部１ＭＴと、該ＭＦＳＫ変調信号の強
度を予め決められた利得分だけ増幅するためのアンプ１
ＡＭＰと、入力された低速データから所望の帯域に対す
るＦＨ−ＭＦＳＫ変調信号を発生するためのＦＨ−ＭＦ
ＳＫ変調部１ＦＴと、前記アンプの出力と前記ＦＨ−Ｍ
ＦＳＫ変調部の出力とを重畳するための加算部１ＡＤＤ
と、該加算部の出力を電力増幅して伝送路に出力するた
めのフロントエンド１ＦＲＴとを設ける。受信モデム１
Ｒでは、ＦＨ−ＭＦＳＫ復調だけでなく、最大値判定に
よるＭＦＳＫ復調が行われる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、データ通信システ
ムに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】データ通信システムにおいて、時分割多
重アクセス（ＴＤＭＡ）方式、符号分割多重アクセス
（ＣＤＭＡ）方式等の多重化技術が知られている。

【０００３】また、スペクトラム拡散技術を用いたデー
タ通信方式には、大きく分けて、直接拡散（ＤＳ）方式
と周波数ホッピング（ＦＨ）方式とがある。ＦＨ方式
は、周波数を時間的に変化（ホッピング）させることに
より周波数選択的な妨害やフェージングを回避するもの
であり、ホッピング速度の違いにより高速ＦＨ方式と低
速ＦＨ方式とに分類される。とりわけ高速ＦＨ方式は、
シンボルレートに比べて短時間（高速）に周波数を切り
替えながら通信を行うもので、低速ＦＨ方式に比べて、
ハードウェア規模は大きく増加するものの、伝送路特性
の時間的変化が比較的速い場合にも優れた通信性能を有
する。

【０００４】ＦＨ方式の１次変調として、周波数シフト
キーイング（ＦＳＫ）方式、位相シフトキーイング（Ｐ
ＳＫ）方式等の変調方式があげられる。ただし、位相制
御が不要である等の回路の簡単さから、ＦＳＫ方式、特
に多値周波数シフトキーイング（ＭＦＳＫ）方式がよく
用いられる。

【０００５】D.J.Goodman et al.,"Frequency-Hopped M
ultilevel FSK for Mobile Radio",Bell System Techni
cal Journal, Vol.59, No.7, pp.1257-1275, September
1980には、符号多重ＭＦＳＫ方式の１つとしてＦＨ−
ＭＦＳＫ方式が示されている。これによれば、Ｍを整数
として、高速ＦＨ方式に基づいて所要帯域内にＭ本の周
波数（トーン）を用意し、時間／周波数マトリクス上
で、ユーザーごとにユニークな符号が割り当てられる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＦＨ−
ＭＦＳＫ方式では、特定のユーザーの通信速度を上げる
ためには複数のチャンネルを併用しなければならず、復
号処理におけるハードウェア規模の増大を招いた。ま
た、送信電力の最大値が規定される場合には、複数の周
波数を用いることによるＳ／Ｎ（信号対雑音）比の劣化
を招いた。

【０００７】本発明の目的は、マイクロセル環境下にお
いて、ＦＨ−ＭＦＳＫ方式と、高速チャンネルを提供す
るためのＭＦＳＫ方式とを同時に利用できるようにする
ことにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のデータ通信システムは、ＦＨ−ＭＦＳＫ方
式の信号強度に対し、ＭＦＳＫ方式の信号強度にオフセ
ット利得をもたせることによって、両方式を同時に使用
できるように構成したものである。

【０００９】具体的には、送信モデムは、入力された高
速データから所望の帯域に対するＭＦＳＫ変調信号を発
生するためのＭＦＳＫ変調部と、該ＭＦＳＫ変調信号の
強度を予め決められた利得分だけ増幅するためのアンプ
と、入力された低速データから所望の帯域に対するＦＨ
−ＭＦＳＫ変調信号を発生するためのＦＨ−ＭＦＳＫ変
調部と、前記アンプの出力と前記ＦＨ−ＭＦＳＫ変調部
の出力とを重畳するための加算部と、該加算部の出力を
電力増幅して伝送路に出力するためのフロントエンドと
からなる。一方、受信モデムは、伝送路から受信信号を
取り出すためのフロントエンドと、該フロントエンドの
出力に含まれる所望帯域内の全周波数強度を抽出するた
めのキャリア検出部と、該キャリア検出部の出力を最大
値判定によりＭＦＳＫ復調するためのＭＦＳＫ復調部
と、前記キャリア検出部の出力をＦＨ−ＭＦＳＫ復調す
るためのＦＨ−ＭＦＳＫ復調部とからなる。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。

【００１１】図１は、本発明に係るデータ通信システム
におけるモデムのハードウェア構成例を示している。以
下、ＭＦＳＫ方式及びＦＨ−ＭＦＳＫ方式における多値
数Ｍが１６の場合について説明する。

【００１２】図１の送信モデム１Ｔにおいて、１ＭＴは
ＭＦＳＫ変調部、１ＦＴはＦＨ−ＭＦＳＫ変調部、１Ａ
ＭＰはアンプ、１ＡＤＤは加算器、１ＦＲＴはフロント
エンドを表している。受信モデム１Ｒにおいて、１ＦＲ
Ｒはフロントエンド、１ＣＤはキャリア検出部、１ＭＲ
はＭＦＳＫ復調部、１ＦＲはＦＨ−ＭＦＳＫ復調部を表
している。

【００１３】送信モデム１Ｔには、１チャンネル分の高
速データがＭＦＳＫ変調部１ＭＴに、また、２チャンネ
ル分の低速データ１、低速データ２がＦＨ−ＭＦＳＫ変
調部１ＦＴにそれぞれ入力される。図２（ａ）〜（ｃ）
は、入力データのタイミングを示す。ＭＦＳＫ変調方式
の１チャンネルは、ＦＨ−ＭＦＳＫ変調方式の１チャン
ネルに比べて８倍の通信速度をもつ。図３は、図２
（ａ）〜（ｃ）の入力データに基づいて生成される周波
数を、高速データの場合には○、低速データ１の場合に
は△、低速データ２の場合には×のシンボルによって表
現したものである。ここで、低速データ１に対しては傾
き「＋２」のホッピングが、低速データ２に対しては傾
き「−２」のホッピングがそれぞれＭ＝１６を法とする
モジュロ演算により行われている。

【００１４】図１中のＭＦＳＫ変調部１ＭＴは、４ビッ
トごとに区切られた高速データから、ＭＦＳＫ方式とし
ての周波数を順に選択して生成する。アンプ１ＡＭＰ
は、ＭＦＳＫ変調部１ＭＴの出力をオフセット利得分だ
け増幅する。ＦＨ−ＭＦＳＫ変調部１ＦＴは、各々４ビ
ットごとに区切られた低速データ１及び低速データ２か
ら、それぞれＦＨ−ＭＦＳＫ方式としてのホッピング系
列の周波数を順に選択して生成する。アンプ１ＡＭＰの
出力及びＦＨ−ＭＦＳＫ変調部１ＦＴの出力は、加算器
１ＡＤＤで重畳された後に、フロントエンド１ＦＲＴで
電力増幅されて送信信号として伝送路に出力される。

【００１５】図４は、本システムにおける送信モデム１
Ｔの出力スペクトラムを示す。それぞれの周波数におい
て、ＭＦＳＫ方式スペクトラムの方がＦＨ−ＭＦＳＫ方
式スペクトラムに比べて、オフセット利得分だけ高くな
っている。

【００１６】図１中の受信モデム１Ｒには、伝送路から
受信信号が入力される。フロントエンド１ＦＲＲは、受
信信号の帯域制限と電力増幅とを行う。キャリア検出部
１ＣＤは、タイムスロットごとに所望の帯域内に存在す
る全ての周波数強度を抽出し、その結果をＭＦＳＫ復調
部１ＭＲ及びＦＨ−ＭＦＳＫ復調部１ＦＲに対して出力
する。ＭＦＳＫ復調部１ＭＲは、周波数強度の最大値判
定により４ビットのデータを順次つなぎ合わせて、高速
データとして復号化する。ＦＨ−ＭＦＳＫ復調部１ＦＲ
は、各々のチャンネルごとに、しきい値を越えた周波数
によって逆ホッピングを行い、低速データ１及び低速デ
ータ２を復号化する。

【００１７】図５は、図１中のＭＦＳＫ変調部１ＭＴの
ハードウェア構成を示す。図５において、４ＦＳは周波
数選択部、４ＤＤＳはディジタルダイレクトシンセサイ
ザ、４ＭＩはミキサ、４ＭＱはミキサ、４ＳＧは発振
器、４ＰＳは位相シフタ、４ＡＤＤは加算器を表してい
る。

【００１８】周波数選択部４ＦＳは、高速データの４ビ
ットごとに、対応する周波数を選択する。ディジタルダ
イレクトシンセサイザ４ＤＤＳは、選択された周波数の
ベースバンド信号ＢＩ及びＢＱを、ＢＩ＝ｃｏｓ（２π×Δｆ×ｋ×ｔ）ＢＱ＝ｓｉｎ（２π×Δｆ×ｋ×ｔ）に従って発生する。ここに、Δｆは隣り合う周波数どう
しの間隔を、ｋはｋ＝１，２，３，…，１６を、ｔは時
間をそれぞれ表す。ベースバンド信号ＢＩはミキサ４Ｍ
Ｉに、またベースバンド信号ＢＱはミキサ４ＭＱにそれ
ぞれ入力される。ミキサ４ＭＩには、発振器４ＳＧで発
生された周波数ｆｃの信号が位相シフタ４ＰＳで９０°
位相シフトされて入力されており、またミキサ４ＭＱに
は、発振器４ＳＧで発生された周波数ｆｃの信号がその
まま入力されている。加算器４ＡＤＤは、Ｗ＝ＢＩ×ｓｉｎ（２π×ｆｃ×ｔ）＋ＢＱ×ｃｏｓ（２π×ｆｃ×ｔ）＝ｓｉｎ（２π×（ｆｃ＋Δｆ×ｋ）×ｔ）に従う直交変調により、ＭＦＳＫ変調信号Ｗを出力す
る。

【００１９】図６は、ＭＦＳＫ変調部とＦＨ−ＭＦＳＫ
変調部とを混在化したハードウェア構成を示している。
図６において、５ＦＣはＦＨ−ＭＦＳＫ符号化部、５Ｆ
Ｓは周波数選択部、５ＤＤＳはディジタルダイレクトシ
ンセサイザ、５ＭＩはミキサ、５ＭＱはミキサ、５ＳＧ
は発振器、５ＰＳは位相シフタ、５ＡＤＤは加算器を表
している。この場合、ディジタルダイレクトシンセサイ
ザ５ＤＤＳにおいて、ＭＦＳＫ方式についてはオフセッ
ト利得を見込んで、またＦＨ−ＭＦＳＫ方式については
符号化に応じて、複数チャンネル分のキャリア生成がで
きればよい。その他の構成は図５の場合と全く同じとな
る。

【００２０】図７は、図１中のキャリア検出部１ＣＤの
ハードウェア構成を示している。図７において、６Ｍは
ミキサ、６ＳＧは発振器、６ＬＰＦはローパスフィル
タ、６ＡＭＰはアンプ、６ＡＤはＡ／Ｄ変換器、６ＤＦ
は離散フーリエ変換部、６ＷＣはウインドゥ制御部を表
している。

【００２１】フロントエンド１ＦＲＲから入力される信
号は、発振器６ＳＧとミキサ６Ｍとによりディジタル信
号処理が可能な帯域へダウンコンバートされる。ダウン
コンバートされた信号は、ローパスフィルタ６ＬＰＦで
帯域制限された後、アンプ６ＡＭＰで正規化レベルまで
増幅された後に、Ａ／Ｄ変換器６ＡＤでディジタル値へ
変換される。離散フーリエ変換部６ＤＦは、ウインドゥ
制御部６ＷＣからのタイムスロット信号に同期して、Ａ
／Ｄ変換器６ＡＤの出力から相関演算による各周波数強
度を算出する。算出された周波数強度は、ＭＦＳＫ復調
部１ＭＲ及びＦＨ−ＭＦＳＫ復調部１ＦＲへ供給され
る。

【００２２】上記のような受信モデム１Ｒの構成によ
り、キャリア検出部１ＣＤの出力に対する簡単な最大値
判定演算でＭＦＳＫ方式の復調ができる。一方、このＭ
ＦＳＫ方式の信号は、その信号強度の大小に関わらず、
ＦＨ−ＭＦＳＫ方式の復調に対して１キャリア分の妨害
としてのみ働き、これは逆ホッピングによる符号化利得
で抑制される。したがって、両方式の同時使用が可能と
なる。

【００２３】図８は、本発明に係るＣＤＭＡ方式を採用
したデータ通信システムにおけるマイクロセル内の無線
局（基地局、子局Ａ、子局Ｂ、子局Ｃ）の配置例を示し
ている。また、図９は、本システムで用いる２つのサブ
バンド（サブバンド１、サブバンド２）を表している。
サブバンド１及び２のそれぞれでは、Ｍ＝１６のＭＦＳ
Ｋ方式及びＦＨ−ＭＦＳＫ方式の同時通信が行われる。
ここで、子局から基地局への通信を上り通信とし、基地
局から子局への通信を下り通信とする。図８の通信Ａ１
は子局Ａから基地局へのＭＦＳＫ方式によるサブバンド
１を用いた上り通信を、通信Ａ２は基地局から子局Ａへ
のＭＦＳＫ方式によるサブバンド２を用いた下り通信
を、通信Ｂ１は子局Ｂから基地局へのＦＨ−ＭＦＳＫ方
式によるサブバンド１を用いた上り通信を、通信Ｂ２は
基地局から子局ＢへのＦＨ−ＭＦＳＫ方式によるサブバ
ンド２を用いた下り通信を、通信Ｃ１は子局Ｃから基地
局へのＦＨ−ＭＦＳＫ方式によるサブバンド１を用いた
上り通信を、通信Ｃ２は基地局から子局ＣへのＦＨ−Ｍ
ＦＳＫ方式によるサブバンド２を用いた下り通信をそれ
ぞれ表している。なお、通信Ａ１及び通信Ａ２では、Ｍ
ＦＳＫ方式を用いるため、オフセット利得が加えられ
る。

【００２４】図１０は、図８のシステムにおける子局用
の無線モデムのハードウェア構成例を示している。図１
０において、９ＣＤはコーデック部、９ＦＳは周波数選
択部、９ＤＤＳはディジタルダイレクトシンセサイザ、
９ＭＩはミキサ、９ＭＱはミキサ、９ＳＧＴは発振器、
９ＰＳは位相シフタ、９ＡＤＤは加算器、９ＰＡはパワ
ーアンプ、９ＡＴＳはアンテナ共用器、９ＡＴはアンテ
ナ、９ＢＰＦはバンドパスフィルタ、９ＬＮＡはローノ
イズアンプ、９Ｍはミキサ、９ＳＧＲは発振器、９ＬＰ
Ｆはローパスフィルタ、９ＡＭＰはアンプ、９ＡＤはＡ
／Ｄ変換器、９ＤＦは離散フーリエ変換部、９ＷＣはウ
インドゥ制御部を表している。

【００２５】図１０において、コーデック部９ＣＤ、パ
ワーアンプ９ＰＡ、アンテナ共用器９ＡＴＳ、アンテナ
９ＡＴ、バンドパスフィルタ９ＢＰＦ及びローノイズア
ンプ９ＬＮＡ以外の構成は、図１〜図６の例と同様であ
るので、説明を省略する。

【００２６】コーデック部９ＣＤは、対象となるチャン
ネルのＭＦＳＫ方式又はＦＨ−ＭＦＳＫ方式のどちらか
に対して、入力される送信データのレート変換を行う。
コーデック部９ＣＤからの４ビット単位の多値データ
は、周波数選択部９ＦＳへ供給される。パワーアンプ９
ＰＡでは、直交変調によってサブバンド１の帯域で生成
された周波数がパワーコントロール信号により増幅制御
される。増幅された信号は、アンテナ共用器９ＡＴＳを
経て、アンテナ９ＡＴから出力される。

【００２７】一方、アンテナ９ＡＴから受信された信号
は、アンテナ共用器９ＡＴＳを経てバンドパスフィルタ
９ＢＰＦに入力される。バンドパスフィルタ９ＢＰＦ
は、サブバンド２の帯域の成分だけを取り出す。取り出
された成分は、ローノイズアンプ９ＬＮＡで増幅され
て、ミキサ９Ｍに供給される。離散フーリエ変換部９Ｄ
Ｆの出力は、コーデック部９ＣＤにおいて、対象となる
チャンネルの通信方式に応じて復調される。ここで、基
地局からの電力制御要求を受けた場合には、パワーコン
トロール信号によりパワーアンプ９ＰＡの利得制御が行
われる。

【００２８】基地局の無線モデムのハードウェア構成
は、図１０の子局の場合において、発振器９ＳＧＴと発
振器９ＳＧＲとの周波数を入れ換え、パワーコントロー
ル信号を取り除き、コーデック部９ＣＤにおいて全チャ
ンネル分の変復調処理を同時に行えるように構成すれば
よい。

【００２９】図８の例における各子局から基地局への上
り通信では、経路差によって生じる遅延時間のためにタ
イムスロットの同期の精度が問題となる場合がある。そ
こで、特定の通信チャンネルにおいて無線回線接続の際
に遅延時間補正を行うことが望ましい。図１１（ａ）
は、接続シーケンスと同時通信シーケンスとが定期的に
繰り返されることを示している。また図１１（ｂ）は、
図１１（ａ）中の接続シーケンス部分を拡大表示したも
のであって、基地局から子局への下り通信と、子局から
基地局への上り通信との間に遅延が生じた状態を示して
いる。この場合には、下り通信と上り通信との間で生じ
る遅延時間量がループバックを用いた双方向ダミー通信
により基地局側で求められる。このとき子局では、基地
局からの下り通信のタイムスロットに同期をとって受信
している。ダミー通信が終了すると、基地局から子局に
対して遅延時間量が送信され、子局では送信について該
遅延時間量分の同期補正を行う。これにより、同時通信
シーケンスの上り通信において、各チャンネルのタイム
スロットの同期精度が改善される。

【００３０】以上のような構成により、マイクロセル内
での無線通信において、各サブバンドごとにＭＦＳＫ方
式とＦＨ−ＭＦＳＫ方式とを同時通信できるシステムが
構築できる。

【００３１】図１２は、本発明に係るＴＤＭＡ方式を採
用したデータ通信システムにおけるマイクロセル内の無
線局（基地局、子局Ａ、子局Ｂ、子局Ｃ）の配置例を示
している。本システムでは、子局から基地局への上り通
信と基地局から子局への下り通信とを、図４に示した１
つの帯域内で、ＴＤＭＡ方式によって多重化する。図１
２の通信Ａ１は子局Ａから基地局へのＭＦＳＫ方式によ
る奇数スロットを用いた上り通信を、通信Ａ２は基地局
から子局ＡへのＭＦＳＫ方式による偶数スロットを用い
た下り通信を、通信Ｂ１は子局Ｂから基地局へのＦＨ−
ＭＦＳＫ方式による奇数スロットを用いた上り通信を、
通信Ｂ２は基地局から子局ＢへのＦＨ−ＭＦＳＫ方式に
よる偶数スロットを用いた下り通信を、通信Ｃ１は子局
Ｃから基地局へのＦＨ−ＭＦＳＫ方式による奇数スロッ
トを用いた上り通信を、通信Ｃ２は基地局から子局Ｃへ
のＦＨ−ＭＦＳＫ方式による偶数スロットを用いた下り
通信をそれぞれ表している。なお、通信Ａ１及び通信Ａ
２では、ＭＦＳＫ方式を用いるため、オフセット利得が
加えられる。

【００３２】図１３は、ＴＤＭＡ方式による通信シーケ
ンスを示す。奇数スロット内では上り通信で、偶数スロ
ット内では下り通信でそれぞれＭＦＳＫ方式とＦＨ−Ｍ
ＦＳＫ方式とによる同時通信が行われている。

【００３３】以上のような構成により、ＭＦＳＫ方式と
ＦＨ−ＭＦＳＫ方式との同時通信の特徴を活かしたま
ま、１マイクロセル内でＴＤＭＡ方式の優れた周波数利
用効率が期待できる。また、マイクロセルごとには、Ｃ
ＤＭＡ方式の優れた空間的再利用効率が期待できる。

【００３４】図１４は、本発明に係るＤＳ方式を採用し
たデータ通信システムにおける各無線局（基地局、子局
Ａ、子局Ｂ、子局Ｃ）の配置例を示す。図１４におい
て、子局Ａから基地局への通信及び子局Ｂから基地局へ
の通信には、ＤＳ方式で、拡散符号の同期検波による復
調がなされており、更に基地局での受信電界強度が等し
くなるように、不図示の制御回線を通じて送信電力制御
が行われている。これに対して子局Ｃから基地局への通
信が新たに加わるものとする。

【００３５】図１５（ａ）〜（ｃ）は、新たな送信局と
しての子局Ｃの通信シーケンスを表している。子局Ｃ
は、プリアンブル期間中は、許容された最大の信号強度
で基地局に対して送信を行う。プリアンブル期間中の子
局Ｃでの拡散処理は遅延検波のために１シンボルごとに
拡散符号のちょうど１系列が割り当てられている。基地
局では、遅延検波による逆拡散の後に、シンボルの同期
引き込みを行う。更に、制御回線を用いて子局Ｃに信号
電力を低減させ、拡散符号の同期検波への切り替えを行
わせる。これにより多重度をそれほど劣化させることな
く、基地局での逆拡散処理における、拡散符号の同期の
ためのオーバーヘッドを短縮できる。なお、プリアンブ
ル期間の終了後に、遅延検波で用いた拡散符号を更に長
い系列に変更することで、システムの多重度を上げるこ
とも可能である。

【００３６】

【発明の効果】以上説明してきたとおり、本発明によれ
ば、ＦＨ−ＭＦＳＫ方式の信号強度に対し、ＭＦＳＫ方
式の信号強度にオフセット利得をもたせることとしたの
で、両方式を同時に使用できるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るデータ通信システムにおけるモデ
ムのハードウェア構成例を示すブロック図である。

【図２】（ａ）〜（ｃ）は、図１中の送信モデムの入力
データのタイミング図である。

【図３】図２（ａ）〜（ｃ）の入力データに基づく周波
数生成図である。

【図４】図１中の送信モデムの出力スペクトラム図であ
る。

【図５】図１中のＭＦＳＫ変調部のハードウェア構成を
示すブロック図である。

【図６】図１中のＭＦＳＫ変調部とＦＨ−ＭＦＳＫ変調
部とを混在させたハードウェア構成例を示すブロック図
である。

【図７】図１中のキャリア検出部のハードウェア構成を
示すブロック図である。

【図８】本発明に係るＣＤＭＡ方式を採用したデータ通
信システムにおけるマイクロセル内の無線局の配置例を
示す図である。

【図９】図８の例におけるサブバンド構成図である。

【図１０】図８の例における子局無線モデムのハードウ
ェア構成例を示すブロック図である。

【図１１】（ａ）及び（ｂ）は、図８の例における遅延
時間補正のための通信シーケンス図である。

【図１２】本発明に係るＴＤＭＡ方式を採用したデータ
通信システムにおけるマイクロセル内の無線局の配置例
を示す図である。

【図１３】図１２の例における通信シーケンス図であ
る。

【図１４】本発明に係るＤＳ方式を採用したデータ通信
システムにおける無線局の配置例を示す図である。

【図１５】（ａ）〜（ｃ）は、図１４中の基地局におけ
る各子局からの受信信号の波形を示す図である。

【符号の説明】

１Ｔ送信モデム１ＭＴＭＦＳＫ変調部１ＦＴＦＨ−ＭＦＳＫ変調部１ＡＭＰアンプ１ＡＤＤ加算器１ＦＲＴフロントエンド１Ｒ受信モデム１ＦＲＲフロントエンド１ＣＤキャリア検出部１ＭＲＭＦＳＫ復調部１ＦＲＦＨ−ＭＦＳＫ復調部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】同じ周波数帯域内で多値周波数シフトキ
ーイング（ＭＦＳＫ）方式と符号多重ＭＦＳＫ方式とを
同時に使用してデータ通信をするためのシステムであっ
て、ＭＦＳＫ方式の受信信号強度が符号多重ＭＦＳＫ方式の
受信信号強度を上回るように、送信電力が制御されるこ
とを特徴とするデータ通信システム。
【請求項２】マイクロセル方式によるデータ通信シス
テムであって、全周波数帯域が複数の副周波数帯域（サブバンド）に分
割され、同一マイクロセル内の基地局から各子局への下り通信
と、各子局から基地局への上り通信とに前記サブバンド
が重複しないように割り当てられ、前記各サブバンドごとには、多値周波数シフトキーイン
グ（ＭＦＳＫ）方式と符号多重ＭＦＳＫ方式とを同時に
使用した通信が行われることを特徴とするデータ通信シ
ステム。
【請求項３】マイクロセル方式によるデータ通信シス
テムであって、同じ周波数帯域内で、同一マイクロセル内の基地局から
各子局への下り通信と、各子局から基地局への上り通信
との多重化が時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）方式によ
って行われ、前記基地局から子局への下り通信と前記子局から基地局
への上り通信には、多値周波数シフトキーイング（ＭＦ
ＳＫ）方式と符号多重ＭＦＳＫ方式とを同時に使用した
通信が行われることを特徴とするデータ通信システム。
【請求項４】直接拡散（ＤＳ）方式によるスペクトラ
ム拡散を用いたデータ通信システムであって、受信装置が遅延検波を用いた逆拡散によってシンボル同
期を確立するまでは、送信装置は許容された最大の信号
レベルでプリアンブルのための信号を送信することを特
徴とするデータ通信システム。