JPH11515100A - 流体の流量を音響的に測定する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 流体の流れ内の２つの点の間の流体流量を測定する方法であって、逆方向に伝送される２つの各音響信号のそれぞれの伝播時間の測定と、各信号内にそれぞれ誘起される位相シフトの測定とを組合わせる。対応音響位相シフトは受信された各信号をサンプルしてディジタル化し、そして同期検出することによって決定される。本方法は一連の繰り返しからなり、各繰り返しは、先行繰り返し時の同期検出によって発生した音響位相シフトの値に依存してプログラム可能な位相シフトを決定することを含み、それによって現在の繰り返しにおける同期検出段階の結果ができる限り０に近づき、従って音響位相シフトが実質的に最後のプログラム可能な位相シフトと同一になる。

Description

【発明の詳細な説明】 流体の流量を音響的に測定する方法要 約 本発明は、流体の流れの２つの点の間の流体の流量を測定する方法に関する。 本方法によれば、逆方向に伝送される２つの音響信号のそれぞれの伝播時間の測 定と、各信号にそれぞれ含まれる音響位相シフトの測定とを組合わせる。受信さ れた各信号は、サンプルされてディジタル化され、同期検出によって対応する音 響位相シフトが決定される。連続する繰り返し中に、本方法は、先行繰り返し中 に同期検出によって得た各繰り返し毎の音響位相シフトの値に関連付けたプログ ラム可能な位相シフトを決定するので、現在の繰り返しを同期検出する段階の結 果は可能な限りゼロに接近し、音響位相シフトは最終的なプログラム可能な位相 シフトにほぼ等しくなる。 本要約は、図２に関連する。 本発明は、流体の流れの方向に離間した２つの点の間の流体の流量を測定する 方法に関する。本方法によれば、流量は上記２点間で逆方向に伝送される２つの 音響信号の伝播時間の測定と、上記流れ内の上記各音響信号の伝播によって各音 響信号内に誘起される音響位相シフトの測定とを組合わせることによって求めら れる。 多年にわたって、パイプ内を流れる流体の流量（またはその体積）は、その流 体の流れの方向に離間した点に位置定めされた２つの音響変換器の間で伝送され る音響信号の伝播を使用することによって測定されてきた。 原理を述べれば、第１の変換器から第２の変換器へ伝送される音響信号が第２ の変換器によって受信され、この音響信号の伝播時間Ｔ１が測定される。 同様に、第２の変換器から第１の変換器へ伝送され、第１の変換器によって受 信された後に音響信号の伝播時間Ｔ２が測定される。 パイプ内の流体の流量Ｑは以下のように書くことができる。 Ｑ＝(ＳＬ/2)(Ｔ2−Ｔ1) / Ｔ1 Ｔ2 ここに、Ｓは２つの音響変換器の間の流れに使用される平均通過断面であり、Ｌ は変換器を分離させている距離である。 音響信号の伝播時間を精密に測定することは比較的複雑であり、これは要求さ れる精度に依存する。 これらの理由から、流量の測定に関して、位相測定がより簡単に所望の精密さ を得ることができるので、単に伝播時間を測定する方法よりは、位相測定方法の 方が好まれる。欧州特許出願第0426309号には、流体の流量を測定し、流体カウ ンタ内に使用することができる方法が開示されており、流体の流れの方向に離間 した２つの点の間に逆方向に伝送される２つの音響信号の伝播時間の測定と、上 記流れ内を上記各音響信号が伝播することによって各音響信号内に誘起される音 響位相シフトの測定とを組合わせている。 パイプ内の流体の流量は次のように書くことができる。 Ｑ＝(ＳＬ/4πＦac)(2π［Ｆac（Ｔ2−Ｔ1）］ ＋(φ2−φ2))/Ｔ1 Ｔ2 ここに、Ｔ1及びＴ2はそれぞれ流体の流れ内を下流方向及び上流方向に伝送され る音響信号の伝播時間を表し、φ1及びφ2はそれぞれこれらの信号の伝播によっ て各音響信号内に誘起する音響位相シフトを表し、そしてＦacは上記音響信号の 周波数を表す。 この式の第１項の2π［Ｆac（Ｔ2−Ｔ1）］は、伝播時間の差の中に存在する 全周期の数を決定することを表している。［ｘ］なる表現は、ｘの全体部分を表 している。第２項のφ2−φ1は−2πから2πまでの精密な位相シフトを決定し、 これは音響信号が伝播する時にそれに影響を与え、そして変換器の間の流体に流 量が存在していることを表している。この第２項によって測定を更に精密にする ことができ、より精密に流量を測定することができる。流量の公式の分母Ｔ1 Ｔ 2は、上流及び下流方向に伝送された音響波の平均伝播時間の平方に対応する。 ｃを音響信号の伝播速度とし、ｖを流体の速さとすれば、Ｔ1＝Ｌ/ｃ−ｖ及び Ｔ1＝Ｌ/ｃ＋ｖであり、また信号の伝播速度は流量測定中に僅かに変化する 温度に主として依存するから、項Ｔ1Ｔ2 は所与の流体組成で僅かに変化するだ けであり、この項は各新しい測定に対して再計算はされない。 本明細書においては、音響信号の伝播時間の第１の測定は、伝送信号の特定位 置の位相を反転させることによって、及びこの位相反転に対応する瞬間に受信さ れた信号を検出することによって遂行される。この瞬間の検出は瞬時位相検出器 の支援を得て行われる。上流方向及び下流方向に対して遂行されるこの測定によ って、上式の第１項の2π［Ｆac（Ｔ2−Ｔ1）］が求められる。 受信した信号を８つのキャパシタにサンプルし、上記サンプルされた信号をデ ィジタル化した後に、このディジタル化された信号の同期検出を遂行することに よって音響位相シフトの測定が行われ、それによって位相シフトφ1またはφ2を 決定することができる。この位相シフトは、サンプルされた信号の位相と参照信 号の位相との間の相差として解釈される。 この方法に従って下流方向への対応する音響位相シフトφ1及び上流方向への 対応する音響位相シフトφ2を決定した後に、項φ2−φ1がそれらの差として決 定される。 このようにして、２つの項2π［Ｆac（Ｔ2−Ｔ1）］と、φ2−φ1とを加算す ることによって、従来よりも正確に流体流量が決定される。 しかしながら、特にエネルギ源が電池であって、その寿命が制限されているよ うな、エネルギ消費をできる限り小さくする必要がある若干の応用では、この消 費を最小に減少させることが不可欠である。 更に、流体流量を決定するこの方法を実施するにはかなり複雑になり、かなり のディジタル計算ボリュームを必要とする。 従って本発明は、エネルギ消費が従来技術の公知方法に比してより低い流体流 量を測定する方法に関する。 以上のように、本発明は流体の流れの方向に離間した２つの点の間の流体流量 を測定する方法において、２つの点の間を逆方向に伝送される２つの各音響信号 のそれぞれの伝播時間の測定と、上記流れの中を上記各音響信号が伝播すること によって上記各音響信号内にそれぞれ誘起される位相シフトの測定とを組合わせ ることによって流量を求めるようになっており、上記各音響信号内に誘起する上 記音響位相シフトの測定は、受信された上記音響信号をサンプリング周波数でサ ンプルし、サンプルされた信号をディジタル化し、そしてサンプルされた信号の 位相と参照信号の位相との間の相差を決定することによって上記音響位相シフト を同期検出することからなり、本方法は、種々の音響信号を同一伝播方向へ連続 的に繰り返し伝送することから開始され、ｎ＋１番目の繰り返し時に信号伝送段 階と同期検出段階との間において上記信号の一方に少なくとも１つのプログラム 可能な位相シフトτｐ(n)を導入し、上記位相シフトτｐ(n)は、先行のｎ番目の 繰り返し時に伝送された上記信号に対して遂行された同期検出によって決定され 、且つ、第１に、上記先行のｎ番目の繰り返し時にサンプルされた上記信号の位 相と参照信号の位相との相差φerr(n)と、第２に、Ｆacを上記音響信号の周波数 とし、τｐ(n-1)をｎ−１番目の繰り返し時に決定されたプログラム可能な遅延 として、上記ｎ番目の繰り返し時に導入されたプログラム可能な位相シフト2π Ｆacτｐ(n-1)との和に等しい音響位相シフトの値φ(n)＋φrefに関連付けられ ており、上記ｎ＋１番目の繰り返し時における同期検出段階は現在の繰り返し時 にサンプルされた信号の位相と、できる限り０に近づけた参照位相との相差φer r(n+1)を決定し、それにより上記音響位相シフトφ(n+1)＋φrefが上記ｎ＋１番 目の繰り返し時に導入されたプログラム可能な位相シフト 2πＦacτｐ(n)にほ ぼ等しくさせることを特徴としている。 この方法は、実施が簡単であり、使用が高度に柔軟である。 事実、実際には信号内に導入されるプログラム可能な位相シフトを望ましい段 階において上記信号に導入することができ、しかも上記方法の本質を変えること がなく、またその有効性を損なうこともない。 プログラム可能な位相シフトは、サンプリング段階の時点においてサンプリン グ信号内に有利に導入することができる。 更に同期検出段階中、ディジタル化された信号に、それぞれ参照位相を有する 参照正弦及び余弦の形状を有する参照信号が乗算され、プログラム可能な位相シ フトを参照正弦及び余弦内に導入することができる。 伝送段階中に、プログラム可能な位相シフトを、対応する音響信号を生成する 送信信号内に導入することもできる。 エネルギ消費を減少させるために、受信した音響信号に独立ヘテロダインを遂 行して上記受信した信号を混合信号と混合して周波数が低減された被混合信号を 作り、プログラム可能な位相シフトを混合信号内に導入することができる。 本発明の１つの特徴によれば、プログラム可能な位相シフトを少なくとも２つ のプログラム可能な副位相シフトに分割し、各副位相シフトを音響信号の伝送段 階と同期検出段階との間の分離した段階において信号内に導入する。 各プログラム可能な副位相シフトは、上記副位相シフトを導入する対応段階に 関連付けられたプログラム可能な静的位相シフタの分解能に対してプログラム可 能な位相シフトのユークリッド除法を遂行することによって決定することが好ま しい。 例えば、プログラム可能な位相シフトは、サンプリング信号内、及び参照正弦 及び余弦内にそれぞれ導入される２つのプログラム可能な副位相シフトに分割さ れる。 エネルギ消費の問題を更に解消するために、サンプリング周波数Ｆeを4Ｆac/2 ｎ＋１に等しくする（ここに、Ｆacは音響信号の周波数を表し、ｎは０よりも大 きいかまたは等しい整数である）。 サンプリング周波数Ｆeを4Ｆacに等しく選択すると、サンプリング信号内、及 び参照正弦及び余弦内にそれぞれ導入される２つのプログラム可能な副位相シフ トに分割されるプログラム可能な位相シフトは、ほぼｍ(Ｆac/Ｆq)360°＋ｋ(Ｆ ac/Ｆe)360°に等しくなる（ここに、(Ｆac/Ｆq)360°は参照正弦及び余弦に関 連付けられたプログラム可能な位相シフトの分解能を表し、(Ｆac/Ｆe)360°は サンプリングによる分解能を表し、Ｆqは上記方法を実施するために使用される クロックの最高周波数を表す）。 計算時間及びボリュームを減少させることによってエネルギ消費を更に減少さ せるために、サンプリング周波数Ｆeを4Ｆac/2ｎ＋１に等しくする（ここに、ｎ は厳格に０よりも大きい）。 サンプリング及びディジタル化段階は、同時に遂行することが好ましい。 更に、流体流量は、第１に2π［Ｆac（Ｔ2−Ｔ1）］（ここに、［ｘ］はｘ の全体部分を表し、Ｔ1及びＴ2はそれぞれ２つの伝播方向に伝送された音響信号 の伝播時間を表し、Ｆacは音響信号の周波数を表す）、及び第２に各信号内に誘 起された音響位相シフトの差の合計に等しい第１項を、伝播時間の積に等しい第 ２項で除した比によって表されるので、伝播時間は第１及び第２の各項毎に異な る方法によって測定される。 音響信号の伝播時間は、第２項のために測定されるよりも、第１項のための方 がより屡々測定される。 音響信号の伝播時間は、２つの伝播方向に伝送されて第１項において表される 伝播時間の平均が所定のしきい値を超えると、第２項のために測定される。 音響信号の伝播時間は、音響位相シフト測定回数が所定の最大数を超えると第 ２項のために測定される。 第１項のために２つの伝播方向に伝送される音響信号の伝播時間を測定するた めに、各信号毎に、受信された上記信号が調整され、この受信された信号の包絡 線が成形され、上記包絡線が所定のしきい値と交差する瞬間をマークすることに よって上記伝播時間が決定される。 第２項のために２つの伝播方向に伝送される音響信号の伝播時間を測定するた めに、サンプルされた点における上記各音響信号の振幅の値をしきい値と比較し 、その値が上記しきい値より大きい信号の第１のサンプル点を探し、そしてこの 点に基づいて信号の次の、または最終の０交差を探し、それによって２つの伝播 時間と同一の、ほぼ一定の時間の上記音響信号の伝播時間を決定する。 信号の次の０交差を探すために、信号の振幅値が０になる点を挟む次の２つの 連続サンプル点を探し、それに続いてこれら２つの点の間を直線補間して音響信 号の伝播時間を決定する。 本発明の一代替実施例によれば、順番ｎの各繰り返し時に、プログラム可能な 遅延τｐ(n)に付加的なプログラム可能な遅延Ｒ(n)を付加する。これは、ゼロ平 均周期の法則に従って分散させたサンプリングの後に、調波線の折り返しに起因 して幾つかの連続繰り返しに位相誤差Ｅを誘起する。 このように、付加的なプログラム可能な遅延を賦課することによって、誤差は ゼロ平均正弦法則に従って分散され、従って幾つかの連続音響ショットを補償す る。 他の特徴及び長所は、添付図面に基づく単なる例示のための以下の説明から明 白になるであろう。 図１は、本発明の一実施例による種々の段階を表す流れ図である。 図２は、図１の段階ｄによって表されている音響位相シフト測定段階に含まれ る各音響信号伝送の方法及び実施を表す流れ図である。 図２ａは、図２の諸段階に従ってなされた音響位相シフトの種々の連続測定の 結果を示す図である。 図２ｂは、図２ａに示す例で得られたディジタル値を示す図である。 図３は、本発明の実施例による方法を実施するために使用される電子回路の簡 易概要図である。 図３ａは、０交差法によって音響信号の伝播時間を決定する方法を示す図であ る。 図３ｂは、各段階に対応する信号の速さを用いる包絡線法によって音響信号の 伝播時間を決定するために使用される図３の電子回路の拡大概要図である。 図４は、受信した音響信号をサンプリングする段階中にプログラム可能な位相 シフトが導入されるようになっている本発明の実施例による図３の電子回路の部 分詳細図である。 図４ａは、受信した音響信号をサンプリングする段階中にプログラム可能な位 相シフトが導入されるようになっている場合に、信号をサンプリングするために 使用される種々信号を同一の時間軸上に示す図である。 図５は、プログラム可能な位相シフトが、部分的にサンプリング段階中に導入 され、部分的に検出段階を同期させるために使用される参照信号内に導入される ようになっている本発明の第１の代替実施例による図３の電子回路の部分詳細図 である。 図６は、受信した音響信号を伝送する段階中にプログラム可能な位相シフトが 導入されるようになっている本発明の代替実施例による図３の電子回路の部分詳 細図である。 図６ａは、受信した音響信号を伝送する段階中にプログラム可能な位相シフト が導入されるようになっている場合に、サンプリングするために使用される種々 信号を同一の時間軸上に示す図である。 図７は、受信した音響信号をヘテロダインする段階中にプログラム可能な位相 シフトが導入されるようになっている本発明の代替実施例による図３の電子回路 の部分詳細図である。 図８は、２つの異なるサンプリング周波数のための参照正弦及び余弦のサンプ リングされた点の値を示す図である。 図９は、図２の流れ図の代替例である。 図１０は、図２に示すプログラム可能な遅延τｐ(n)に、各順番ｎの繰り返し 時に（合計12繰り返し）付加的な遅延Ｒ(n)を付加することによって得られた種 々のサンプリング点を、音響信号を表す曲線上に示す図である。 図１１は、図１０に表されている各繰り返し毎に付加されたプログラム可能な 遅延τｐ(n)＋Ｒ(n)に従ってサンプリングの後の調和線の折り返しに起因する位 相誤差Ｅを表す曲線を示す図である。 図１は、パイプ内を流れるガスのような流体の流量を、本発明の一実施例によ る流体の流れの方向に離間した２つの点の間で測定する方法の種々の段階からな る流れ図を示している。 図１には、これらの段階が文字ａ乃至ｉで示されている。パイプ内のガス流の 流れの方向に離間した２つの超音波変換器の間の距離をＬで表した時に、このパ イプ内のガス流量は次のように与えられる。 Ｑ＝(ＳＬ/4πＦac)(２π［Ｆac(Ｔ2−Ｔ1)］ ＋(φ2−φ1))/Ｔ1 Ｔ2 ここに、Ｓは２つの点の間の流れが使用可能な平均通過断面を表し、Ｔ1及びＴ2 はそれぞれガスの流れの下流方向及び上流方向へ伝送される音響信号の伝播時間 を表し、φ1及びφ2はそれぞれこれらの信号が伝播することによって各音響信号 内に誘起される音響位相シフトを表し、そしてＦacはこれらの音響信号の周波数 を表す。 この流量式は、第１項、即ち2π［Ｆac（Ｔ2−Ｔ1）］＋（φ2−φ1）（ここ に、［ｘ］はｘの全体部分を表す）と、伝播時間の積に等しい第２項Ｔ1 Ｔ2と の比に対応する。 第１項は、第１に、伝播時間の差Ｔ2−Ｔ1内に存在する全周期数（伝播時間の 近似測定を構成する）を決定する2π［Ｆac（Ｔ2−Ｔ1）］と、第２に、各信号 内に誘起される音響位相シフトの差を決定する（φ2−φ1）との和に等しい。 Ｔ1＝Ｌ/ｃ−ｖ及びＴ2＝Ｌ/ｃ＋ｖであり（ここに、ｃ及びｖはそれぞれ音響 信号の伝播速度及びガスの速度を表す）、また伝播速度は流量測定中に僅かに変 化する温度に主として依存するから、項Ｔ1 Ｔ2は所与のガス組成で僅かに変化 するだけであり、この項は第１項より低い頻度で再計算される。 しかしながら、この第２項を計算する場合には、第１項内に示されている伝播 時間を測定するために使用される方法とは異なる方法によって伝播時間Ｔ1及び Ｔ2の測定がなされる。 事実、第１項では、伝播時間の差だけを取り扱っており、従ってこれらの時間 の相対的な測定（ほぼ規則的に）で充分である。更に、Ｆac（Ｔ2−Ｔ1）の全体 部分に関心があるのであるから、この場合に要求される精度は低い（約数マイク ロ秒）。 一方、第２項では、これは伝播時間の絶対測定に関連しており、従ってこの測 定のために要求される精度が流量測定の精度に直接関連する（従って、測定にオ フセットが入らないようにする必要がある）。 例えば、もし流量の最終的に望まれる精度が１％であれば、伝播時間の測定は 0.5％程度である必要がある。これは、ガス及び２つの通常の変換器の間の距離 Ｌ（例えば、メタンの場合は150ｍｍ）を用いた場合、伝播時間が２μｓ以下の 誤差であることに対応する。 従って、ガス流量の式は次のように書くことができる。 Ｑ＝(ＳＬ/4πＦac)(2π［Ｆac（Ｔ2 env−Ｔ1 env）］ ＋(φ2−φ1))/(Ｔ1 pz−Ｔ0)(Ｔ2 pz-Ｔ0） この場合、伝播時間Ｔ1 env 及びＴ2 envは包絡線法によって測定され、伝播時 間Ｔ1 pz及びＴ2 pzは０交差法によって測定される。Ｔ0はガス内の伝播時間を 求めるために除去される定数を表している。これらの２つの方法に関しては後に 詳述する。 伝播時間を測定するために、全ての測定を単に０交差法によって遂行するので はなく、これら２つの異なる方法を使用すると有利である。それは、０交差法が 包絡線法よりも多くのエネルギを消費するからである。 再度図１を参照する。段階ａは、第１の変換器から第２の変換器まで下流に向 けて超音波信号を伝送する段階であり、この超音波信号の伝播時間（Ｔ1 pz−Ｔ 0）は０交差法によって決定される。 同様に、上流に向けて、即ち第２の変換器から第１の変換器まで流れに逆らっ て超音波信号が伝送され、この信号の伝播時間（Ｔ2 pz−Ｔ0）が前述したのと 同一の方法によって決定される。 段階ｂにおいては、計算された値（Ｔ1 pz−Ｔ0）及び（Ｔ2 pz−Ｔ0）に基づ いて係数が計算される。この係数はある数の「ショット」（超音波信号の伝送） 中の定数として考えられる。即ち、 ＫＴ＝Ｋ/(Ｔ1 pz−Ｔ0)(Ｔ2 pz−Ｔ0) であり、ここにＫ＝ＳＬ/4πＦacである。 最終ショット時に、ガス体積Ｖ(n-2)を考慮に入れて流量Ｑ(n-2)が測定される 。もし最終ショット以降に流量が変化していないものとすれば、Ｑ(n-1)＝Ｑ(n- 2)であり、体積Ｖ(n-2)は体積Ｑ(n-1)Δｔだけ増加させられる。但し、Δｔは同 一方向の２つの連続ショットの間に経過した時間を表している。これにより、増 加した体積Ｖ(n-1)＝Ｖ(n-2)＋Ｑ(n-1)Δｔが得られる。 次いで、伝播時間（Ｔ1 pz−Ｔ0）及び（Ｔ2 pz−Ｔ0）の最後の測定以降に行 われた位相シフト測定回数を表すパラメータｎφが０に初期化される。 段階ｃは、次の段階までの時間Δｔを待機することからなる。 次の段階ｄ中に、超音波信号が第１の変換器から第２の変換器へ下流に向けて 伝送され、この信号の伝播時間Ｔ1 envが包絡線法によって決定され、続いて２ つの変換器の間のガス流の中を伝播することによって上記信号内に誘起される超 音波位相シフトφ1が測定される。 位相シフト測定の原理は、後に詳細に説明する。 同様に、超音波信号が第２の変換器から第１の変換器へ上流に向けて伝送され てこの信号の伝播時間Ｔ2 envが決定され、続いて上記信号内に誘起される超音 波位相シフトφ2が測定される。 この段階が遂行された後に、段階ｅにおいて、パラメータｎφが０に等しいか 否かを調べる試験が遂行される。段階ｂにおいて述べたように、もしｎφ＝０で あれば、即ち、もしこれが伝播時間（Ｔ1 pz−Ｔ0）及び（Ｔ2 pz−Ｔ0）の最後 の測定以降になされる最初の位相シフト測定であれば、パラメータＴref＝(Ｔ1 env＋Ｔ2 env)/2が固定される。これは、上流及び下流方向へのショット（段階 ｆ）にそれぞれ対応する伝播時間の平均を表している。 一方、もしｎφ≠０であれば、次の段階ｇに移動して第１項2π［Ｆac(Ｔ2 en v−Ｔ1 env)］＋（φ2−φ1）が、Ｔ1 env、φ1、Ｔ2 env、φ2の先行測定に基 づいて決定される。 次に、ガス流量Ｑ(n)が、段階ｂにおいて決定された項ＫＴによって最新に決 定された第１項の積に等しく計算される。ここまでを斟酌したガス体積がＱ(n) Δｔだけ増加される。即ち、Ｖ(n)＝Ｖ(n-1)＋Ｑ(n)Δｔにされる。 パラメータＴenv＝(Ｔ1 env＋Ｔ2 env)/2 が固定される。これは、上流及び下 流方向へのショットに従ってそれぞれ測定された伝播時間の平均を表している。 パラメタｎφがインクリメントされる。 段階ｈは、次の段階へ進むまで時間Δｔを待機することからなる。 段階ｉにおいて、２つの各パラメータｎφ及びＴrefに対して試験が遂行され る。第１に、ｎφが位相シフト測定の所定の最大数ｎφmaxに到達したか否か、 そして第２に、｜Ｔenv−Ｔref｜が所定のしきい値ΔＴmaxを超えたか否かが調 べられる。 この第２の条件は、伝播媒体が、ガスの性質または温度等の急激な変化を受け るか否かを調べるために、予め確立されている。 もしこれら２つの条件の何れもが満足されなければ、これはしきい値ｎφmax に到達せず、且つ伝播媒体が急激に変化しなかったことを意味する。この場合、 段階ｄ乃至ｉが再度遂行される。一方、もし２つの条件の少なくとも一方が満足 されれば、段階ａ乃至ｉが再度遂行される。 以下に位相シフト測定の原理を、図１の段階ｄに含まれる測定方法の種々の段 階を表す図２を参照して説明する。 ２つの変換器の間のガス流内を超音波信号が伝播することによって該信号内に 誘起される超音波位相シフトの測定は、連続繰り返しによって遂行される。図２ は、所与の伝播方向において遂行される各超音波「ショット」毎に行われるこれ らの繰り返しの１つを表している。これらの連続繰り返しは、２つの伝播方向に 対して並列に遂行されるが、各方向毎に独立的に遂行される。 １番目の繰り返しの場合、変換器の一方から、例えば下流に向かって超音波シ ョットが遂行されると（段階ｉ）、測定すべき対応超音波位相シフトを生じた超 音波信号が他方の変換器によって受信される。 収集段階ｋにおいて、この信号はサンプリング周波数でサンプルされ、同時に ディジタル化される。 同期検出動作の第１段階に相当する段階ｌにおいては、サンプルされ、ディジ タル化された信号に、共に所与の参照位相φrefを有する参照正弦sin（ｗti−φ ref）及び参照余弦cos（ｗti−φref）の関連形状を有する参照信号が乗算され る。 Ｎサンプル点の場合、同期検出中に以下の計算がなされる。 ｐs＝Σａ(ti)×sin（ｗti−φref） ｐ ＝Σａ(ti)×cos（ｗti−φref） ここに、ａ(ti)はサンプルされた信号の点ｉにおいて得られた値を表す。 段階１において項ｐs及びｐcを計算し、それらの比を求めた後、この比のため に求めた値に試験を遂行してｐs/ｐcが所定のしきい値より小さいか否かを調べ る。(ｐs/ｐc)maxが、流量測定を得るために望まれる精度に従って選択される（ 段階ｍ）。 もしｐs/ｐc≧(ｐs/ｐc)maxであれば、これは比ｐs/ｐcの逆正接関数φerr(1) （これは、φ1(1)がサンプルされた信号の超音波位相を表すものとして、（φ1( 1)−φref）に等しい）の計算が、ｐs/ｐcを近似することができないことを意味 している(tan^-1ｘ＝ｘ)。そこで、サンプルされた信号の位相 の参照位相との間の相差の値を求めるために逆正接関数を計算する必要がある( φerr(1)＝tan^-1(ｐs/ｐc))（段階ｎ）。 一方、もしｐs/ｐc＜(ｐs/ｐc)maxであれば tan^-1ｘ＝ｘ近似を行うことがで き、サンプルされた信号の位相の参照位相との間の相差の値は、φerr(1)＝tan^{- 1} ｐs/ｐcによって与えられる（段階ｏ）。 この場合、これは、サンプルされた信号の位相の参照位相との相差が、しきい 値(ｐs/ｐc)maxによって定義された精密さで０を近似することを意味している。 図２の諸段階が１番目の繰り返しに対応している場合には、φerrを決定する と、多分比ｐs/ｐcの逆正接関数の計算が必要であることに注目されたい。 １番目の繰り返しにおいては、段階ｐが次のような合計を行う。 φ1(1)＋φref＝−φref(1) 次の段階ｑは、遅延τｐ(1)の形状で表されるプログラム可能な位相シフトを 定義する。これは同期検出 τｐ(1)＝φerr(1)/2πＦac によって先に求められている超音波位相シフトの値に関連付けられる。 段階ｒによれば、プログラム可能な遅延τｐ(1)が、伝送段階と同期検出段階 との間において導入され、同一の伝播方向に伝送される次の超音波信号にこの遅 延を割当てる。 ｎ番目の繰り返しの場合は、超音波信号はｎ−１番目の繰り返しの時点に伝送 された信号と同一伝播方向に伝送され（段階ｊ）、次いで超音波信号がサンプル され、ディジタル化された（段階ｋ）後に同期検波される（段階ｌ乃至ｏ）。 段階ｌにおいては、次の演算が遂行される（同期検出）。 ｐs＝Σａ［ti＋τｐ(n-1)］×sin（ｗti−φref） ｐc＝Σａ［ti＋τｐ(n-1)］×cos（ｗti−φref） ここに、τｐ(n-1)はｎ−１番目の先行繰り返しにおいて計算されたプログラム 可能な遅延を表し、現在のｎ番目の繰り返しにおいて、この信号を伝送する段階 と同期検出段階との間で処理される信号に印加される。 段階ｌ及びｍによれば、そして前述したように、比ｐs/ｐcが計算され、こ の比の値としきい値(ｐs/ｐc)maxとの比較試験が行われる。 場合（段階ｏまたはｎ）に依存して、近似(tan^-1ｘ＝ｘ)によって、またはｎ 番目の繰り返し中にサンプルされた信号の位相と参照信号の位相との相差に等し いφerr(n)の逆正接関数計算によって、計算が行われる。 ｎ番目の繰り返し中に同期検出によって求められた超音波位相シフトの値、即 ちφ1(n)−φref が、段階ｐにおいて、第１にｎ番目の繰り返し中にサンプルさ れた信号の位相と参照信号の位相との相差φerr(n)と、第２にｎ−１番目の繰り 返しのプログラム可能な位相シフト２πＦacτｐ(n-1)とを合計することによっ て決定される。即ち、 φ1(n)＋φref＝−φerr(n)−2πＦacτｐ(n-1) 得られた超音波位相シフトの値に従って新しいプログラム可能な遅延τｐ(n) が求められ、この値に関連付けられる。 τｐ(n)＝(−φ1(n)−φref)/2πＦac（段階ｇ） この遅延は伝送段階と同期検出段階との間において次の超音波信号に印加される ので、ｎ＋１番目の繰り返しを同期的に検出する段階は、ｎ＋１番目の繰り返し 中にサンプルされた信号の位相と、可能な限り０に近い参照位相との相差φerr( n+1)を決定する。 φerr(n+1)が可能な限り０に近い場合には、近似tan^-1ｘ＝ｘを遂行すること が可能であり、φerr(n+1)＝ｐs/ｐcが得られる。 これは、超音波位相シフト値φ1(n+1)＋φrefが、ｎ番目の繰り返し中に最寄 り項ｐs/ｐcに対して印加されるプログラム可能な位相シフト２πＦacτｐ(n)に ほぼ等しいことを意味する。 超音波位相シフトを測定するために使用される連続繰り返しのプロセスを図２ ａに示す。図２ａは時間依存位相シフトを示しており、従って２つの連続繰り返 しにおいて図２の段階ｍに表されている条件を満足すること、及び段階ｎが段階 ｏによって置換されること、従って比ｐs/ｐcの逆正接関数の計算が省略される ことを示している。 図２ｂは、図２ａに示す例の超音波位相シフトディジタル値を示しており、( Ｆac/Ｆq)360°はサンプリングによる分解能を表している。 この例では、分解能はＦac＝40ｋＨｚ、Ｆq＝3.84ＭＨｚとして、3.75°であ る。 以上のように、この方法は、計算時間及びボリュームを減少させることが可能 であり、従ってエネルギ消費を制限する点が有利である。 これは特に、電池で駆動されるカウンタで流体の流量を測定するようになって いる場合に、これらの電池の寿命を伸ばすので有利である。 本発明の方法を実施するために使用される電子回路１０の例の概要を、図３に 示す。図３は、第１に、以下に説明する種々の演算ブロックに電気信号を供給す るために使用され、第２に、本発明のガス流量測定方法を制御するために使用さ れる電子回路１０を示している。 図３に示すように、40ｋＨｚの周波数で動作する２つの超音波変換器１２、１ ４が、ガスが流れているパイプ内に対面配置されている。 これら２つの変換器はスイッチングブロック１８に接続され、スイッチングブ ロック１８は、各変換器を送信機及び受信機として交互に使用することを可能に する。 ２つのブロックがこのスイッチングブロック１８に接続されている。即ち、一 方は送信ブロック２０であり、他方は受信ブロック２２である。送信ブロック２ ０は、演算増幅器及びディジタル・アナログ変換器を含んでいる。 回路１０は、電気エネルギ源２４と、スイッチング及び受信ブロック、及びマ イクロコントローラ２８に供給される電力を管理するブロック２６とを含んでい る。マイクロコントローラ２８は周波数Ｆqが3.84ＭＨｚである水晶クロック３ ０、演算・論理ユニット、シーケンサ、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）型Ｍ ＥＭ１ライブメモリ、ＲＯＭ（読み出し専用メモリ）型ＭＥＭ２デッドメモリ、 及び幾つかのカウンタＣ１乃至Ｃ３を含んでいる。 図１及び２に示した諸段階に対応する種々の命令は、ＭＥＭ２メモリ内に格納 されている。 受信ブロック２２は、スイッチングブロック１８に接続されていて受信した超 音波信号に対応する電気信号を増幅する増幅器３２と、上記信号をディジタル化 するのと同時にサンプルするアナログ・ディジタル変換器３４と、サンプルされ た値を格納するＲＡＭ型ＭＥＭ３ライブメモリと、マイクロコントローラ２８に 接続されている同期化ブロック３８内に含まれるクロック分周器によって決定さ れる一定の周波数でアドレスをＭＥＭ３メモリ内に書き込むのを管理するプレロ ードされた８ビットカウンタ３６とを含んでいる。この同期化ブロック３８は、 サンプリング段と、受信した信号とを同期させることができる。 増幅器の出力に接続されている受信ブロック２２は、ダイオードブリッジで構 成された両波整流器回路４０、この整流器回路に接続されているローパスフィル タ４２、上記フィルタとマイクロコントローラの16ビットレジスタＣ０とに接続 されているしきい値コンパレータ４４をも含んでいる。 マイクロコントローラの一部を形成しているレジスタＣ２は、サンプリング点 の収集を開始するようにプレロードされる。16ビットカウンタＣ３は同期化ブロ ック３８を制御する。 このカウンタＣ３は、変換器１２、１４の一方による超音波信号の伝送の開始 後に経過した時間を計数する。レジスタＣ２の内容は、クロック信号の各立ち上 がり縁の時点においてカウンタによって得られた値と比較される。 カウンタＣ３の内容がレジスタＣ２内に含まれている値に到達すると、同期化 ブロック３２はサンプリング周波数Ｆeで変換器３４への信号を生成する。 図２を参照して前述したように、２つの超音波変換器の間に伝送される各超音 波信号には、プログラム可能な位相シフトが割当てられる。 遅延の形状で表されるこの位相シフトは、信号伝送段階と同期検出段階との間 において信号に印加することができ、これが、使用に際して本方法を極めて柔軟 にしている。 以上のように、プログラム可能な遅延は、受信された信号がサンプルされる時 にそれに導入することができる。図４は、この可能性を示している。 プログラム可能な遅延は、同期検出中に使用される参照正弦及び余弦信号に印 加することもできる。この代替は、図には示されていない。 プログラム可能な遅延を２つの副遅延に分割し、これらをそれぞれ本方法の信 号伝送段階と同期検出段階との間の別個の段階中に、信号に導入することも可能 である。 本方法の特定段階中に印加されるプログラム可能な副遅延を決定するために、 上記段階中に使用されるプログラム可能な位相シフタの分解能に対してプログラ ム可能な遅延のユークリッド除法を行う。 即ち、図５に示すように、プログラム可能な遅延は２つの副遅延に分割され、 一方はサンプリング段階中にサンプリング信号に導入され、他方は同期検出段階 中に参照正弦及び余弦に導入される。 図６に示すように、プログラム可能な遅延は、伝送段階中に伝送信号に導入す ることもできる。 図７は、受信された信号にヘテロダイン動作を遂行する別の可能性をも示して いる。即ち、受信された信号は混合信号と混合されるが、この混合信号にプログ ラム可能な遅延が割当てられ、受信された信号の周波数に対して周波数が低下し た被混合信号が得られる。 プログラム可能な遅延を、２つの、そして実際には２つより多くのプログラム 可能な副遅延に分割することによって、プログラム可能な副遅延が導入されるサ ンプリング、同期検出、伝送、ヘテロダイニングのような種々の段階の間に多数 の組合わせを作ることができる。 以下に、図１、２、３、３ａ、３ｂ、４、及び４ａを参照して、ガス流量を測 定するための本発明の方法の実施例を説明する。 図１に示すように、２つの超音波信号を逆方向に伝送するのに続いて、段階ａ において、これらの各信号のそれぞれの伝播時間（Ｔ1 pz−Ｔ0）及び（Ｔ2 pz −Ｔ0）が０交差法によって測定される。 これらの測定を遂行するための命令は、マイクロコントローラ２８のＭＥＭ２ デッドメモリ内に格納されている。 図３ａは、受信された各超音波信号に対して遂行される０交差測定方法を示し ている。受信された信号は図３の増幅器３２によって増幅され、次いで変換器３ ４内でディジタル化及びサンプリングが同時に遂行される。サンプリングは、8 Ｆc、即ち320ｋＨｚに等しい周波数Ｆeで遂行される。 ＭＥＭ２メモリ内に格納されている命令によって、ＭＥＭ３ライブメモリ内に 格納される受信された信号の複数のサンプル点における振幅の値を、しきい値Ｓ に対応する所定の値と比較することができる。サンプルされた点の振幅値から、 このしきい値より大きい振幅値を有する点の次の最初の点Ａが探される。 超音波信号の曲線表示のこの点の次の０交差が探される。これを行うために曲 線の振幅が０値と交差する点を挟む２つの連続サンプル点Ｂ及びＣが決定され、 点Ｄを決定するためにＢとＣとの間の直線補間が遂行され、０交差時間（Ｔ1 pz −Ｔ0）が測定される。 超音波信号の曲線がしきい値と交差する前に、曲線が最後に０と交差した点を 探すこともできる。（Ｔ1 pz−Ｔ0）及び（Ｔ2 pz−Ｔ0）がこの方法に従って測 定され（段階ａ）、マイクロコントローラのＭＥＭ１メモリ内に格納される。次 いで図１の段階ｂ及びｃが前述したように遂行される。 段階ｂにおいて、マイクロコントローラ２８の演算・論理ユニットによって計 算が遂行され、増加されたガス体積の値ＫＴ及びパラメータｎφがＭＥＭ１メモ リ内に格納される。 段階ｄにおいて、各超音波信号が一方向に伝送されるように、逆方向に２つの 連続ショットが遂行され、上記信号の伝播時間Ｔenvが包連線法によって測定さ れ、また対応する超音波位相シフトφが測定される。図３ｂは、包連線測定方法 を示している。 図３ｂに示すように、変換器１２のような一方の変換器によって超音波信号が 受信されると上記信号は電気信号に変換され、増幅器３２によって増幅され、整 流器回路４０において整流され、ローパスフィルタ４２において濾波されて受信 された信号の包絡線が形成される。 それぞれのブロックの後に示されている信号波形は、受信された電気信号に対 して遂行された各動作に対応している。 しきい値コンパレータ４４は、受信された信号の包絡線を表す曲線と、調整可 能なしきい値電圧Ｖsとの交差を決定するために使用される。 しきい値コンパレータ４４の出力信号は、16ビットレジスタＣ０の「ロード」 入力に印加される。レジスタＣ０は、コンパレータ４４の出力が状態を変化させ ると、カウンタＣ３の内容を読み込む。従って、レジスタＣ０は超音波信号の包 絡線がしきい値電圧Ｖsと交差する時点を含む。超音波伝送の開始時にカウンタ が０に初期化されているので、この値によって、ガス流量を表す式内の伝播時間 Ｔ1 envまたはＴ2 envを決定することができる。 この超音波信号によって誘起される超音波位相シフトは、図４及び４ａを参照 して図２の段階によって決定され、本発明の方法のｎ番目の一部として配置され る。 図４ａに示すように、伝送信号は、クロックの周波数Ｆqを分割することによ って、変換器の一方を励振する周波数信号Ｆac＝40ｋＨｚがマイクロコントロー ラから生成される。他方の変換器は、図４ａの線１の右側部分に示されている形 状の信号を受信する。 図４を参照する。マイクロコントローラ２８の演算・論理ユニットから発した 信号Ｔxが論理１になると、周波数Ｆqを有するクロック信号は「ＡＮＤ」論理ゲ ートを通過し、第１にカウンタＣ３へ供給され、第２に破線で囲まれている同期 用ブロック３８によってカウンタＣ１へ供給される。 Ｃ１へ供給されるクロック信号は、先ず1/12分周カウンタＤ１に供給される。 このカウンタＤ１は、クロックの周波数Ｆqを連続的に1/3、1/2、及び1/2に分周 する４つのＦＦ（フリップフロップ）型の回路で形成されている。 カウンタＤ１の出力は、複数の「ＡＮＤ」及び「ＯＲ」論理ゲートで形成され ている「切替器」と、ＦＦ回路で形成されている1/2分周カウンタＤ２とに供給 される。 Ｄ２からの出力信号は1/4分周カウンタＣ１へ送られ、それによってカウンタ Ｃ１の出力にＦq/96の周波数を得ることができ、これは「ＡＮＤ」ゲートの一方 の入力へ供給される。 マイクロコントローラ２８の外部の４ビットカウンタＣ４は、この論理ゲート の他方の入力と、カウンタＣ１とに接続されている。このカウンタＣ４は、励振 信号の所望の周期の数に対応する固定値（例えば、８）がプレロードされる。「 ＡＮＤ」論理ゲートは、カウンタＣ４がカウントダウンを完了してしまわない限 り、Ｆq/96（＝40ｋＨｚ）を有する励振信号を通過させることができる。 カウンタＣ４が０に戻ると、励振信号はロックされる。 信号Ｔxが論理１になると、カウンタＣ３に信号が印加される。 レジスタＣ２は、２つの変換器の間の超音波信号の伝播時間の推定に対応する 所定の値にプレロードされる。カウンタＣ３は、クロックが供給されると直ちに クロックの周波数Ｆqで計数し始め、レジスタの所定値に到達するまで続ける（ 図４ａの線２）。デコーダ（図示してない）は、カウンタＣ３が到達した値と、 レジスタＣ２内に含まれる値とを比較する。 レジスタＣ２のこの値はｎ−１番目の先行繰り返し時に決定され、サンプリン グ信号に印加されているプログラム可能な遅延τｐ(n-1)である（図４）。 カウンタＣ３による計数と同時に、変換器の一方が周波数Ｆq/96の励振信号に よって励振されて超音波信号を生成する。この超音波信号は、ガス内を伝播して 他方の変換器へ到達するまでに超音波位相シフトφを受ける。 この時点にカウンタＣ３は、レジスタＣ２のプログラムされた値に到達してい て信号ＣＹが論理１になり、分周カウンタブロックＤ１、Ｄ２は０にリセットさ れ、周波数Ｆeを有するサンプリング信号はゲートを通過できる。 この信号は、マイクロコントローラ２８から発せられる信号Ｔzcが論理０にな ると、Ｆq/24に等しい周波数を有している。 一方、伝播時間が０交差法によって測定されると信号Ｔzcは論理１になり、「 ＯＲ」ゲートの出力における信号はＦq/12に等しい周波数になる。 同期化ブロック３８から導出された周波数Ｆeを有する信号は、「ＡＮＤ」論 理ゲートの一方の入力に送られ、このゲートの他方の入力はカウンタＣ３からの 信号ＣＹを受けている。信号ＣＹが論理１になると、周波数Ｆeの信号がカウン タ３６に送られ、論理インバータ５０がそれを変換器３４へ印加する。 サンプリング信号の立ち上がり縁において、受信された超音波信号に対応する 電気信号への変換が行われ、ブロック３２において処理された後、このサンプル され変換された信号はカウンタ３６内に含まれているアドレスによってＭＥＭ３ メモリ内に書き込まれる。 サンプリング信号の立ち下がり縁において、カウンタ３６内に含まれている書 き込みアドレスが１だけインクリメントされる。 カウンタ３６のアドレスが一杯になると、信号Ｔxを論理０にする信号のため にサンプリング段階が停止する。 受信された信号の変換及びサンプリングと同時に、伝播時間Ｔenvの決定が遂 行されることに注目されたい。 エネルギ消費を減少させるために、サンプリング周波数は4Ｆacに等しく選択 されている。 ＭＥＭ２デッドメモリ内に格納されている正弦及び余弦参照信号の値は、サン プリング周波数Ｆeの選択により、−１、０、＋１、０、−１、０、＋１、・・ に等しい。 従って、段階１における計算の時点においては、ｐs及びｐcの計算は簡単な加 算に縮小され、そのため計算ボリューム、従ってエネルギ消費が減少する。 図４に記号で表示されている同期検出ブロック４６において図２の段階ｍが遂 行され、比ｐs/ｐcの値が求められ、この値と(ｐs/ｐc)maxとが比較される。 次に、ｎ番目の繰り返し時にサンプルされた信号の位相と、参照信号の位相と の相差を表すφerr(n)の計算が行われる（図２の段階ｎまたはｏ）。この値に基 づいて、マイクロコントローラの演算・論理ユニットはレジスタＣ２内に書き込 まれるプログラム可能な遅延τｐ(n)を計算し（段階ｐ、ｑ、ｒ）、レジスタＣ ２に値τｐ(n)（カウントダウン期間）をプレロードする。 この遅延は、それがプログラム可能な遅延の分解能を考慮しているので、正確 に比(−φ(n)−φref)/2πＦacに等しくはない。 上述したｎ番目の繰り返しと同一の伝播方向に遂行される次の超音波伝送（ｎ ＋１番目の繰り返し）中に、この繰り返し中に遂行される同期検出段階が、この 繰り返し時にサンプルされた信号の位相と、しきい値(ｐs/ｐc)maxより低い参照 位相との相差φerr(n+1)を決定するように、決定済みのプログラム可能な遅延τ ｐ(n)がレジスタＣ２内に書き込まれる。 この条件が満足されるとφerr(n+1)＝ｐs/ｐcになり、ｐs/ｐc比の逆正接関数 を計算する必要はない。 これにより、超音波位相シフトが、ｎ番目の繰り返しのプログラム可能な位相 シフトに等しくなる。即ち、２πＦacτｐ(n)が最寄り項φerr(n+1)（この項は 近似tan^-1ｘ＝ｘが成立するように極めて小さい）に等しくなる。 図５は、本発明の第１の代替実施例を示している。この代替では、種々の段階 の流れは、同期検出段階及び印加されるプログラム可能な遅延を決定する段階を 除いて、図２、４、及び４ａを参照して上述したものと異なっていない。 事実、もしある繰り返しがｎ番目の繰り返しであれば、逆正接関数の計算（段 階ｎ）、または近似（段階ｏ）の何れかによって相差φerr(n)を、この繰り返し 時にサンプルされた信号の位相と最新に決定された参照位相とに導入する時に、 計算によって得られたプログラム可能な遅延τｐ(n)（段階ｐ及びｑ）が２つの プログラム可能な副遅延τep(n)及びτrp(n)に分割される。 これら２つの副遅延はそれぞれ、サンプリングのためにレジスタＣ２に、及び 参照正弦及び余弦に対応するＭＥＭ２デッドメモリ内に格納された値＋１、０、 −１、０、＋１、・・の表に印加される。 これらの各副遅延は、第１にサンプリング周波数に、第２にプログラム可能な 遅延の分解能に対してプログラム可能な遅延τｐ(n)モジュロのユークリッド除 法を遂行することによって決定される。 これにより、レジスタＣ２に割当てられるプログラム可能な副遅延τep(n)は ｍ(Ｆac/Ｆq)360°/2πＦacに等しくなる（ここに、(Ｆac/Ｆq)360°はプログラ ム可能な遅延の分解能を表す）。 同様に、参照正弦及び余弦の値に割当てられるプログラム可能な副遅延τrp(n )はｋ(Ｆac/Ｆe)360°/2πＦacに等しい（ここに(Ｆac/Ｆe)360°はサンプリン グによる分解能を表す）。 例えば、もし段階ｐ（図２）で求めた超音波位相シフトの値が194°であれば 、それは以下のようにして分割することができる。 194°＝ｍ(Ｆac/Ｆq)360°＋ｋ(Ｆac/Ｆe)360° Ｆe＝4Ｆac、及びＦac＝Ｆq/96とすることにより、 194°＝ｍ×3.75°＋ｋ×90° が得られる。即ち、実際には、194°＝３×3.75°＋２×90°＋2.75°であり、 ここに最後の項2.75°は位相フッキング（hooking）誤差を構成している残留物 である。 遅延τrp(n)＝2×90°/2πＦac、即ちτrp(n)＝２/Ｆq（これは２つの サンプリングクロックの立ち上がりに対応する）が付加される音響伝播時間τep (n)＝３×3.75°/2πＦac、即ち３/Ｆq（これは周波数Ｆqのクロックの３つの立 ち上がりと、参照正弦及び余弦の値とに対応する）の一定の推定を、レジスタＣ ２に印加することもできる。 図６及び６ａは、本発明の第２の代替実施例を示している。これらの図に関し ては、超音波位相シフトを決定することができる段階のみを説明する。 図６及び６ａに示すように、ｎ番目の繰り返しの場合、超音波伝送信号を生成 させるために変換器を励振する送信信号は、マイクロコントローラ２８内の分周 カウンタＣ１によってクロック３０の周波数Ｆqを分割して周波数Ｆac＝40ｋＨ ｚを有する送信信号を得でいる。 この送信信号は、第１の「ＡＮＤ」論理ゲートの一方の入力に送られる周波数 Ｆqを有するクロック信号から生成される。この「ＡＮＤ」ゲートの他方の入力 は、マイクロコントローラ２８の演算・論理ユニットからの信号Ｔxを受けてい る。 この論理ゲートの出力は第２の「ＡＮＤ」論理ゲートの入力に接続され、第２ の「ＡＮＤ」論理ゲートの出力は図４を参照して説明した分周カウンタＤ１に接 続されている。 第１の論理ゲートの出力は、第１に、レジスタＣ６に関連しているカウンタＣ ５にも接続され、第２に、レジスタＣ２に関連しているカウンタＣ３にも接続さ れている。 信号Ｔxが論理１になると、カウンタＣ５に信号が供給される。 レジスタＣ６はｎ−１番目の先行繰り返し時に決定されたプログラム可能な遅 延τｐ(n-1)に対応する所定の値にプレロードされる。 カウンタＣ５に信号が供給されると、それは直ちにクロックの立ち上がりの数 をカウントし始め（図６ａの線１）、例えば10に等しい数Ｆqτｐ(n-1)に到達す るまで続く。 このクロックの立ち上がりの数は、10×（Ｆac/Ｆq）×2π、即ち 37.5°に等 しい位相シフトに対応する。 デコーダは、カウンタＣ５が到達した値と、レジスタＣ６内に含まれる数とを 絶えず比較している。この数に到達すると、信号ＣＹ５が論理１になり（図６ａ の線２）、周波数Ｆqのクロック信号が論理ゲートを通過する。 図４を参照して説明したものと同一の手法によって、周波数Ｆac＝Ｆq/96、即 ちＦac＝40ｋＨｚの送信信号が生成され、変換器の一方を励振する。 変換器の一方が励振されると、超音波信号がこの変換器から他方の変換器へ連 続的に伝送されて受信され、電気信号に変換されて増幅された後にアナログ・デ ィジタル変換器３４においてサンプル及びディジタル化が同時に遂行される。 信号Ｔxが論理１に移行するのと同時に、カウンタＣ３はレジスタＣ２内に含 まれている固定値に到達するまでカウントする。この固定値は、超音波信号の伝 播時間の推定に従って決定される。 レジスタＣ２内に含まれる値に到達すると信号ＣＹ３が論理１になり、分周カ ウンタブロックＤ１及びＤ２を０にリセットするので、伝送段階に導入されるプ ログラム可能な遅延にリンクされた位相の不確実さが解放され、図４を参照して 説明したように周波数Ｆeのサンプリング信号が供給されるようになる。 マイクロコントローラ２８の外部のカウンタ３６は、サンプルされた信号の値 を格納することによって、ＭＥＭ３ライブメモリ内に書き込みアドレスを生成す る。 図２及び４を参照して説明した同期検出にリンクされたその後の段階の全ては 、サンプリング段階の代わりに伝送段階のために使用されるレジスタＣ６内に書 き込まれるプログラム可能な遅延を除けば、不変である。 図７に示す第３の代替は、もし計算ボリュームを縮小させ、従ってエネルギ消 費を減少させることを望むのであれば有利である。この代替によれば、送信信号 が一方の変換器を励振し、この変換器は他方の変換器の方向に超音波信号を生成 する。決定すべき超音波位相シフトを受けた信号が他方の変換器によって受信さ れ、電気信号に変換されて増幅される。 ｎ番目の繰り返し時に、マイクロコントローラの外部の分周カウンタＣ７が、 先行繰り返し時に決定されたプログラム可能な遅延τｐ(n-1)に従ってプレロー ドされる。 ダウンカウンティング期間が経過すると、このカウンタは、クロックの周波数 Ｆqの分割によって得られたＦac（例えば、39ｋＨｚ）に近い周波数Ｆq/98の混 合方形信号を供給する。 混合信号、及び超音波信号から導出され、増幅された電気信号は、トランジス タブリッジ型ミクサ５２へ導かれる。 ヘテロダイニングの後、混合された信号の周波数は１ｋＨｚまで低下しており 、ローパスフィルタ５４を通されて２倍の周波数、(40＋39)ｋＨｚ、即ち79ｋＨ ｚが除去される。 図６を参照して説明したように、超音波信号の伝播時間の推定に従って選択さ れた所定の固定時間が終わるとサンプリング信号が印加され、ヘテロダインされ て濾波された信号のサンプリングが例えば４ｋＨｚの周波数Ｆeで行われる。 次いで、図２の諸段階に従って、サンプルされた信号の格納された値に対して 同期検出段階が遂行される。 次に、ｎ番目の繰り返し時にサンプルされた信号の位相と、参照位相との相差 φerr(n)が決定され、超音波信号を同一方向へ伝送させる次のｎ＋１番目の繰り 返し時に分周カウンタに印加される。 特定サンプリング周波数を用いる本発明の方法のエネルギ消費を減少させるた めに、サンプリング周波数Ｆeは4Ｆacに等しい値に固定されている。 この周波数を使用すると、ＭＥＭ２デッドメモリ内に格納されている参照正弦 及び余弦の値は＋１、０、−１、０、＋１、・・を維持し、同期検出のための段 階１（図２）における乗算を排除することができる。 これを、図８の上側に示してある。図示の点は、周波数4Ｆacでサンプリング を遂行した時の参照正弦及び余弦の値を表している。 サンプリング周波数Ｆeを4Ｆac/2ｎ＋１（ここに、ｎ≠０、（サブサンプリン グ））に固定することによって、値＋１、０、−１、０、＋１が維持され、エネ ルギ消費が減少する。 このサンプリング周波数Ｆeは、図４、５、及び６に示した代替に使用するこ とができる。 Ｆeが4Ｆac/3に等しい場合（ｎ＝１）には、図８の下側の曲線の点によって表 される参照正弦及び余弦の値が得られる。 しかしながら、サンプリング周波数は制限されており、これは２ｎ＋１がどの ような値でもよいとは言えないことを意味している。 事実、サンプルされた信号の周波数スペクトルにおいて、もしサンプルされた 信号の２つの連続する線の間の幅が信号の帯域幅よりも小さければ、スペクトル 折り返し位相測定に誤差が導入される。 その結果、サンプリング周波数Ｆeは、信号の帯域幅が、サンプルされた信号 の２つの連続する線の間の幅より大きい値を採用することができなくなる。 従って、例えば、もし超音波信号の周波数が100ｋＨｚであり、帯域幅が10ｋ Ｈｚであれば、２つの連続する線間の差2Ｆac/2ｎ＋１は、限界２ｎ＋１＜20を 固定する10ｋＨｚより大きくする必要がある。 従って、周波数Ｆeは20ｋＨｚより大きくする。 エネルギ消費を減少させるための4Ｆac/2ｎ＋１（ｎ≠０）に等しいサンプリ ング周波数Ｆeの使用は、どのようなプログラム可能な位相シフトをも導入する ことなく音響位相シフトを同期検出によって決定する従来技術の流体流量を超音 波で測定する方法にも適用可能であることに注目されたい。 別の代替実施例を図９乃至１１に示す。この代替は、スペクトル折り返しを考 慮したＦp±ＫＦe＝Ｆacのように、サンプルされた音響信号が周波数Ｆpに寄生 調波から導出されたエネルギを含む場合に有用である。 これは、図３、４、５、６、及び７の増幅器３２に約３Ｖの比較的低い電圧が 供給され、寄生線を発生させる調波ひずみ現象が観測される場合である。 流体流量測定に及ぼすこれらの寄生線の効果は、以下の説明から容易に理解さ れよう。 もし、受信された音響信号が40ｋＨｚの正弦波であり、増幅された音響信号が 120ｋＨｚの個所に振幅Ａpの寄生線を含み、そして２つの信号の位相が等しく０ であるものとすれば、上記音響信号は次のように書くことができる。 Ｙ＝cos(2πｔ/Ｔac)＋Ａp cos(6πｔ/Ｔac) ここに、Ｔacは音響信号の周期である（Ｔac＝25μｓ）。 もしサンプリング周波数が160ｋＨｚであれば、１周期にわたってサンプルさ れる信号Ｙは、 Ｙ１＝ cos (２πτｐ(n-1)/Ｔac)＋Ａp cos(６πτｐ(n-1)/Ｔac) Ｙ２＝−sin(２πτｐ(n-1)/Ｔac)＋Ａp sin(６πτｐ(n-1)/Ｔac) Ｙ３＝−cos(２πτｐ(n-1)/Ｔac)＋Ａp cos(６πτｐ(n-1)/Ｔac) Ｙ４＝＋sin(２πτｐ(n-1)/Ｔac)＋Ａp sin(６πτｐ(n-1)/Ｔac) ここに、τｐ(n-1)は、図２を参照して定義された、ｎ−１番目の繰り返し時の プログラム可能な遅延を表す。 図２の同期検出段階は、値 Ｐs＝−2sin(２πτｐ(n-1)/Ｔac)＋2Ａp sin(６πτｐ(n-1)/Ｔac) Ｐc＝2cos(２πτｐ(n-1)/Ｔac)＋2Ａp cos(６πτｐ(n-1)/Ｔac) を発生する。 段階ｎによれば、サンプルされた信号の位相と、参照位相との相差は、 φerr(n)＝tan^-1（Ｐs/Ｐc） によって与えられる。 振幅Ａpが小さいものと仮定すれば、φerr(n)は、 φerr(n)＝tan^-1［−ｔg（２πτｐ(n-1)/Ｔac） ×(１−4Ａp cos（４πτｐ(n-1)/Ｔac）］ と書くことができる。 値−ｔg(２πτｐ(n-1)/Ｔac)の周囲に限定して逆正接関数を展開させること によって、 φerr(n)＝−（２πτｐ(n-1)/Ｔac） −［4Ａp cos（４πτｐ(n-1)/Ｔac） ×ｔg(２πτｐ(n-1)/Ｔac)]/1＋tg²(２πτｐ(n-1)/Ｔac) 即ち、 φerr(n)＝−(２πτｐ(n-1)/Ｔac)−Ａp sin(８πτｐ(n-1)/Ｔac) が得られる。 120ｋＨｚに線が存在することによって導入される誤差は、最後のφerr(n)の 式の第２項内に見出され、これはＴac/4に等しい正弦波周期関数である（図１１ ）。 振幅Ａpが0.01に等しい場合には、誤差は0.57°（＝0.01×180/π）の 最大値に到達することができ、これは約 0.015°の精密さを要求する若干の応用 では全く受入れることができない。 誤差の法則がゼロ平均周期関数であるので、以下のようにある数の音響ショッ トの平均をとることによってこの誤差を解消できることに注目されたい。即ち、 図９の流れ図の段階ｒは、段階ｑにおいて得られたプログラム可能な遅延τｐ(n )に、付加的な遅延Ｒ(n)を付加するように図２の流れ図を変更してある。サンプ リング周波数Ｆeが音響周波数Ｆacの４倍に等しい時には、種々の値Ｒ(1)、Ｒ(2 )、・・は、０とサンプリング周期Ｔac/4との間で変化する。これは、音響信号 に対応する正弦曲線の1/4にわたってサンプリング点が「滑る」ことを意味して いる。例えば、Ｒ(n)の種々の値は、０、Ｔac/(48)、２Ｔac/(48)、・・のよう にＴac/(48)のステップで線形に変化する（図１０）。各繰り返しにＴac/(48)に 等しい遅延を印加することによって（図１０）、対応する位相誤差Ｅが得られる （図１１に示す点の配置で示すように、ゼロ平均正弦曲線を表している）。 位相を平均した場合には、12ショットの終わりを、サンプリング周期及び位相 誤差曲線周期Ｅが通過した時に、120ｋＨｚに線が存在することによって生じる 項が除去されている。このことは、他の調波周波数上の寄生線に対しても、13シ ョット時に適用され、Ｒの値は０にリセットされ、この手順が繰り返される。 少なくとも１つのサンプリング周期Ｔac/4にわたってＲ(n)の種々の値を分散 させる必要があることに注目されたい。 しかしながら、サンプリング周波数が4Ｆacとは異なる場合には、少なくとも １つのサンプリング周期Ｔac/(Ｆe/Ｆac)にわたってＲ(n)の種々の値を分散させ 、Ｔac/（Ｆe/Ｆac）の端数に等しくし、そしてＲ(n)の値をＴac/(Ｆe/Ｆac)の ステップで線形に変化させる必要がある。 この代替は、前述した全ての実施例及び代替に適用可能である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 (1) 流体の流れの方向に離間した２つの点の間の流体流量を測定する方法におい て、２つの点の間を逆方向に伝送される２つの各音響信号のそれぞれの伝播時間 の測定と、上記流れの中を上記各音響信号が伝播することによって上記各音響信 号内にそれぞれ誘起される位相シフトの測定とを組合わせることによって流量を 求めるようになっており、上記各音響信号内に誘起する上記音響位相シフトの測 定は、受信された上記音響信号をサンプリング周波数でサンプルし、サンプルさ れた信号をディジタル化し、そしてサンプルされた信号の位相と参照信号の位相 との間の相差を決定することによって上記音響位相シフトを同期検出することか らなり、本方法は、種々の音響信号を同一伝播方向へ連続的に繰り返し伝送する ことから開始され、ｎ＋１番目の繰り返し時に信号伝送段階と同期検出段階との 間において上記信号の一方に少なくとも１つのプログラム可能な位相シフトτｐ (n)を導入し、上記位相シフトτｐ(n)は、ｎ番目の先行繰り返し時に伝送された 上記信号に対して遂行された同期検出によって決定され、且つ、第１に、上記ｎ 番目の先行繰り返し時にサンプルされた上記信号の位相と参照信号の位相との相 差φerr(n)と、第２に、Ｆacを上記音響信号の周波数とし、τｐ(n-1)をｎ−１ 番目の繰り返し時に決定されたプログラム可能な遅延として、上記ｎ番目の繰り 返し時に導入されたプログラム可能な位相シフト2πＦacτｐ(n-1)との和に等し い音響位相シフトの値φ(n)＋φrefに関連付けられており、上記ｎ＋１番目の繰 り返し時における同期検出段階は現在の繰り返し時にサンプルされた信号の位相 と、できる限り０に近づけた参照位相との相差φerr(n+1)を決定し、それにより 上記音響位相シフトφ(n+1)＋φrefが 上記ｎ＋１番目の繰り返し時に導入され たプログラム可能な位相シフト2πＦacτｐ(n)にほぼ等しくさせることを特徴と する方法。 (2) 上記プログラム可能な位相シフトは、上記サンプリング段階中に上記サンプ リング信号内に導入されるようになっている請求項(1) に記載の方法。 (3) 上記同期検出段階中に上記ディジタル化された信号に、それぞれが上記参照 位相を有する参照正弦及び余弦の形状の参照信号が乗算され、上記プログラム 可能な位相シフトは上記参照正弦及び余弦内に導入されるようになっている請 求項(1) に記載の方法。 (4) 上記プログラム可能な位相シフトは、上記伝送段階中に、対応する音響信号 を生成させる伝送信号内に導入されるようになっている請求項(1) に記載の方法 。 (5) 上記受信された各音響信号は、混合信号と混合されて上記音響信号の周波数 より低い周波数の被混合信号にされ、上記プログラム可能な位相シフトは上記混 合信号内に導入されるようになっている請求項(1) に記載の方法。 (6) 上記プログラム可能な位相シフトは少なくとも２つのプログラム可能な副位 相シフトに分割され、上記各プログラム可能な副位相シフトは上記音響信号伝送 段階と上記同期検出段階との間の分離した段階において上記信号内に導入される ようになっている請求項(1) に記載の方法。 (7) 上記各プログラム可能な副位相シフトは、上記副位相シフトを導入する対応 段階に関連するプログラム可能な位相シフタの分解能に対して、上記プログラム 可能な位相シフトのユークリッド除法を遂行することによって決定されるように なっている請求項(6) に記載の方法。 (8) 上記プログラム可能な位相シフトは２つのプログラム可能な副位相シフトに 分割され、上記プログラム可能な副位相シフトは上記サンプリング信号及び上記 参照正弦及び余弦にそれぞれ導入されるようになっている請求項(6) 及び(7)に 記載の方法。 (9) 上記サンプリング周波数Ｆeは、Ｆacを上記音響信号の周波数とし、ｎを０ より大きいかまたは等しい全ての数として、４Ｆac/2ｎ＋１に等しい請求項(1) に記載の方法。 (10)上記サンプリング周波数Ｆeは４Ｆacに等しい請求項(9) に記載の方法。 (11)(Ｆac/Ｆq)360°を上記正弦及び余弦に関連する上記プログラム可能な位相 シフタの分解能とし、(Ｆac/Ｆe)360°をサンプリングに起因する分解能とし、 そしてＦqをクロックの水晶の周波数として、上記プログラム可能な位相シフト はほぼ略ｍ(Ｆac/Ｆq)360°＋ｋ(Ｆac/Ｆe)360°に等しい請求項(10)に記載の方 法。 (12)上記サンプリング周波数Ｆeは、ｎを厳格に０より大きいものとして、４Ｆa c/2n＋１に等しい請求項(9) に記載の方法。 (13)上記サンプリング及びディジタル化段階は同時に遂行されるようになってい る請求項(1) に記載の方法。 (14)上記流体の流量は、第１に、［ｘ］をｘの全体部分とし、Ｔ1及びＴ2をそれ ぞれ２つの伝播方向に伝送される上記音響信号の伝播時間とし、そしてＦacを上 記音響信号の周波数として、第１に、2π［Fac（T2−T2）］と、第２に、上記各 信号内に誘起される上記音響位相シフトの差との合計に等しい第１項を、上記伝 播時間の積に等しい第２項で除した比として表され、上記伝播時間は上記各項毎 に異なる方法で測定されるようになっている請求項(1) に記載の方法。 (15)上記音響信号の上記伝播時間は、上記第２項のためよりも上記第１項のため の方がより屡々測定されるようになっている請求項(14)に記載の方法。 (16)上記第２項内に使用される上記音響信号の上記伝播時間は、上記２つの伝播 方向に伝送されて上記第１の項に使用されている伝播時間の平均が所定のしきい 値を超えた時に測定されるようになっている請求項(15)に記載の方法。 (17)上記第２項内に使用される上記音響信号の上記伝播時間は、上記音響位相シ フト測定の数が最大の所定数に達した時に測定されるようになっている請求項(1 5)に記載の方法。 (18)上記第２項内に使用される上記音響信号の上記伝播時間は、上記２つの条件 の第１のものが満足された時に測定されるようになっている請求項(16)及び(17) に記載の方法。 (19)上記２つの伝播方向に伝送された上記音響信号の上記第１項内に使用される 伝播時間を測定するために、上記各信号毎に、上記受信された信号を調整し、上 記信号の包絡線を成形し、そして上記包絡線が所定のしきい値と交差する瞬間を マークすることによって上記伝播時間を決定するようになっている請求項(14)に 記載の方法。 (20)上記２つの伝播方向に伝送された上記音響信号の上記第２項内に使用される 伝播時間を測定するために、上記サンプル点における上記各音響信号の振幅の 値としきい値とを比較し、上記しきい値より大きい上記信号の値の第１のサンプ ル点を探し、上記点に基づいて、上記信号の次の点、または最後の０交差を探し 、それによって２つの伝播時間と同一の殆ど一定の時間における上記音響信号の 伝播時間を決定するようになっている請求項(14)に記載の方法。 (21)上記信号の次の０交差を探すために、上記信号の振幅値が０である点を挟む 後続の２つのサンプルされた点を探し、次いでこれら２つの点の間に直線補間を 遂行して上記音響信号に伝播時間を決定するようになっている請求項(20)に記載 の方法。 (22)上記ｎ番目の各繰り返しに、ゼロ平均周期法則に従って分散させたサンプリ ングの後に、調波線の折り返しに起因して幾つかの連続繰り返しに位相誤差Ｅを 誘起させる付加的なプログラム可能な遅延Ｒ(n)が付加されるようになっている 請求項(1) に記載の方法。 (23)上記付加的なプログラム可能な遅延は、０とサンプリング周期との間で変化 するようになっている請求項(22)に記載の方法。 (24)上記付加的なプログラム可能な遅延の値は、上記サンプリング周期の１端数 に等しいステップだけ線形に変化するようになっている請求項(23)に記載の方法 。