JPH11502379A - 高電力、低雑音の電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 高電圧、低雑音の電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、セルラ無線電話などの送信器内に駆動段増幅器や高価な表面弾性波（ＳＡＷ）の段間フィルタを含まない。ＶＣＯは共振回路と、共振回路に接続する能動部と、バッファ増幅器を備える。バッファ増幅器は能動部に接続し、バッファ増幅器に接続する負荷とＶＣＯとを絶縁する。能動部はコルピッツ構成で少なくとも１個のトランジスタと、複数の容量と、抵抗を含む。容量はトランジスタの接合容量に並列に接続し、各容量の値は並列に接続する各接合容量の値より大きい。抵抗は低周波で負のフィードバックを与える。第２抵抗を設けて、発振を開始したときに能動部の利得を減少させてよい。バッファ増幅器はトランジスタを含む線形増幅器であり、能動部とバッファ増幅器は容量により接続して、能動部とバッファ増幅器の間の結合を減少させてよい。

Description

【発明の詳細な説明】 高電力、低雑音の電圧制御発振器 背景 この発明は電子式発振器および電圧制御発振器に関する。 電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、制御信号に応じて周波数を変えることができる 信号を生成する装置である。ＶＣＯは独立した装置として用いるだけでなく、位 相固定ループや、電圧周波数変換器などの構成要素として用いることが多い。 一般に、セルラ無線電話や携帯用端末に用いる従来の送信器は、低電力搬送信 号を生成するＶＣＯと、駆動段増幅器と、セラミックまたは表面弾性波（ＳＡＷ ）デバイスである段間フィルタと、搬送波の電力を適当なレベルに上げる電力増 幅器を備える。一般の送信器では、ＶＣＯの低電力出力（一般に０ｄＢｍ以下） を電力増幅器に適したレベルに上げるのに駆動段増幅器が必要であり、また駆動 段増幅器が生成する使用スペクトル帯域外の雑音を除去するのに段間フィルタが 必要である。 駆動段増幅器が生成する帯域外雑音電力は一般に比較的高い。この雑音電力が 電力増幅器を通ると、増幅された帯域外雑音電力は、電子工業界（Electronic I ndustries Association：ＥＩＡ）の要求を満たす市販のフィルタではほとんど 除去することはできない。したがって、現在の一般の送信器には段間フィルタが 必要である。 セラミックまたはＳＡＷの段間フィルタは高価な部品であり、現在の集積回路 （ＩＣ）技術で製造するのに適していない。セラミックまたはＳＡＷの段間フィ ルタを除けば、現在ではセルラ送信器を単一ＩＣチップ上に作ることができる。 したがって、送信器のコストを下げて単一ＩＣチップ上に送信器全体を搭載する には、段間フィルタを含まないことが望ましい。 段間フィルタを含まないようにする１つの方法は、電力出力の高いＶＣＯを用 いることである。高電力ＶＣＯの雑音電力が低い場合は、高電力ＶＣＯを用いれ ば駆動段増幅器を使わなくてもよい。ＶＣＯの雑音電力出力は、主として位相雑 音と振幅雑音の２つの成分から成る。 従来は、搬送周波数から離れた周波数、たとえば搬送周波数から４５ＭＨｚ離 れた周波数でのＶＣＯ雑音は無視するのが普通であった。それは、搬送波から離 れた雑音は段間フィルタにより除去されるからである。搬送波から離れた雑音は 、通常は振幅変調（ＡＭ）雑音として処理する。搬送波から離れた雑音は、ＡＭ 雑音と、位相雑音と、ＶＣＯの能動デバイスの非常に非線形な動作から生じる相 互変調側波帯雑音との組合わせである。 ＶＣＯの最も重要な特性の１つは、短期の周波数安定、すなわち位相雑音であ る。ＶＣＯの位相雑音特性を支配する雑音源は、フリッカ雑音や、ショット雑音 や、ＶＣＯの能動デバイスの熱雑音などである。低周波雑音すなわち１／ｆ雑音 はＶＣＯが生成する信号を変調し、スペクトル的に搬送波の信号周波数に非常に 近い雑音側波帯を形成する。熱雑音は、ＡＭ変調から位相変調に変換して位相雑 音の要因になる。 位相雑音を小さくするには、１／ｆ雑音が小さくまた熱雑音がその要因となる 雑音指数が小さい、能動デバイスが必要である。能動デバイスの１／ｆ雑音も熱 雑音も中を流れる直流バイアス電流によるので、低雑音を得るにはＶＣＯの直流 バイアス電流を小さくしなければならない。しかし直流バイアス電流を小さくす ると、ほとんどの低雑音ＶＣＯの出力電力は非常に小さくなる。 高出力電力を持つＶＣＯを得るには、大きな直流バイアス電流を用いるのが普 通である。しかしセルラ通信では、ＶＣＯの雑音特性が非常に悪くなるので、位 相雑音を減少させるために高価な高Ｑ共振器を用いなければならない。ＶＣＯの コストが不必要に高くなるのを防ぐため、十分な最小Ｑを決めるのが普通である がそれでもコストは高い。 上に述べたように、一般にＶＣＯは無線電話で搬送信号を生成するのに用いる 。無線周波数（ＲＦ）搬送信号のアナログ周波数変調（ＦＭ）を用いるセルラ移 動体電話システムの現在の1つの標準は、米国のセルラ式移動体電話サービス(Ad vanced Mobile Phone Service：ＡＭＰＳ)システムで、これは９００ＭＨｚ付近 の周波数を持つ搬送信号の間隔を３０ＫＨｚにした広帯域ＦＭを用いる。米国で はディジタルＡＭＰＳ（Ｄ−ＡＭＰＳ）システムも導入されており、 これは９００ＭＨｚ帯域内の搬送信号を用いる。ＡＭＰＳシステムの特性につい ては、米国電子工業界および電気通信工業界（ＥＩＡ／ＴＩＡ）が発行している ＥＩＡ／ＴＩＡ標準に規定されている。 別のアナログＦＭ標準は、英国の全アクセス通信システム（Total Access Com munications System：ＴＡＣＳ）で、これは９００ＭＨｚ付近の周波数を持つ搬 送信号の間隔に２５ＫＨｚを用いる。第３のアナログＦＭ標準はスカンディナビ アのノルディック移動体電話（Nordic Mobile Telephone：ＮＭＴ）システムで 、これは４５０ＭＨｚと９００ＭＨｚの帯域内の搬送波の間隔を１２．５ＫＨｚ にしたＦＭを用いる。 これらのアナログＦＭシステムの容量を増加させるには、たとえばＮ−ＡＭＰ Ｓ仕様の狭帯域ＦＭシステムのように、チャンネルの帯域幅を減少させる。Ｎ− ＡＭＰＳシステムでは、ＡＭＰＳシステムの３０ＫＨｚ幅の無線チャンネルをそ れぞれ３部分に分割して、チャンネル間隔を１０ＫＨｚにしている。一般に、無 線チャンネルは２個のトランシーバの間の双方向無線送信路であって、チャンネ ルは異なる周波数を持つ２つの搬送波から成り、１つはアップリンク（移動局か ら基地局へ）の通信に用い、１つはダウンリンク（基地局から移動局へ）の通信 に用いる。標準システムでは、どの無線チャンネルも２つの搬送波の周波数間隔 は４５ＭＨｚである。 システムの容量を増やす他の方法として、米国のディジタルＡＭＰＳ（Ｄ−Ａ ＭＰＳ）システムはトラヒックチャンネルでディジタル送信および時分割多重接 続（ＴＤＭＡ）を用い、制御チャンネルでアナログ送信を行う。Ｄ−ＡＭＰＳシ ステムの特性については、ＥＩＡ／ＴＩＡが発行しているＩＳ−５４Ｂ標準に規 定されている。その他の現在のＴＤＭＡ通信システムとしては、北米の米国ディ ジタルセルラシステム（American Digital Cellular System：ＡＤＣ）や、欧州 の世界移動体通信システム（Global System for Mobile Communicatins：ＧＳＭ ）や日本のシステムがある。また、ＲＦ搬送信号や符号分割多重化（ＣＤＭ）や 符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）を用いる通信システムもある。 概要 この発明は、低Ｑ共振器を用いた高出力電力、低雑音のＶＣＯを得る回路構成 を提供する。このＶＣＯは、共振回路と、共振回路に接続し、またコルピッツ構 成で接続する少なくとも１個のトランジスタを含む能動部と、バッファ増幅器で あって能動部に接続し、このバッファ増幅器に接続する負荷からＶＣＯを絶縁す るバッファ増幅器とを備える。 能動部は複数の容量と第１抵抗を備える。容量はトランジスタの接合容量に並 列に接続され、各容量の値は並列に接続された各接合容量の値より大きい。また 第１抵抗は低周波で負のフィードバックを与える。容量の少なくとも２個は高周 波で能動部のフィードバックを強め、低周波で能動部のフィードバックを押さえ て、接合容量の変化を補償する。 能動部はコルピッツ構成で並列に接続される複数のトランジスタを備え、各ト ランジスタを通る直流電流の値を減少させる。能動部は第２抵抗をさらに備え、 発振を開始したときに能動部の利得を減少させる。 バッファ増幅器は１個のトランジスタを含む線形増幅器であり、能動部とバッ ファ増幅器は容量により接続して、能動部とバッファ増幅器の間の結合を減少さ せる。 この発明の別の態様では、ＶＣＯは、共振回路と、共振回路に接続し、またコ ルピッツ構成で接続する少なくとも１個のトランジスタを含む能動部と、線形バ ッファ増幅器であってトランジスタを含み、このバッファ増幅器に接続する負荷 からＶＣＯを絶縁する線形バッファ増幅器と、能動部と線形バッファ増幅器に接 続して能動部とバッファ増幅器の間の結合を減少させる容量とを備える。 能動部は複数の容量と第１抵抗と第２抵抗を備える。容量はトランジスタの接 合容量に並列に接続され、各容量の値は並列に接続された各接合容量の値より大 きい。第１抵抗は低周波で負のフィードバックを与え、第２抵抗は発振を開始し たときに能動部の利得を減少させる。能動部はコルピッツ構成で並列に接続する 複数のトランジスタを備え、各トランジスタを通る直流電流の値を減少させる。 図面の簡単な説明 この発明の実施の形態について以下に詳細に説明する。これは単なる例であっ て、次の図面に示す。 図１は、この発明の電圧制御発振器の電気回路図である。 図２は、図１の回路の出力電力スペクトルを示す。 図３は、図１の回路の位相雑音を示す。 図４は、図１の回路のＡＭ雑音スペクトルを示す。 図５は、図１の回路の雑音電力レベルを示す。 詳細な説明 以下は携帯用または移動体の無線電話および／またはパーソナル通信網に関す るセルラ通信システムの説明であるが、当業者が理解するように、この発明はＶ ＣＯを用いることができる他の領域にも適用できるものである。 図１はこの発明のＶＣＯ１の電気回路図であって、共振周波数の利得をＣＶＯ の能動部に与える共通の低Ｑ共振器を備える。ＶＣＯ１は共振器１０と、能動部 ２０と、バッファ増幅段３０を備える。能動部２０はある点ではコルピッツ発振 器に似ているが、回路２０は顕著な追加の構成要素、すなわち容量Ｃ₃、Ｃ₄と抵 抗Ｒ₂を含む。これらの構成要素の重要性とその利点については後で説明する。 上に述べたように、ＶＣＯの雑音スペクトルの２つの主要な部分は位相雑音と ＡＭ雑音である。ＶＣＯの出力信号の周波数に近い周波数では位相雑音が強く、 出力信号から非常に離れた周波数ではＡＭ雑音が強い。出力信号の周波数から余 り離れていない周波数では、ＶＣＯの雑音スペクトルは位相雑音とＡＭ雑音の組 合わせである。どちらが強いかは、ＶＣＯの能動要素と受動要素の雑音特性や、 能動デバイスの動作の非直線性や、回路の構成による。 よく知られているように、位相雑音は、非線形の相互コンダクタンスｇ_mと、 能動部のトランジスタＱ₁の非線形の接合容量Ｃ_be、Ｃ_bc、Ｃ_ceから起こる、出 力信号の低周波変調により生じる。こらの非線形要素の非線形変調が減少すると 、位相雑音はこれに従って減少する。この発明の一態様では、能動部２０は各非 線形の接合容量に並列に接続する容量Ｃ₃とＣ₄を含む。したがって線形容量Ｃ₃ とＣ₄と従来のＣ₁により非線形変調は減少する。最適の結果を得るには、これら の容量はＣ₃＞Ｃ_bc、Ｃ₄〉Ｃ_ce、Ｃ₁〉Ｃ_bcになるように選ばなければならない 。 さらに、容量Ｃ₃とＣ₄は高周波でのフィードバックを強め、低周波で、特に発 振を開始したときにフィードバックを押さえる。これが利点である理由は後で 述べる。この発明では、「高」周波は搬送信号すなわちＶＣＯが生成する出力信 号の周波数に少なくともほぼ等しい周波数である。「低」周波は、バイポーラ接 合トランジスタ（ＢＪＴ）では直流（０Ｈｚ）と約１００ＫＨｚの間の周波数で あり、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）では直流と約１００ＭＨｚの間の周波数 である。 容量Ｃ₃とＣ₄を用いる別の利点は、ＶＣＯ１のプッシュ効果（pushing effect ）と温度安定性を改善することである。それは容量Ｃ₃とＣ₄を設けることにより 、供給電圧の変動と温度の変動に伴うデバイス容量の変化の影響が減少するから である。 必要があれば、従来の共振器１０のＱを選択することによりＶＣＯの性能をさ らに改善して、位相雑音を適当に減少させることができる。共振器１０のＱは、 一般に所望の雑音特性を満たすのに丁度十分になるように選択する。後で説明す るように、セルラ電話では共振器１０のＱはわずか１００程度が適当であると言 われている。共振器１０はマイクロストリップ線１１と、東光や東芝やアルファ などが市販している低コストの可変容量ダイオード１２から成る。マイクロスト リップ線の代わりに、トランステク(Trans-Tech)などが市販している同軸インダ クタを用いてもよい。たとえば制御信号端子１３から可変容量ダイオード１２に かかるバイアス電圧を用いて、要素１２のパラメータを変えるなどして、ＶＣＯ １が生成する信号の周波数を制御することができる。共振器のＱを増加させるに は、共振器１０と能動部２０の間の結合を減らす必要がある。 この発明の低雑音ＶＣＯ１では、能動部２０は、抵抗Ｒ₁により低周波で負フ ィードバックをかけて低周波での利得と雑音を押さえ、容量Ｃ₂により高周波す なわち搬送周波数付近での利得を保持する。これによりＶＣＯの位相雑音は減少 し、低周波での安定性は増す。それは、トランジスタＱ１に用いる多くのトラン ジスタの利得は低周波で非常に高いために、普通、低周波雑音が増加し低周波で の安定性が減少するからである。 上に述べたように、低雑音ＶＣＯは通常は直流バイアス電流を小さくする必要 があるので、ＶＣＯの出力電力も低くなる。出力電力を大きくするために電流を 増やすと、位相雑音とＡＭ雑音が大きくなる。電力レベルを高くし、同時に直流 バイアス電流をできるだけ小さくするため、トランジスタＱ₁は２個以上のトラ ンジスタを並列に接続してよい。これにより各トランジスタを通る直流電流は減 少し（１対のトランジスタを用いると半分になる）、したがって全雑音レベルは 同じ出力電力レベルで動作する１個のトランジスタＱ₁を用いる場合より低くな る。 並列に何個のトランジスタを接続したらよいかは、ＩＣ処理技術や、必要な出 力電力レベルや、最適な雑音指数および最適な低周波雑音にするための１個のト ランジスタの最適なバイアス点によって決まる。たとえば、シリコンＢＪＴなど のＢＪＴやガリウム砒素ＨＢＴの１／ｆ雑音は、ＭＥＳＦＥＴなどのＦＥＴやＨ ＥＭＴより低い。セルラ無線電話送信器などの応用では、２個のＢＪＴまたは３ 個のＦＥＴを用いるのがよい。 一般に、低利得で起動したＶＣＯの発振は高利得で起動したＶＣＯの発振より 雑音が低い。したがってこの発明の１つの実施の形態では、容量Ｃ₃、Ｃ₄、Ｃ₂ 、Ｃ₁などの他の要素と共に抵抗Ｒ₂を用いて、発振を開始したときの利得を減少 させる。 またこの発明のＶＣＯ１はバッファ増幅段３０を備え、バッファの出力端子３ １に接続する次の段の負荷とＶＣＯとを絶縁して、負荷インピーダンスが変化し たために出力信号の周波数が影響を受けることがないようにする。低雑音の観点 から、バッファ増幅器３０はできるだけ線形で動作させ、バッファ段で起こる相 互変調により雑音が増えることがないようにする。バッファ増幅器３０の線形動 作はバッファのトランジスタＱ₂の動作点によって決まり、その動作点はトラン ジスタの直流バイアスと負荷インピーダンスにより決まる。 能動部２０とバッファ段３０は小さい容量Ｃ₆により接続する。Ｃ₆の容量値は 、能動部とバッファ段の間の結合が減少するような、また負荷に影響される周波 数の変動が減少するような値にする。 この発明の高電力、低雑音ＶＣＯ１を、市販のマイクロ波／ＲＦ回路シミュレ ータであるＨＰ−ＥＥｓｏｆ社のＪ−オメガシミュレータを用いて、ＲＦマイク ロデバイセスが販売しているＨＢＴ非線形デバイスモデルと共にシミュレートし た。シミュレーションでは、共振回路の負荷状態（５０オーム負荷）のＱは約１ ００であった。 図２〜図５に示すように、シミュレーションの結果は、搬送波付近の出力電力 レベルと位相雑音についても、搬送波から４５ＭＨｚ離れた受信帯域の全雑音電 力レベルについても、期待値通りであった。同じ共振回路を持つ従来の回路構成 を用いた場合は、この期待値は得られなかった。シミュレートした回路は、従来 のＶＣＯ回路に比べて雑音特性は１０ｄＢ以上改善した。上に述べたように、従 来のＶＣＯの雑音特性は、通常は、隣接の位相雑音、たとえばシステムの帯域幅 に従って搬送波から２５〜３０ＫＨｚ離れた周波数での位相雑音、に対してだけ 規定されている。この発明の高電力、低雑音ＶＣＯには高価で大きな段間フィル タがないので、ＶＣＯの雑音特性は、受信帯域での雑音電力という別の仕様も満 たさなければならない。 たとえば、セルラ無線電話送信器の一般的な要求は、出力電力が＋３０ｄＢｍ 、電力利得が１５ｄＢｍ、雑音指数が５ｄＢ、搬送周波数より４５ＭＨｚ上での 雑音電力が−１３９．８ｄＢｍ／Ｈｚ以下、である。したがって、ＶＣＯが生成 する雑音電力は搬送波より４５ＭＨｚ上で−（１５＋５＋１３９．８）＝−１５ ９．８ｄＢｍ／Ｈｚ以下でなければならない。この性能仕様は従来のＶＣＯでは 、たとえ出力電力と近接雑音の仕様を満たすものでも、達成するのが非常に困難 である。 もちろん、抵抗Ｒ₁とＲ₂や、容量Ｃ₁〜Ｃ₆や、トランジスタのバイアス電流の 特定の値は、この発明のＶＣＯを用いる特定の応用に従って決定するものである 。一般に抵抗Ｒ₁の値は約３０オームと約２００オームの間でよく、Ｒ₂の値は約 ２オームと約１０オームの間でよく、トランジスタＱ₁を通る直流電流の値は約 １０ミリアンペアと２０ミリアンペアの間でよく、トランジスタＱ₂を通る直流 電流の値は約２０ミリアンペアと４０ミリアンペアの間でよい。これらの範囲は この発明を制限するものではない。なぜなら、どの値が最適かは、出力電力や位 相雑音の要求や、搬送周波数から離れた特定の周波数での雑音電力の要求による からである。 図２は、シミュレーションの出力電力スペクトルを示す。出力電力レベルは約 ８４３ＭＨｚの搬送波の基本周波数で＋１５．３ｄＢｍであり、搬送波の第１高 調波（１６８６ＭＨｚ）ではわずかに約＋０．９ｄＢｍであった。 図３は、シミュレーションの位相雑音電力スペクトルを示す。位相雑音電力レ ベルは搬送信号周波数からの周波数偏差の対数の関数としてプロットした。搬送 波から３２ＫＨｚ離れた位相雑音電力は−１２２．７ｄＢｃ／Ｈｚ以下であって 、これは最大許容位相雑音レベルである−９５ｄＢｃ／Ｈｚに比べてかなり良い 。搬送波からの周波数偏差が１６ＫＨｚでは、位相雑音電力は−１１６．３ｄＢ ｃ／Ｈｚであった。さらに図３に示すように、搬送波から２０ＭＨｚ離れた位相 雑音レベルは約−１７５ｄＢｃ／Ｈｚであって、これはＧＳＭ標準セルラ電話シ ステムの最大許容位相雑音レベルである−１６３ｄＢｃ／Ｈｚに比べてかなり良 い。 図４は、シミュレートしたＶＣＯのＡＭ雑音スペクトルを示す。ＡＭ雑音電力 レベルは搬送信号周波数からの周波数偏差の対数の関数としてプロットした。図 ３と図４とを比べると、位相雑音とＡＭ雑音の相対的な雑音への寄与度が分かる 。図４に示すように、搬送波からの周波数偏差が３２ＫＨｚのＡＭ雑音電力は− １４７．９ｄＢｃ／Ｈｚであり、搬送波から４４ＭＨｚでは−１７４．１ｄＢｃ ／Ｈｚであった。 多くの無線電話システムにおいて、満たすのが最も困難な特性標準は受信帯域 内の雑音電力レベル、すなわち搬送波から４５ＭＨｚ離れた雑音電力レベルであ る。図５は、シミュレートしたＶＣＯの組合わせ位相・ＡＭ雑音のスペクトルで 、組合わせ雑音電力レベルは搬送信号周波数からの周波数偏差の対数の関数とし てプロットした。図５に示すように、搬送波からの周波数偏差が４４ＭＨｚの雑 音電力レベルは−１６３．１ｄＢｍ／Ｈｚであり、これはＡＭＰＳ仕様で許容さ れる最大レベルである−１６０ｄＢｍ／Ｈｚ以下である。従来のＶＣＯ回路のシ ミュレーションで得られた最良の受信帯域雑音電力レベルは−１５０ｄＢｍ／Ｈ ｚであった。 この発明は、送信回路内の駆動段増幅器や高価で高品質のセラミックフィルタ やＳＡＷフィルタに代わる、高電力、低雑音ＶＣＯの新しい回路構成を提供する 。簡単でありまた大きなフィルタがないので、この発明のＶＣＯは電力増幅器を 単−ＩＣチップ上に容易に作ることができる。電力増幅器を持つＶＣＯを単一チ ップ上に作ると、製品コストを大幅に下げることができる。 この発明の特定の実施の形態について説明し図示したが、この発明はこれに限 定されるものではない。たとえばこの発明は任意のトランジスタ型すなわち３端 子型や発振器に適用できるものであって、これらは全てこの発明に用いた「ＶＣ Ｏ」という用語に含まれる。この発明は、請求の範囲に規定したこの発明の精神 と範囲内にある一切の修正を含むものである。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】１９９６年１０月２５日 【補正内容】 請求の範囲 １．高電力、低雑音の電圧制御発振器（ＶＣＯ）（１）であって、 共振回路（１０、１１、１２）と、 前記共振回路に接続され、またコルピッツ構成で接続される少なくとも１個の トランジスタ（Ｑ₁）を含む能動部（２０）と、 バッファ増幅器（３０）であって、前記能動部に接続され、前記バッファ増幅 器に接続される負荷から前記ＶＣＯを遮断する、バッファ増幅器（３０）と、 を備え、 ここで、前記能動部は容量（Ｃ₁、Ｃ₃、Ｃ₄）と第１抵抗（Ｒ₁）とを含み、前 記容量は前記少なくとも１個のトランジスタの接合容量（Ｃ_be、Ｃ_bc、Ｃ_ce）に 並列に接続され、前記容量は低周波でフィードバックを押さえ、各容量の値は並 列に接続されるそれぞれの接合容量の値より大きく、また前記第１抵抗は負のフ ィードバックを与えて、前記ＶＣＯの発振周波数から離れた低周波で利得と雑音 を押さえる、前記ＶＣＯ。 ２．前記容量（Ｃ₁、Ｃ₃、Ｃ₄）の少なくとも２個は高周波で前記能動部（２ ０）内のフィードバックを強め、低周波で前記能動部内のフィードバックを押さ える、請求項１に記載のＶＣＯ。 ３．前記容量（Ｃ₁、Ｃ₃、Ｃ₄）の少なくとも２個は前記接合容量（Ｃ_be、Ｃ_{b c} 、Ｃ_ce）の変化を補償する、請求項１に記載のＶＣＯ。 ４．前記能動部（２０）はコルピッツ構成で並列に接続される複数のトランジ スタ（Ｑ₁）を含み、各トランジスタを通る直流電流の値を減少させる、請求項 １に記載のＶＣＯ。 ５．前記能動部（２０）は第２抵抗（Ｒ₂）をさらに含み、発振を開始したと きに前記能動部の利得を減少させる、請求項１に記載のＶＣＯ。 ６．前記バッファ増幅器（３０）は１個のトランジスタ（Ｑ₂）を含む線形増 幅器である、請求項１に記載のＶＣＯ。 ７．前記能動部（２０）と前記バッファ増幅器（３０）は容量（Ｃ₆）により 接続されて、前記能動部と前記バッファ増幅器の間の結合を減少させる、請求項 １に記載のＶＣＯ。 ８．電圧制御発振器（ＶＣＯ）（１）であって、 共振回路（１１、１２、１３）と、 前記共振回路に接続され、またコルピッツ構成で接続される少なくとも１個の トランジスタ（Ｑ₁）を含む能動部（２０）と、 線形バッファ増幅器（３０）であって、トランジスタ（Ｑ₂）を含み、前記バ ッファ増幅器に接続される負荷から前記ＶＣＯを遮断する前記線形バッファ増幅 器と、 前記能動部と前記線形バッファ増幅器とを接続して、前記能動部と前記バッフ ァ増幅器との間の結合を減少させる容量（Ｃ₆）と、 を備え、 ここで、前記能動部は容量（Ｃ₁、Ｃ₃、Ｃ₄）と第１抵抗（Ｒ₁）と第２抵抗（ Ｒ₂）とを含み、前記容量は前記少なくとも１個のトランジスタの接合容量（Ｃ_{b e} 、Ｃ_bc、Ｃ_ce）に並列に接続され、前記容量は低周波でフィードバックを押さ え、各容量の値は並列に接続されるそれぞれの接合容量の値より大きく、また前 記第１抵抗は負のフィードバックを与えて、前記ＶＣＯの発振周波数から離れた 低周波で利得と雑音を押さえ、また前記第２抵抗は発振を開始したときに前記能 動部の利得を減少させる、前記ＶＣＯ。 ９．前記能動部（２０）はコルピッツ構成で並列に接続される複数のトランジ スタ（Ｑ₁）を含み、各トランジスタを通る直流電流の値を減少させる、請求項 ８に記載のＶＣＯ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，Ｕ Ｇ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，Ｊ Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ， ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，Ｓ Ｅ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．高電力、低雑音の電圧制御発振器（ＶＣＯ）であって、 共振回路と、 前記共振回路に接続され、またコルピッツ構成で接続される少なくとも１個の トランジスタを含む能動部と、 バッファ増幅器であって、前記能動部に接続され、前記バッファ増幅器に接続 される負荷から前記ＶＣＯを遮断する前記バッファ増幅器と、 を備え、 ここで、前記能動部は複数の容量と第１抵抗とを含み、前記容量は前記少なく とも１個のトランジスタの接合容量に並列に接続され、前記容量は低周波でフィ ードバックを押さえ、各容量の値は並列に接続されるそれぞれの各接合容量の値 より大きく、また前記第１抵抗は負のフィードバックを与えて、前記ＶＣＯの発 振周波数から離れた低周波で利得と雑音を押さえる、前記ＶＣＯ。 ２．前記容量の少なくとも２個は高周波で前記能動部内のフィードバックを強 め、低周波で前記能動部内のフィードバックを押さえる、請求項１に記載のＶＣ Ｏ。 ３．前記容量の少なくとも２個は前記接合容量の変化を補償する、請求項１に 記載のＶＣＯ。 ４．前記能動部はコルピッツ構成で並列に接続される複数のトランジスタを含 み、各トランジスタを通る直流電流の値を減少させる、請求項１に記載のＶＣＯ 。 ５．前記能動部は第２抵抗をさらに含み、発振を開始したときに前記能動部の 利得を減少させる、請求項１に記載のＶＣＯ。 ６．前記バッファ増幅器は１個のトランジスタを含む線形増幅器である、請求 項１に記載のＶＣＯ。 ７．前記能動部と前記バッファ増幅器は容量により接続されて、前記能動部と 前記バッファ増幅器の間の結合を減少させる、請求項１に記載のＶＣＯ。 ８．電圧制御発振器（ＶＣＯ）であって、 共振回路と、 前記共振回路に接続され、またコルピッツ構成で接続される少なくとも１個の トランジスタを含む能動部と、 線形バッファ増幅器であって、トランジスタを含み、前記バッファ増幅器に接 続される負荷から前記ＶＣＯを遮断する前記線形バッファ増幅器と、 前記能動部と前記線形バッファ増幅器とを接続して、前記能動部と前記バッフ ァ増幅器との間の結合を減少させる容量と、 を備え、 ここで、前記能動部は複数の容量と第１抵抗と第２抵抗とを含み、前記容量は 前記少なくとも１個のトランジスタの接合容量に並列に接続され、前記容量は低 周波でフィードバックを押さえ、各容量の値は並列に接続されるそれぞれの接合 容量の値より大きく、また前記第１抵抗は負のフィードバックを与えて、前記Ｖ ＣＯの発振周波数から離れた低周波で利得と雑音を押さえ、前記第２抵抗は発振 を開始したときに前記能動部の利得を減少させる、前記ＶＣＯ。 ９．前記能動部はコルピッツ構成で並列に接続される複数のトランジスタを含 み、各トランジスタを通る直流電流の値を減少させる、請求項８に記載のＶＣＯ 。