JPH1140385A - Discharge lamp lighting device - Google Patents
Discharge lamp lighting deviceInfo
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- JPH1140385A JPH1140385A JP18814897A JP18814897A JPH1140385A JP H1140385 A JPH1140385 A JP H1140385A JP 18814897 A JP18814897 A JP 18814897A JP 18814897 A JP18814897 A JP 18814897A JP H1140385 A JPH1140385 A JP H1140385A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、入力力率が高く入
力電流歪の少ない放電灯点灯装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device having a high input power factor and low input current distortion.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、図１５に示すように、交流電
源Ｖｓを高周波阻止用のフィルタ回路ＦＬを介して整流
回路ＤＢで全波整流した後に、インバータ回路ＩＮＶに
より交流出力に変換することによって負荷である放電灯
Ｌａを点灯させる放電灯点灯装置が提供されている。2. Description of the Related Art Conventionally, as shown in FIG. 15, an AC power supply Vs is subjected to full-wave rectification by a rectifier circuit DB via a high-frequency blocking filter circuit FL and then converted to an AC output by an inverter circuit INV. A discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp La serving as a load is provided.
【０００３】図１５に示した放電灯点灯装置では、整流
回路ＤＢにダイオードブリッジを用い、インバータ回路
ＩＮＶは、ＭＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素
子Ｑ 1 ，Ｑ2 の直列回路を備え、両スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の直列回路はダイオードＤ2 ，Ｄ1 の直列回路
を介して整流回路ＤＢの直流出力端間に接続されてい
る。また、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路に
は、インダクタＬ2 とコンデンサＣ3 とダイオードＤ4
との直列回路が並列接続されるとともに、コンデンサＣ
5 が並列接続されるている。また、コンデンサＣ3 とダ
イオードＤ4 との接続点と両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点との間には、ダイオードＤ3 が接続されてい
る。In the discharge lamp lighting device shown in FIG.
Inverter circuit using diode bridge for circuit DB
INV is a pair of switching elements composed of MOSFETs.
Child Q 1, QTwoAnd the switching elements Q
1, QTwoSeries circuit is diode DTwo, D1Series circuit
Connected between the DC output terminals of the rectifier circuit DB
You. In addition, both switching elements Q1, QTwoSeries circuit
Is the inductor LTwoAnd capacitor CThreeAnd diode DFour
Are connected in parallel, and the capacitor C
FiveAre connected in parallel. The capacitor CThreeAnd da
Iod DFourConnection point and both switching elements Q1, Q
TwoDiode DThreeIs connected
You.
【０００４】また、ダイオードＤ2 にはインピーダンス
素子としてのコンデンサＣ2 が並列接続され、両ダイオ
ードＤ2 ，Ｄ1 の接続点と両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点との間には、直流カット用のコンデンサＣ4
を介してコンデンサＣ6 とインダクタＬ1 とからなる直
列ＬＣ共振回路が接続してあり、コンデンサＣ6 の両端
には放電灯ＬａのフィラメントＦ1 ，Ｆ2 の非電源側が
接続されている。なお、インピーダンス素子であるコン
デンサＣ2 とダイオードＤ2 とでインピーダンス回路を
構成している。Further, diode D 2 is the capacitor C 2 as an impedance element connected in parallel, both diodes D 2, the connection point and both switching elements to Q 1 D 1, Q
2 and a DC cut capacitor C 4
A series LC resonance circuit composed of a capacitor C 6 and an inductor L 1 is connected via a capacitor C 6, and both ends of the capacitor C 6 are connected to the non-power supply side of the filaments F 1 and F 2 of the discharge lamp La. Incidentally, constitute an impedance circuit with a capacitor C 2 and the diode D 2 is an impedance element.
【０００５】いま、図１５においてインダクタＬ1 、コ
ンデンサＣ6 ，Ｃ2 ，Ｃ4 、放電灯Ｌａからなる回路
を、インバータ回路ＩＮＶの負荷回路Ａとする。放電灯
ＬａのフィラメントＦ1 ，Ｆ2 は、インダクタＬ1 、フ
ィラメントＦ2 、コンデンサＣ 6 、フィラメントＦ1 の
直列回路を構成するように接続され、コンデンサＣ6 の
電流によりフィラメントＦ1 ，Ｆ2 を熱することによっ
て、放電灯Ｌａの始動を容易にしている。なお、コンデ
ンサＣ4 は、上述のように直流カット用のコンデンサで
あり、コンデンサＣ6 及びコンデンサＣ2 よりも十分大
きな容量値を有する。Now, referring to FIG.1,
Capacitor C6, CTwo, CFourConsisting of a discharge lamp La
Is a load circuit A of the inverter circuit INV. Discharge lamp
La Filament F1, FTwoIs the inductor L1,
Filament FTwo, Capacitor C 6, Filament F1of
Connected to form a series circuit, and a capacitor C6of
Filament F by current1, FTwoBy heating
Thus, the starting of the discharge lamp La is facilitated. In addition,
Sensor CFourIs a DC cut capacitor as described above.
Yes, capacitor C6And capacitor CTwoBigger than
It has a large capacitance value.
【０００６】この放電灯点灯装置は、両スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 を制御回路ＣＮによって高周波で交互にオ
ンオフすることによって、放電灯Ｌａを高周波点灯する
ようになっている。また、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 、イン
ダクタＬ2 、コンデンサＣ3 からなる回路は、いわゆる
部分平滑回路を構成しており、ダイオードＤ4 は平滑用
のコンデンサＣ3 に充電電流を流す極性に接続され、ダ
イオードＤ3 はコンデンサＣ3 の放電電流を流す極性に
接続されている。この部分平滑回路は、整流回路ＤＢの
出力電圧ＶｇがコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3よりも高
い期間には、スイッチング素子Ｑ2 のオンの時に、ダイ
オードＤ3 、インダクタＬ2 を介してコンデンサＣ3を
充電し、また整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇがコンデンサ
Ｃ3 の端子電圧ＶC3よりも低い期間にはダイオードＤ4
を介してコンデンサＣ3 の電圧がインバータ回路ＩＮＶ
の電源として作用する。すなわち、この部分平滑回路
は、降圧チョッパ回路として動作している。In this discharge lamp lighting device, the switching element Q 1 and Q 2 are alternately turned on and off at a high frequency by a control circuit CN, thereby lighting the discharge lamp La at a high frequency. A circuit including diodes D 3 and D 4 , an inductor L 2 , and a capacitor C 3 constitutes a so-called partial smoothing circuit. The diode D 4 is connected to a polarity through which a charging current flows to the smoothing capacitor C 3. , The diode D 3 is connected to the polarity through which the discharge current of the capacitor C 3 flows. During the period when the output voltage Vg of the rectifier circuit DB is higher than the terminal voltage V C3 of the capacitor C 3 , when the switching element Q 2 is turned on, the partial smoothing circuit connects the capacitor C via the diode D 3 and the inductor L 2. 3 to charge the, also the output voltage Vg is lower period than the terminal voltage V C3 of the capacitor C 3 of the rectifier circuit DB is a diode D 4
Voltage inverter circuit INV of the capacitor C 3 through the
Acting as a power source. That is, this partial smoothing circuit operates as a step-down chopper circuit.
【０００７】インバータ回路ＩＮＶの動作について説明
する。スイッチング素子Ｑ1 がオンすると、コンデンサ
Ｃ5 −スイッチング素子Ｑ1−インダクタＬ1 −フィラ
メントＦ2 −コンデンサＣ6 −フィラメントＦ1 −コン
デンサＣ4 −コンデンサＣ2 −コンデンサＣ5 の経路で
電流が流れコンデンサＣ2 が充電される。また、整流回
路ＤＢの出力電圧Ｖg の方がコンデンサＣ3 の端子電圧
ＶC3よりも高い期間には、整流回路ＤＢからスイッチン
グ素子Ｑ1 −インダクタＬ1 −フィラメントＦ2 −コン
デンサＣ6 −フィラメントＦ1 −コンデンサＣ4 −ダイ
オードＤ1 の経路で電流が流れる。[0007] The operation of the inverter circuit INV will be described. When the switching element Q 1 is turned on, the capacitor C 5 - switching element Q 1 - inductor L 1 - filament F 2 - capacitor C 6 - filament F 1 - the capacitor C 4 - current flows through a path of the capacitor C 5 - capacitor C 2 capacitor C 2 is charged. Further, the output voltage higher period than the terminal voltage V C3 of the capacitor C 3 towards Vg of the rectifier circuit DB, a rectifier circuit DB from the switching element Q 1 - inductor L 1 - filament F 2 - capacitor C 6 - filament F 1 - the capacitor C 4 - current flows through a path of the diode D 1.
【０００８】また、スイッチング素子Ｑ2 がオフする
と、コンデンサＣ2 −コンデンサＣ4−フィラメントＦ
1 −コンデンサＣ6 −フィラメントＦ2 −インダクタＬ
1 −スイッチング素子Ｑ2 −コンデンサＣ2 の経路でコ
ンデンサＣ2 の電荷が放電され、放電し終わると、ダイ
オードＤ2 −コンデンサＣ4 −フィラメントＦ1 −コン
デンサＣ6 −フィラメントＦ2 −インダクタＬ1 −スイ
ッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ2 の経路で電流が流れ
る。Further, when the switching element Q 2 is turned off, the capacitor C 2 - capacitor C 4 - filament F
1 -Capacitor C 6 -Filament F 2 -Inductor L
1 - switching element Q 2 - charge in the capacitor C 2 through the path of the capacitor C 2 is discharged, the discharged finished, the diode D 2 - capacitor C 4 - filament F 1 - the capacitor C 6 - filament F 2 - inductor L 1 A current flows through the path of the switching element Q 2 and the diode D 2 .
【０００９】次に、部分平滑回路の動作について説明す
る。スイッチング素子Ｑ2 がオンすると、整流回路ＤＢ
からインダクタＬ2 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ3
−スイッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ2 −ダイオード
Ｄ1 の経路で電流が流れてコンデンサＣ3 が充電され、
整流回路ＤＢの出力電圧Ｖg がコンデンサＣ3 の端子電
圧ＶC3よりも低い期間には、コンデンサＣ3の電圧がイ
ンバータ回路ＩＮＶの電源として作用する。また、コン
デンサＣ5 −インダクタＬ2 −コンデンサＣ3 −ダイオ
ードＤ3 −スイッチング素子Ｑ2 −コンデンサＣ5 の経
路で電流が流れ、コンデンサＣ3 が充電される。Next, the operation of the partial smoothing circuit will be described. When the switching element Q 2 is turned on, a rectifier circuit DB
To inductor L 2 -capacitor C 3 -diode D 3
A current flows through the path of the switching element Q 2, the diode D 2, and the diode D 1 to charge the capacitor C 3 ,
Output voltage Vg of the rectifier circuit DB is a lower period than the terminal voltage V C3 of the capacitor C 3, the voltage of the capacitor C 3 acts as a power source of the inverter circuit INV. Further, a current flows through the path of the capacitor C 5 -the inductor L 2 -the capacitor C 3 -the diode D 3 -the switching element Q 2 -the capacitor C 5 , and the capacitor C 3 is charged.
【００１０】スイッチング素子Ｑ2 がオフすると、イン
ダクタＬ2 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ3 −スイッ
チング素子Ｑ1 −インダクタＬ2 の経路でＬ2 のエネル
ギを放出する。この放電灯点灯装置では、ダイオードＤ
1 と、ダイオードＤ2 とコンデンサＣ 2 との並列回路に
より、交流電源Ｖｓの１周期のほぼ全区間にわたり、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフに応じて交流電源
Ｖｓからインバータ回路ＩＮＶの負荷回路Ａを介して電
流が供給されるので、入力力率が高くなり、また、入力
電流歪が小さくなるのである。[0010] Switching element QTwoIs off, the in
Dacta LTwo-Capacitor CThree-Diode DThree−Switch
Ching element Q1-Inductor LTwoIn the route of LTwoEnel of
Releases Gi. In this discharge lamp lighting device, the diode D
1And the diode DTwoAnd capacitor C TwoIn a parallel circuit with
Thus, the switch is provided over almost the entire section of one cycle of the AC power supply Vs.
Switching element Q1, QTwoAC power depending on the on / off
Vs through the load circuit A of the inverter circuit INV.
Flow, the input power factor is high and
The current distortion is reduced.
【００１１】図１６は図１５に示した回路の各部の動作
波形であり、（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧波形、（ｂ）
は交流電源Ｖｓの入力電流波形、（ｃ）はコンデンサＣ
5 の両端電圧ＶC5波形、（ｄ）は放電灯Ｌａのランプ電
流波形を示す。図１６（ｃ）より明らかなように、イン
バータ回路ＩＮＶの電源電圧は、整流回路ＤＢの出力電
圧Ｖg が高い期間（山部）では整流回路ＤＢの出力電圧
Ｖg になり、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖg が低い期間
（谷部）ではコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3になる。言
い換えると、部分平滑回路は整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ
g の谷部を埋めるように機能する。したがって、インバ
ータ回路ＩＮＶの電源電圧を図１６（ｃ）に示すような
部分平滑電圧とすることにより、放電灯Ｌａのランプ電
流波形は、図１６（ｄ）に示すように交流電源Ｖｓのピ
ーク近傍とゼロクロス近傍で各々最大値に近づくように
なり、放電灯Ｌａへの供給電流の波高率（ピーク値／実
行値）が小さくなるのであって、結果的に整流回路ＤＢ
の出力電圧Ｖg の山部と谷部とにおける放電灯Ｌａの光
出力の変動を少なくすることができる。FIGS. 16A and 16B show operation waveforms of various parts of the circuit shown in FIG. 15, wherein FIG. 16A shows a voltage waveform of the AC power supply Vs, and FIG.
Is the input current waveform of the AC power supply Vs, and (c) is the capacitor C
End voltage V C5 waveform 5, (d) shows the lamp current waveform of the discharge lamp La. As is clear from FIG. 16C, the power supply voltage of the inverter circuit INV becomes the output voltage Vg of the rectifier circuit DB during the period (peak) where the output voltage Vg of the rectifier circuit DB is high, and the output voltage of the rectifier circuit DB Vg becomes lower period (valley) in the terminal voltage V C3 of the capacitor C 3. In other words, the partial smoothing circuit outputs the output voltage V of the rectifier circuit DB.
Functions to fill the valley of g. Therefore, by setting the power supply voltage of the inverter circuit INV to a partially smoothed voltage as shown in FIG. 16C, the lamp current waveform of the discharge lamp La becomes close to the peak of the AC power supply Vs as shown in FIG. And near the maximum value near the zero cross, and the crest factor (peak value / actual value) of the current supplied to the discharge lamp La decreases, and as a result, the rectifier circuit DB
Of the output voltage Vg of the discharge lamp La at the peak and the valley can be reduced.
【００１２】ところで、図１５に示す放電灯点灯装置
は、インバータ回路ＩＮＶの動作モードを切り換える発
振周波数を図１７（ａ）に示すように切り換え制御する
ことによりインバータ回路ＩＮＶの動作モードを切り換
える。ここに、図１７において（ａ）はスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の発振周波数、（ｂ）は放電灯Ｌａの両端
電圧ＶL 、（ｃ）はコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5の時
間変化を示し、図１７における時刻ｔ0 から時刻ｔ1 の
期間は放電灯Ｌａを始動させるための高電圧を放電灯Ｌ
ａの両端に印加する前に、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 を十
分予熱する期間（以下、予熱期間と称す）であり、予熱
期間を設けることによって放電灯Ｌａの始動を容易にし
ている。予熱期間における発振周波数ｆswは、放電灯Ｌ
ａが放電しないように、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL のピ
ーク値が十分小さな値Ｖ1 になるような周波数ｆsw1 に
設定される。周波数ｆsw1 は、インダクタＬ1 、コンデ
ンサＣ2 ，Ｃ6 からなるＬＣ共振回路の共振周波数ｆsw
0 よりも高い周波数であり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 に進相電流が流れるのを防止している。The discharge lamp lighting device shown in FIG. 15 switches the operation mode of the inverter circuit INV by controlling the oscillation frequency for switching the operation mode of the inverter circuit INV as shown in FIG. Here, in FIG. 17, (a) shows the oscillation frequency of the switching elements Q 1 and Q 2 , (b) shows the voltage V L across the discharge lamp La, and (c) shows the time change of the voltage V C5 across the capacitor C 5. During the period from time t 0 to time t 1 in FIG. 17, a high voltage for starting the discharge lamp La is applied to the discharge lamp L.
This is a period in which the filaments F 1 and F 2 are sufficiently preheated (hereinafter, referred to as a preheating period) before the voltage is applied to both ends of a, and the start of the discharge lamp La is facilitated by providing the preheating period. The oscillation frequency fsw during the preheating period is equal to the discharge lamp L
As a is not discharged, the peak value of the voltage across V L of the discharge lamp La is set to a frequency fsw 1 such that a sufficiently small value V 1. The frequency fsw 1 is the resonance frequency fsw of the LC resonance circuit including the inductor L 1 and the capacitors C 2 and C 6.
The frequency is higher than 0 and the switching elements Q 1 , Q
2 prevents the leading current from flowing.
【００１３】また、図１７における時刻ｔ1 から時刻ｔ
2 の期間は、放電灯Ｌａを始動させるために放電灯Ｌａ
の両端に高電圧（ピーク値Ｖ2 ）を印加する期間（以
下、始動期間と称す）であり、始動期間における発振周
波数ｆswは、ｆsw1 よりも低い周波数ｆsw2 に設定され
る。ここに、各周波数は、ｆsw1 ＞ｆsw2 ＞ｆsw0 の関
係にあり、発振周波数ｆsw2 を共振周波数ｆsw0 に近づ
けることにより、放電灯Ｌａの両端に高電圧（ピーク値
Ｖ2 ）を印加することができる。なお、時刻ｔａで放電
灯Ｌａが点灯すると、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL のピー
ク値はＶ2 よりも小さな電圧Ｖ1 になる。Further, from time t 1 to time t in FIG.
In the period of 2 , the discharge lamp La is used to start the discharge lamp La.
Is a period during which a high voltage (peak value V 2 ) is applied to both ends (hereinafter, referred to as a starting period), and the oscillation frequency fsw during the starting period is set to a frequency fsw 2 lower than fsw 1 . Here, the frequencies have a relationship of fsw 1 > fsw 2 > fsw 0 , and a high voltage (peak value V 2 ) is applied to both ends of the discharge lamp La by bringing the oscillation frequency fsw 2 close to the resonance frequency fsw 0. can do. Incidentally, when the discharge lamp La is lighted at time ta, the peak value of the voltage across V L of the discharge lamp La becomes small voltages V 1 than V 2.
【００１４】時刻ｔ1 から時刻ｔａの期間では、点灯時
に比べて負荷回路Ａのインピーダンスが小さく負荷回路
ＡのＬＣ共振回路に大きな電流が流れる（大きな無効電
流が流れる）が、インバータ回路ＩＮＶで消費される有
効電力が小さいので、コンデンサＣ3 の充電量よりも放
電量の方が小さくなる。結果として、コンデンサＣ3の
両端電圧ＶC3は、点灯時に比べて昇圧し、整流回路ＤＢ
の出力電圧Ｖg のピーク値Ｖｇ(peak)よりも高い電圧Ｖ
2 ’で平衡する。したがって、コンデンサＣ5の両端電
圧ＶC5は、 ＶC5≒ＶC3＝Ｖ2 ＞Ｖｇ(peak) となる。In the period from time t 1 to time ta, the impedance of the load circuit A is smaller than that at the time of lighting, and a large current flows through the LC resonance circuit of the load circuit A (a large reactive current flows), but is consumed by the inverter circuit INV. the effective power is small, towards the discharge amount than the charging amount of the capacitor C 3 is small. As a result, the voltage V C3 between both ends of the capacitor C 3 is boosted as compared with the time of lighting, and the rectifier circuit DB
Voltage Vg higher than the peak value Vg (peak) of the output voltage Vg
Equilibrate at 2 '. Therefore, the voltage V C5 across the capacitor C 5 is V C5 ≒ V C3 = V 2 > Vg (peak) .
【００１５】図１７における時刻ｔ2 以降は、所定の光
出力を得るための期間（以下、点灯期間と称す）であ
り、点灯期間における発振周波数ｆswは、ｆsw2 よりも
低い周波数ｆsw3 に設定される。点灯期間における放電
灯Ｌａの両端電圧のピーク値をＶ3 とすると、放電灯Ｌ
ａの両端電圧ＶL に関して、Ｖ2 ＞Ｖ1 ＞Ｖ3 という関
係がある。また、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5は図１
６（ｄ）に示すような波形であり、そのピーク値Ｖ3 ’
（図１７（ｃ）参照）はＶｇ(peak)と等しい。After time t 2 in FIG. 17, a period for obtaining a predetermined light output (hereinafter referred to as a lighting period) is set. The oscillation frequency fsw in the lighting period is set to a frequency fsw 3 lower than fsw 2. Is done. Assuming that the peak value of the voltage across the discharge lamp La during the lighting period is V 3 , the discharge lamp L
With respect to the voltage V L between both ends, there is a relation of V 2 > V 1 > V 3 . The voltage V C5 across the capacitor C 5 is shown in FIG.
6 (d), and its peak value V 3 ′
(See FIG. 17C ) is equal to Vg (peak) .
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来構成では、交流電源Ｖｓの電圧が定格電圧よりも大き
な値へ変動すると、放電灯Ｌａに始動電圧を印加した時
に、インバータ回路ＩＮＶの電源となるコンデンサＣ5
の両端電圧ＶC5が高くなり、スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ
2 、コンデンサＣ5 ，Ｃ3 に大きな電圧ストレスがかか
るという不具合があった。SUMMARY OF THE INVENTION
In the conventional configuration, the voltage of the AC power supply Vs is higher than the rated voltage.
When the starting voltage is applied to the discharge lamp La,
And a capacitor C serving as a power supply for the inverter circuit INV.Five
Voltage VC5And the switching element Q 1, Q
Two, Capacitor CFive, CThreeLarge voltage stress
There was a defect that.
【００１７】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、放電灯始動時などの軽負荷時に回路
構成部品にかかる電圧ストレスを低減できる放電灯点灯
装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and it is an object of the present invention to provide a discharge lamp lighting device capable of reducing voltage stress applied to circuit components at a light load such as when starting a discharge lamp. is there.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源を整流する整流回路
と、整流回路の出力を高周波出力に変換して放電灯に供
給するインバータ回路とを備え、インバータ回路は、互
いに直列接続され交互にオンオフされる一対のスイッチ
ング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング
素子の直列回路との間に介装されたインピーダンス回路
と、コンデンサ及びインダクタを具備しインピーダンス
回路との直列回路が一方のスイッチング素子の両端間に
接続されるとともに放電灯への出力を取り出す共振回路
と、整流回路の直流出力電圧の高い期間にはインバータ
回路の出力の一部を蓄積し前記直流出力電圧の低い期間
には蓄積エネルギにより決まる電圧を両スイッチング素
子の直列回路の両端に印加する部分平滑回路と、両スイ
ッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備え、
制御回路は、放電灯に始動電圧が印加されている期間に
放電灯の両端電圧が所定値よりも上昇するのを規制する
手段を有することを特徴とするものであり、交流電源の
電圧が定格電圧よりも大きい場合でも部分平滑回路の電
圧の上昇を抑制することができるから、構成部品にかか
る電圧ストレスを低減でき信頼性を高めることができ
る。また、構成部品として低耐圧の部品を用いることが
できるので、低コスト化を図ることができる。In order to achieve the above object, the present invention provides a rectifier circuit for rectifying an AC power supply, and an inverter for converting an output of the rectifier circuit into a high-frequency output and supplying the high-frequency output to a discharge lamp. A pair of switching elements connected in series and alternately turned on and off, an impedance circuit interposed between the DC output terminals of the rectifier circuit and the series circuit of both switching elements, A resonance circuit comprising a capacitor and an inductor, and a series circuit with an impedance circuit connected between both ends of one of the switching elements and taking out the output to the discharge lamp, and a inverter circuit during a high period of the DC output voltage of the rectification circuit. A part of the output is stored, and during the low period of the DC output voltage, a voltage determined by the stored energy is applied to both ends of the series circuit of both switching elements. Comprising a portion smoothing circuit for applying, a control circuit for controlling on and off of both switching elements,
The control circuit is characterized in that it has means for regulating the voltage across the discharge lamp from rising above a predetermined value during a period in which the starting voltage is applied to the discharge lamp. Since the rise in the voltage of the partial smoothing circuit can be suppressed even when the voltage is higher than the voltage, the voltage stress applied to the components can be reduced and the reliability can be increased. In addition, since a component having a low withstand voltage can be used as a component, cost reduction can be achieved.
【００１９】請求項２の発明は、交流電源を整流する整
流回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して放電
灯に供給するインバータ回路とを備え、インバータ回路
は、互いに直列接続され交互にオンオフされる一対のス
イッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイッ
チング素子の直列回路との間に介装されたインピーダン
ス回路と、コンデンサ及びインダクタを具備しインピー
ダンス回路との直列回路が一方のスイッチング素子の両
端間に接続されるとともに放電灯への出力を取り出す共
振回路と、両スイッチング素子の直列回路に並列に接続
された平滑コンデンサと、両スイッチング素子のオンオ
フを制御する制御回路とを備え、制御回路は、放電灯に
始動電圧が印加されている期間に放電灯の両端電圧が所
定値よりも上昇するのを規制する手段を有することを特
徴とするものであり、交流電源の電圧が定格電圧よりも
大きい場合でも平滑コンデンサに印加される電圧の上昇
を抑制することができるから、構成部品にかかる電圧ス
トレスを低減でき信頼性を高めることができる。また、
構成部品として低耐圧の部品を用いることができるるの
で、低コスト化を図ることができる。According to a second aspect of the present invention, there is provided a rectifier circuit for rectifying an AC power supply, and an inverter circuit for converting an output of the rectifier circuit into a high-frequency output and supplying the high-frequency output to a discharge lamp. A pair of switching elements that are turned on and off, an impedance circuit interposed between a DC output terminal of the rectifier circuit and a series circuit of both switching elements, and a series circuit of an impedance circuit including a capacitor and an inductor. A switching circuit connected between both ends of the switching element and taking out the output to the discharge lamp, a smoothing capacitor connected in parallel to a series circuit of both switching elements, and a control circuit for controlling on / off of both switching elements. The control circuit is configured so that the voltage across the discharge lamp rises above a predetermined value during a period when the starting voltage is applied to the discharge lamp. It is characterized in that it has a means for regulating the voltage of the AC power supply. Stress can be reduced and reliability can be improved. Also,
Since a component with a low withstand voltage can be used as a component, cost can be reduced.
【００２０】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御回路は、放電灯の両端に始動電圧を印加さ
せる場合には、交流電源の電圧が大きいほど放電灯の両
端電圧を低減させるので、交流電源の電圧が大きくなっ
ても部分平滑回路の電圧の上昇を抑制することができる
から、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性
を高めることができる。また、構成部品として低耐圧の
部品を用いることができるるので、低コスト化を図るこ
とができる。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, when the starting voltage is applied across the discharge lamp, the control circuit reduces the voltage across the discharge lamp as the voltage of the AC power supply increases. Accordingly, even if the voltage of the AC power supply increases, the rise in the voltage of the partial smoothing circuit can be suppressed, so that the voltage stress applied to the components can be reduced and the reliability can be improved. Further, since a component having a low withstand voltage can be used as a component, cost can be reduced.
【００２１】請求項４の発明は、請求項１又は請求項３
の発明において、上記制御回路は、放電灯のフィラメン
トを十分予熱する予熱期間には、フィラメントに流れる
予熱電流が所定電流値よりも降下するのを規制する手段
を有するので、放電灯の始動を確実にすることが可能と
なる。請求項５の発明は、請求項１又は請求項３の発明
において、上記制御回路は、放電灯のフィラメントを十
分予熱する予熱期間には、交流電源の電圧が大きいほど
フィラメントに流れる予熱電流が大きくなるように制御
するので、予熱電流を大きくすることにより放電灯の始
動を確実にすることができる。[0021] The invention of claim 4 is the invention of claim 1 or claim 3.
In the invention, the control circuit has means for restricting the preheating current flowing through the filament from dropping below a predetermined current value during a preheating period in which the filament of the discharge lamp is sufficiently preheated. It becomes possible to. According to a fifth aspect of the present invention, in the first or third aspect of the present invention, during the preheating period in which the filament of the discharge lamp is sufficiently preheated, the larger the voltage of the AC power supply, the larger the preheating current flowing through the filament. Therefore, the starting of the discharge lamp can be ensured by increasing the preheating current.
【００２２】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、整流回路がダイオードブリッジよりなり、整流回路
の直流出力端間にコンデンサが接続されるとともに、整
流回路の直流出力端とインバータ回路との間に順方向に
ダイオードが挿入されていることを特徴とする。請求項
７の発明は、交流電源を整流する整流回路と、交流電源
と整流回路との間に挿入され高周波を阻止するフィルタ
回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して放電灯
に供給するインバータ回路と、整流回路の直流出力端間
とインバータ回路との間に介装されるインピーダンス回
路とを備え、インピーダンス回路は、インピーダンス素
子と、該インピーダンス素子に並列接続されるダイオー
ドとで構成され、インピーダンス素子は、入力電流歪が
所定値以下になり且つ入力電源のゼロクロス近傍だけで
入力電流波形に休止期間が現れる程度に小さなインピー
ダンスに設定されて成ることを特徴とするものであり、
負荷寿命時、予熱時、始動時などの軽負荷時にインバー
タ回路の電源電圧が必要以上に上昇するのを防ぐことが
でき、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性
を高めることができる。また、構成部品として低耐圧の
部品を用いることができるるので、低コスト化を図るこ
とができる。According to a sixth aspect of the present invention, in the first aspect, the rectifier circuit comprises a diode bridge, a capacitor is connected between the DC output terminals of the rectifier circuit, and the DC output terminal of the rectifier circuit is connected to the inverter circuit. And a diode is inserted in the forward direction between them. According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a rectifier circuit for rectifying an AC power supply, a filter circuit inserted between the AC power supply and the rectifier circuit for blocking a high frequency, and converting an output of the rectifier circuit into a high frequency output to supply the discharge lamp. And an impedance circuit interposed between the DC output terminal of the rectifier circuit and the inverter circuit, and the impedance circuit includes an impedance element and a diode connected in parallel to the impedance element. The impedance element is characterized in that the input current distortion is set to a small value such that the input current distortion becomes equal to or less than a predetermined value and an idle period appears in the input current waveform only near the zero crossing of the input power source,
It is possible to prevent the power supply voltage of the inverter circuit from unnecessarily increasing at a light load such as at the time of load life, at the time of preheating, at the time of starting, etc., and it is possible to reduce the voltage stress applied to the components and improve the reliability. Further, since a component having a low withstand voltage can be used as a component, cost can be reduced.
【００２３】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、インピーダンス素子をコンデンサとしたことを特徴
とする。請求項９の発明は、請求項７の発明において、
整流回路の直流出力電圧の高い期間にはインバータ回路
の出力の一部を蓄積し前記直流出力電圧の低い期間には
蓄積エネルギにより決まる電圧をインバータ回路に印加
する谷埋回路を備えているので、放電灯への供給電流の
波高率が小さくなり、放電灯の光出力の変動を少なくす
ることができる。According to an eighth aspect of the present invention, in the seventh aspect, the impedance element is a capacitor. The invention of claim 9 is the invention according to claim 7,
Since the rectifier circuit has a valley filling circuit that stores a part of the output of the inverter circuit during a high period of the DC output voltage and applies a voltage determined by the stored energy to the inverter circuit during a low period of the DC output voltage, The crest factor of the current supplied to the discharge lamp is reduced, and the fluctuation of the light output of the discharge lamp can be reduced.
【００２４】[0024]
（実施形態１）図１に本実施形態の放電灯点灯装置の回
路図を示す。本実施形態の放電灯点灯装置の基本構成は
図１５に示した従来構成と略同じなので、従来構成と相
違する点についてのみ説明する。(Embodiment 1) FIG. 1 shows a circuit diagram of a discharge lamp lighting device of the present embodiment. Since the basic configuration of the discharge lamp lighting device of the present embodiment is substantially the same as the conventional configuration shown in FIG. 15, only the points that are different from the conventional configuration will be described.
【００２５】制御回路ＣＮは、スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 の発振周波数を制御する周波数制御回路２１、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動するためのドライブ回路
２２、定電流源２３などにより構成してある。周波数制
御回路２１は、抵抗Ｒ1 に流れる電流ＩR1によりコンデ
ンサＣ5 の両端電圧ＶC5を検出するようになっており、
入力端子に入力される入力電流Ｉinが大きいほど発振周
波数fsw を高く制御するようになっている。入力電流Ｉ
inは、定電流源２３に流れる電流をＩ1 とすると、Ｉin
＝ＩR1−Ｉ1 となる。本実施形態では、交流電源Ｖｓが
定格電圧である場合の電流ＩR1の値をＩ1 になるように
抵抗Ｒ1 の抵抗値を設定している。The control circuit CN includes switching elements Q 1 ,
Frequency control circuit 21 for controlling the oscillation frequency of Q 2, the drive circuit 22 for driving the switching elements Q 1, Q 2, are constituted by such as a constant current source 23. The frequency control circuit 21 detects the voltage V C5 across the capacitor C 5 based on the current I R1 flowing through the resistor R 1 ,
The larger the input current Iin inputted to the input terminal, the higher the oscillation frequency fsw is controlled. Input current I
in, when the current flowing through the constant current source 23 and I 1, Iin
= The I R1 -I 1. In the present embodiment, the AC power source Vs is set the resistance value of the resistor R 1 so that the value of the current I R1 when the rated voltage to I 1.
【００２６】したがって、本実施形態では、交流電源Ｖ
ｓの電圧が定格電圧よりも大きくなると、以下のフィー
ドフォワード制御がなされる。すなわち、交流電源Ｖｓ
の電圧が定格電圧よりも大きくなると、放電灯Ｌａの両
端電圧ＶL がＶ2 よりも上昇し、コンデンサＣ5 の両端
電圧ＶC5が上昇するが、抵抗Ｒ1 に流れる電流ＩR1が電
流源の電流Ｉ1 よりも大きくなることにより周波数制御
回路２１への入力電流Ｉinが大きくなるので、周波数制
御回路２１によって発振周波数ｆswがｆsw2 よりも高く
されるから、放電灯Ｌａの両端電圧ＶLがＶ2 よりも下
降し、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5の昇圧が抑制され
る。Therefore, in this embodiment, the AC power supply V
When the voltage of s becomes higher than the rated voltage, the following feedforward control is performed. That is, the AC power supply Vs
When the voltage of becomes higher than the rated voltage, the discharge lamp voltage across V L of La rises than V 2, but the voltage across V C5 of the capacitor C 5 is increased, a current I R1 which flows through the resistor R 1 is a current source since the input current Iin to the frequency control circuit 21 by larger than the current I 1 of the increases, because the oscillation frequency fsw by the frequency control circuit 21 is higher than fsw 2, the voltage across V L of the discharge lamp La also lowered than V 2, the boosted voltage across V C5 of the capacitor C 5 is suppressed.
【００２７】しかして、本本実施形態では、交流電源Ｖ
ｓの電圧が所定の定格電圧よりも大きい場合でも、放電
灯Ｌａの両端電圧ＶL が、交流電源Ｖｓが定格電圧であ
る場合の放電灯Ｌａの両端電圧ＶL （＝Ｖ2 ）よりも上
昇するのを抑制することができる。図２は、交流電源Ｖ
ｓの電圧実効値と始動時における放電灯Ｌａの両端電圧
Ｖ L のピーク値との関係説明図であって、横軸は定格電
圧に対する交流電源Ｖｓの電圧実効値の大きさの割合を
示し、縦軸は交流電源Ｖｓが定格電圧である場合の放電
灯Ｌａの両端電圧ＶL のピーク値Ｖ2 に対するピーク値
の割合を示し、破線は従来例を、実線は本実施形態
を示す。すなわち、本実施形態では、交流電源Ｖｓの実
効値が定格電圧よりも大きくなっても（＞１００％）、
始動時においてコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5がピーク
値Ｖ2 よりも高い電圧まで昇圧されるのを防止できるの
で、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 やコンデンサＣ5 ，Ｃ
3 にかかる電圧ストレスを低減でき、信頼性を高めるこ
とができるとともに低耐圧の部品を用いることができ、
低コスト化を図ることができる。In this embodiment, the AC power supply V
Even if the voltage of s is higher than the specified rated voltage,
Voltage V across lamp LaLHowever, if the AC power supply Vs
V across the discharge lamp LaL(= VTwoAbove)
Ascent can be suppressed. FIG. 2 shows an AC power supply V
s voltage effective value and voltage across discharge lamp La at start-up
V LFig. 5 is an explanatory diagram showing the relationship with the peak value of
The ratio of the magnitude of the effective voltage value of the AC power supply Vs to the voltage is
The vertical axis indicates discharge when the AC power supply Vs is at the rated voltage.
Voltage V across lamp LaLPeak value VTwoPeak value for
The broken line represents the conventional example, and the solid line represents the present embodiment.
Is shown. That is, in the present embodiment, the actual
Even if the effective value becomes larger than the rated voltage (> 100%),
Capacitor C at startupFiveVoltage VC5Is peak
Value VTwoCan be prevented from being boosted to a higher voltage than
And the switching element Q1, QTwoAnd capacitor CFive, C
ThreeVoltage stress on the
And parts with low withstand voltage can be used.
Cost reduction can be achieved.
【００２８】（実施形態２）図３に本実施形態の放電灯
点灯装置の回路図を示す。本実施形態の放電灯点灯装置
の基本構成は実施形態１と略同じであり、定電流源２３
を備えていない点が相違する。すなわち、周波数制御回
路２１の入力端子へ入力される入力電流Ｉinは抵抗Ｒ1
に流れる電流ＩR1と等しい。また、周波数制御回路２１
は、入力電流Ｉinが大きくなるほど放電灯Ｌａの両端電
圧ＶL が低くなるように発振周波数を制御する。(Embodiment 2) FIG. 3 shows a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to this embodiment. The basic configuration of the discharge lamp lighting device of the present embodiment is substantially the same as that of the first embodiment.
The difference is that it is not provided. That is, the input current Iin input to the input terminal of the frequency control circuit 21 is the resistance R 1
Is equal to the current I R1 flowing through. Further, the frequency control circuit 21
Controls the oscillation frequency such that the larger the input current Iin, the lower the voltage V L across the discharge lamp La.
【００２９】したがって、本実施形態では、交流電源Ｖ
ｓの電圧が定格電圧よりも大きくなると、放電灯Ｌａの
両端電圧ＶL がＶ2 よりも上昇し、コンデンサＣ5 の両
端電圧ＶC5が上昇するが、抵抗Ｒ1 に流れる電流ＩR1が
Ｉ1 よりも大きくなり周波数制御回路２１への入力電流
Ｉinが大きくなるので、周波数制御回路２１によって発
振周波数ｆswがｆsw2 よりも高くされる（フィードフォ
ワード制御される）から、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL が
Ｖ2 よりも下降し、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5の昇
圧が抑制される。Therefore, in this embodiment, the AC power supply V
When the voltage of s is greater than the rated voltage, the voltage across V L of the discharge lamp La is higher than V 2, but the voltage across V C5 of the capacitor C 5 is increased, a current I R1 which flows through the resistor R 1 is I since the input current Iin to the increased and the frequency control circuit 21 than 1 increases, the oscillation frequency fsw by the frequency control circuit 21 is higher than fsw 2 (the feed-forward control) voltage V across the discharge lamp La L is lowered than V 2, the boosted voltage across V C5 of the capacitor C 5 is suppressed.
【００３０】逆に交流電源Ｖｓの電圧が定格電圧よりも
小さくなると、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL がＶ2 よりも
下降し、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5が下降し、電流
ＩR1がＩ1 よりも小さくなり周波数制御回路２１への入
力電流Ｉinが小さくなるので、周波数制御回路２１によ
って発振周波数ｆswがｆsw2 よりも低くされ、放電灯Ｌ
ａの両端電圧ＶL がＶ2 よりも上昇し、コンデンサＣ5
の両端電圧ＶC5の昇圧を抑制しない。Conversely, when the voltage of the AC power supply Vs becomes lower than the rated voltage, the voltage V L across the discharge lamp La drops below V 2 , the voltage V C5 across the capacitor C 5 drops, and the current I R1 falls. since the input current Iin to the frequency control circuit 21 becomes smaller than I 1 decreases, the oscillation frequency fsw is lower than fsw 2 by the frequency control circuit 21, the discharge lamp L
across voltage V L a is higher than V 2, the capacitor C 5
Is not suppressed.
【００３１】図４は実施形態１で説明した図２と同様
に、交流電源Ｖｓの電圧実効値と始動時における放電灯
Ｌａの両端電圧ＶL のピーク値との関係説明図であっ
て、破線は従来例を、実線は本実施形態を示す。す
なわち、本実施形態では、交流電源Ｖｓの実効値が定格
電圧よりも大きくなっても（＞１００％）、始動時にコ
ンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5がピーク値Ｖ2 よりも高い
電圧まで昇圧されるのを防止できるので、スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 やコンデンサＣ5 ，Ｃ3 にかかる電圧ス
トレスを低減でき、信頼性を高めることができるととも
に低耐圧の部品を用いることができ、低コスト化を図る
ことができる。FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the effective voltage value of the AC power supply Vs and the peak value of the voltage V L across the discharge lamp La at the time of starting, similarly to FIG. 2 described in the first embodiment. Indicates a conventional example, and a solid line indicates the present embodiment. That is, in the present embodiment, even when the effective value of the AC power supply Vs becomes larger than the rated voltage (> 100%), the voltage V C5 across the capacitor C 5 is boosted to a voltage higher than the peak value V 2 at the time of starting. Can reduce the voltage stress applied to the switching elements Q 1 and Q 2 and the capacitors C 5 and C 3 , thereby improving the reliability and the use of components having a low withstand voltage, thereby reducing the cost. Can be achieved.
【００３２】（実施形態３）本実施形態の放電灯点灯装
置の基本構成は実施形態１で説明した図１と同じであっ
て、予熱期間に放電灯ＬａのフィラメントＬ1 ，Ｌ2 に
流れる予熱電流Ｉｆが、交流電源Ｖｓの電圧が定格電圧
である場合の予熱電流値Ｉｆ1 より下降する場合に、フ
ィードフォワード制御により予熱電流Ｉｆを予熱電流値
Ｉｆ1 を越えるように制御することを特徴とする。すな
わち、本実施形態では、図５に示すように、交流電源Ｖ
ｓの電圧が定格電圧よりも高い場合には、予熱期間にお
ける予熱電流Ｉｆが定格時の予熱電流値Ｉｆ1 よりも大
きくなるように制御し、始動期間における放電灯Ｌａの
両端電圧ＶL 、すなわち始動電圧が定格時の始動電圧Ｖ
2 よりも小さくなるように制御する。(Embodiment 3) Discharge lamp lighting device of this embodiment
The basic configuration of the device is the same as that of FIG.
The filament L of the discharge lamp La during the preheating period.1, LTwoTo
The flowing preheating current If is equal to the rated voltage of the AC power supply Vs.
Preheating current value If1When descending more,
Preheating current If is controlled by feedforward control
If1Is controlled so as to exceed the threshold value. sand
That is, in the present embodiment, as shown in FIG.
If the voltage of s is higher than the rated voltage,
Preheating current If is the rated preheating current If1Greater than
Control of the discharge lamp La during the starting period.
Voltage V at both endsLThat is, the starting voltage V when the starting voltage is rated.
TwoIs controlled to be smaller than
【００３３】しかして、本実施形態では、交流電源Ｖｓ
の電圧が定格電圧よりも高い場合には、始動期間におけ
る放電灯Ｌａの両端電圧ＶL （始動電圧）を定格時の始
動電圧Ｖ2 よりも小さくすることにより、コンデンサＣ
5 の耐圧を比較的低く設定することができ、また、予熱
期間における予熱電流を大きくすることにより、始動期
間における放電灯Ｌａの両端電圧ＶL を定格時の電圧Ｖ
2 よりも小さくしても放電灯Ｌａの始動を確実に行うこ
とができる。In this embodiment, however, the AC power supply Vs
Is higher than the rated voltage, the voltage V L (starting voltage) across the discharge lamp La during the starting period is made smaller than the starting voltage V 2 at the time of the rated operation, so that the capacitor C
5 can be set relatively low, and by increasing the preheating current during the preheating period, the voltage V L across the discharge lamp La during the starting period is reduced to the rated voltage V L.
Even if it is smaller than 2, it is possible to reliably start the discharge lamp La.
【００３４】（実施形態４）図６に本実施形態の放電灯
点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は実施
形態１と略同じであり、制御回路ＣＮにおいて、周波数
制御回路２１と電流源２３との接続点と抵抗Ｒ1 との間
にスイッチ要素ＳＷ1 を挿入し、予熱期間にはスイッチ
要素ＳＷ1 をオフにし、始動期間にはスイッチ要素ＳＷ
1 をオンになるように制御する点に特徴がある。したが
って、上述の図５で説明したフィードフォワード制御を
確実に得ることができる。(Embodiment 4) FIG. 6 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to this embodiment. The basic configuration of this embodiment is generally the same as that in Embodiment 1, the control circuit CN, insert the switch elements SW 1 between the connection point of the frequency control circuit 21 and the current source 23 and the resistor R 1, preheating Turn off the switch elements SW 1 in the period, the switch element SW is in the start-up period
The feature is that 1 is turned on. Therefore, the feedforward control described with reference to FIG. 5 can be reliably obtained.
【００３５】（実施形態５）本実施形態の放電灯点灯装
置の基本構成は実施形態２で説明した図３と同じであっ
て、交流電源Ｖｓの電圧（実効値）が大きいほど、予熱
期間において放電灯ＬａのフィラメントＦ1 ，Ｆ2 に流
れる予熱電流が大きくなるように発振周波数を制御する
ことを特徴とする。(Embodiment 5) The basic configuration of a discharge lamp lighting device according to the present embodiment is the same as that of FIG. 3 described in Embodiment 2, and the larger the voltage (effective value) of the AC power supply Vs, the longer the preheating period. The oscillation frequency is controlled so that the preheating current flowing through the filaments F 1 and F 2 of the discharge lamp La increases.
【００３６】すなわち、周波数制御回路２１は、図７に
示すように、交流電源Ｖｓの電圧が定格電圧よりも高い
場合には、予熱期間における予熱電流Ｉｆが定格時の予
熱電流値Ｉｆ1 よりも大きくなるように発振周波数を制
御し、始動期間における放電灯Ｌａの両端電圧ＶL （始
動電圧）が定格時の電圧値Ｖ2 よりも小さくなるように
発振周波数を制御する。また、交流電源Ｖｓの電圧が定
格電圧よりも低い場合には、予熱期間における予熱電流
Ｉｆが定格時の予熱電流値Ｉｆ1 よりも小さくなるよう
に発振周波数を制御し、始動期間における始動電圧ＶL
が定格時の電圧値Ｖ2 よりも大きくなるように発振周波
数を制御する。[0036] That is, the frequency control circuit 21, as shown in FIG. 7, when the voltage of the AC power source Vs is higher than the rated voltage, than the preheating current If 1 during preheating current If rated in preheating period The oscillating frequency is controlled so as to increase, and the oscillating frequency is controlled such that the voltage V L (starting voltage) between both ends of the discharge lamp La during the starting period becomes lower than the rated voltage value V 2 . Further, the AC power supply when the voltage of Vs is lower than the rated voltage, the preheating current If and controlling the oscillation frequency to be smaller than the preheating current If 1 at rated in the preheating period, the starting voltage V at the starting period L
There controlling the oscillation frequency so as to be larger than the voltage value V 2 at rated.
【００３７】しかして、本実施形態では、交流電源Ｖｓ
の電圧が定格電圧よりも高い場合には、始動期間におけ
る始動電圧を定格時の始動電圧Ｖ2 よりも小さくするこ
とにより、コンデンサＣ5 の耐圧を比較的低く設定する
ことができ、また、予熱期間における予熱電流を大きく
することにより、始動期間における始動電圧ＶL を定格
時の始動電圧Ｖ2 よりも小さくしても放電灯Ｌａの始動
を確実に行うことができる。In this embodiment, the AC power supply Vs
When the voltage of higher than the rated voltage, to be smaller than the starting voltage V 2 at rated the starting voltage at the starting period can be set relatively low withstand voltage of the capacitor C 5, also preheated by increasing the preheating current in the period, the starting voltage V L at the start-up period can be reliably performed starting also the discharge lamp La and smaller than the starting voltage V 2 at the rated.
【００３８】（実施形態６）図８に本実施形態の放電灯
点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は実施
形態２と略同じであり、抵抗Ｒ1 と周波数制御回路２１
との間に挿入されるスイッチ要素ＳＷ1 を制御回路ＣＮ
内に設け、スイッチ要素ＳＷ1 を予熱期間にオフし、始
動期間にオンするように制御する点に特徴がある。した
がって、予熱期間におけるフィードフォワード制御を不
動作とし、始動期間においては上述の図５で説明したフ
ィードフォワード制御を確実に実現することができる。(Embodiment 6) FIG. 8 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to this embodiment. The basic configuration of this embodiment is generally the same as that in Embodiment 2, the resistor R 1 and the frequency control circuit 21
The switch element SW 1 inserted between the control circuit CN
Provided within, turning off the switch element SW 1 to the preheating period, it is characterized in that controlled so that the start-up period. Therefore, the feedforward control during the preheating period is deactivated, and the feedforward control described with reference to FIG. 5 can be reliably realized during the startup period.
【００３９】（実施形態７）図９に本実施形態の放電灯
点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は図１
に示した実施形態１の構成において、ダイオードＤ3 ，
Ｄ4 、インダクタＬ 2 、コンデンサＣ3 からなる部分平
滑回路がなく、コンデンサＣ5 が平滑用コンデンサとし
て機能する点に特徴がある。すなわち、両スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ 2 の直列回路にコンデンサＣ5 が並列接続
されている。(Embodiment 7) FIG. 9 shows a discharge lamp according to this embodiment.
1 shows a circuit diagram of a lighting device. The basic configuration of this embodiment is shown in FIG.
In the configuration of the first embodiment shown in FIG.Three,
DFour, Inductor L Two, Capacitor CThreeConsisting of
No smooth circuit, capacitor CFiveIs a smoothing capacitor
The feature is that it works. That is, both switching
Element Q1, Q TwoCapacitor C in the series circuitFiveAre connected in parallel
Have been.
【００４０】本実施形態においても、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 を制御回路ＣＮによって高周波で交互にオン
オフすることにより、放電灯Ｌａを高周波点灯させるこ
とができる。また、ダイオードＤ1 と、ダイオードＤ2
とコンデンサＣ2 との並列回路とにより、交流電源Ｖｓ
の１周期の略全区間にわたり、スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2 のオンオフに応じて交流電源Ｖｓからインバータ回
路ＩＮＶの負荷回路Ａを介して電流が供給されるので、
入力力率が高くなり、入力電流歪が小さくなるのであ
る。Also in this embodiment, the discharge lamp La can be turned on at a high frequency by alternately turning on and off the switching elements Q 1 and Q 2 at a high frequency by the control circuit CN. Also, a diode D 1 and a diode D 2
And a parallel circuit of the capacitor C 2 and the AC power supply Vs
Of the switching elements Q 1 ,
Since the current is supplied via the load circuit A of the inverter circuit INV from the AC power source Vs in accordance with the on-off of Q 2,
The input power factor increases, and the input current distortion decreases.
【００４１】ところで、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖg
と、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5と、コンデンサＣ2
の両端電圧ＶC2との関係は、図１０のようになる。整流
回路ＤＢの出力電圧Ｖg は脈流電圧波形になり、コンデ
ンサＣ5 の両端電圧ＶC5は略一定になる。また、コンデ
ンサＣ2 は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフに
よって充放電を繰り返すので、コンデンサＣ2 の両端電
圧ＶC2は高周波の振動波形となり、その振幅は、コンデ
ンサＣ5 の両端電圧ＶC5と整流回路ＤＢの出力電圧Ｖg
との差になる。ここに、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖg よ
りもコンデンサＣ 5 の両端電圧ＶC5が高いのは、インダ
クタＬ1 と、スイッチング素子Ｑ2 と、スイッチング素
子Ｑ1 の寄生ダイオードと、コンデンサＣ5 とで構成さ
れる回路が昇圧チョッパ回路として機能し、インダクタ
Ｌ1 の蓄積エネルギを用いてコンデンサＣ5 の両端電圧
ＶC5を整流回路ＤＢの出力電圧Ｖg よりも昇圧するから
である。Incidentally, the output voltage Vg of the rectifier circuit DB
And the capacitor CFiveVoltage VC5And the capacitor CTwo
Voltage VC2Is as shown in FIG. Rectification
The output voltage Vg of the circuit DB has a pulsating voltage waveform, and
Sensor CFiveVoltage VC5Becomes substantially constant. In addition,
Sensor CTwoIs the switching element Q1, QTwoOn and off
Therefore, charging and discharging are repeated, so that the capacitor CTwoOf both ends
Pressure VC2Is a high-frequency vibration waveform whose amplitude is
Sensor CFiveVoltage VC5And the output voltage Vg of the rectifier circuit DB
And the difference. Here, the output voltage Vg of the rectifier circuit DB is
Rimo capacitor C FiveVoltage VC5Are high in India
Kuta L1And the switching element QTwoAnd the switching element
Child Q1Parasitic diode and capacitor CFiveAnd composed of
Circuit functions as a boost chopper circuit,
L1Capacitor C using the stored energy ofFiveVoltage across
VC5From the output voltage Vg of the rectifier circuit DB.
It is.
【００４２】しかして、本実施形態においても交流電源
Ｖｓの実効値が定格電圧よりも大きい場合であっても
（＞１００％）、始動時にコンデンサＣ5 の両端電圧Ｖ
C5が必要以上に昇圧されるのを防止できるので、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 やコンデンサＣ5 ，Ｃ3 にかかる
電圧ストレスを低減でき、信頼性を高めることができる
とともに低耐圧の部品を用いることができ、低コスト化
を図ることができる。なお、実施形態２乃至実施形態６
においても部分平滑回路をなくして、コンデンサＣ5 が
平滑用コンデンサとして機能するようにしてもよい。[0042] Thus, even if the effective value of even the AC power source Vs in the present embodiment is larger than the rated voltage (> 100%), voltage V across the capacitor C 5 at start
Since it is possible to prevent C5 from being boosted more than necessary, voltage stress applied to the switching elements Q 1 and Q 2 and the capacitors C 5 and C 3 can be reduced, reliability can be improved, and components with low withstand voltage are used. And cost reduction can be achieved. Note that Embodiments 2 to 6
Even eliminating the partial smoothing circuit in the capacitor C 5 may be adapted to function as a smoothing capacitor.
【００４３】（実施形態８）図１１に本実施形態の放電
灯点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は、
実施形態７で説明した図９とほぼ同じであって、コンデ
ンサＣ5 の低電位側と整流回路ＤＢの直流出力端の低電
位側との間に接続されるインピーダンス素子Ｚに特徴が
ある。(Eighth Embodiment) FIG. 11 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to the present embodiment. The basic configuration of this embodiment is as follows.
A substantially the same as FIG. 9 described in the embodiment 7 is characterized in the impedance element Z being connected between the low potential side of the DC output ends of the low-potential-side rectifier circuit DB of the capacitor C 5.
【００４４】本実施形態では、上記インピーダンス素子
Ｚを設けたことにより、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5
と整流回路ＤＢの出力電圧Ｖg との差分の電圧をインピ
ーダンス素子Ｚの両端に発生させることができるので、
整流回路ＤＢの出力電圧ＶgとコンデンサＣ5 の両端電
圧ＶC5との関係がＶC5＞Ｖg である期間でも入力電流を
流すことができるから、入力電流歪を改善することがで
きるのである。ここに、入力電流歪を改善し入力電流波
形を正弦波に最も近くするという観点でのインピーダン
ス素子Ｚの最適なインピーダンスＺ0 は、インバータ回
路ＩＮＶの共振回路や駆動周波数などにより一意的に定
まる。なお、本実施形態では、インバータ回路ＩＮＶに
流れる共振電流を利用して入力電流歪を改善しているの
で、通常点灯時にあわせて共振回路を設計する必要があ
り、始動時にコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5が上昇する
傾向にある。In this embodiment, since the impedance element Z is provided, the voltage V C5 across the capacitor C 5 is obtained.
And the output voltage Vg of the rectifier circuit DB can be generated at both ends of the impedance element Z.
Since the input current can flow even in a period where the relationship between the output voltage Vg of the rectifier circuit DB and the voltage V C5 across the capacitor C 5 is V C5 > V g, the input current distortion can be improved. Here, the optimum impedance Z 0 of the impedance element Z from the viewpoint of improving the input current distortion and making the input current waveform closest to a sine wave is uniquely determined by the resonance circuit and the driving frequency of the inverter circuit INV. In the present embodiment, since by using the resonance current flowing through the inverter circuit INV is improved input current distortion, it is necessary to design the resonant circuits in accordance with the normal lighting, the voltage across the capacitor C 5 at start V C5 tends to increase.
【００４５】ところで、入力電流歪に関しては、入力電
流のＴＨＤ（全高調波歪）や、入力電流の高調波の各次
数成分の含有率や、入力電流の波形などの制限がある。
いま、インピーダンス素子ＺのインピーダンスとＴＨＤ
との関係が例えば図１２（ａ）に示すような関係にあ
り、インピーダンス素子Ｚのインピーダンスとコンデン
サＣ5 の両端電圧ＶC5の昇圧される昇圧度合いとの関係
が例えば図１２（ｂ）に示すような関係にあるとする。
まず、図１２（ａ）について説明すると、入力電流波形
を正弦波に最も近くするにはインピーダンスをＺ0 にす
るのが望ましいが、インピーダンスがＺ1 からＺ2 の間
であればＴＨＤを限度値（例えば１０％）以下とするこ
とができる。次に、図１２（ｂ）について説明すると、
上記昇圧度合いを小さくするには、インピーダンスを小
さくすることが望ましい。したがって、本実施形態にお
いては、インピーダンス素子ＺのインピーダンスをＴＨ
Ｄが限度値以下となる範囲でできるだけ小さくする（例
えば、インピーダンスをＺ1とする）ことにより、ＴＨ
Ｄの制限を満足しつつコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5の
昇圧される昇圧度合いを極力小さくすることが可能とな
る。しかして、本実施形態では、整流回路ＤＢとインバ
ータ回路ＩＮＶとの間に挿入する上記インピーダンス素
子Ｚを、入力電流歪がその放電灯点灯装置の該当する規
格に適合する範囲内であるように設定し、かつ、入力電
源のゼロクロス近傍だけに入力電流波形の休止期間が現
れる程度に、そのインピーダンスを小さくなるように該
インピーダンス素子Ｚのインピーダンスを設定すること
で、入力電流歪を抑制した上で、負荷である放電灯の寿
命時、予熱時、始動時などの軽負荷時の昇圧作用を抑制
し、各部品の耐圧を低くできるので、部品の小型化、低
価格化などのメリットがあり、信頼性も向上する。As for the input current distortion, there are restrictions on the THD (total harmonic distortion) of the input current, the content of each order component of the harmonics of the input current, and the waveform of the input current.
Now, the impedance of the impedance element Z and THD
Have a relation such that shown in FIG. 12 (a) for example, the relationship between, showing the relationship between the boosted by the boosting degree of voltage across V C5 impedance and the capacitor C 5 of the impedance element Z is in FIG. 12 (b) e.g. It is assumed that there is such a relationship.
First, to describe FIG. 12 (a), the input impedance to closest to the sine wave current waveform it is desirable to Z 0, the impedance is limited to THD if between Z 1 of Z 2 value (For example, 10%) or less. Next, FIG. 12B will be described.
In order to reduce the boosting degree, it is desirable to reduce the impedance. Therefore, in the present embodiment, the impedance of the impedance element Z is set to TH.
By making D as small as possible within a range where D is equal to or less than the limit value (for example, letting the impedance be Z 1 ), TH
It is possible to minimize the degree of boosting of the voltage V C5 across the capacitor C 5 while satisfying the restriction of D. Thus, in the present embodiment, the impedance element Z inserted between the rectifier circuit DB and the inverter circuit INV is set such that the input current distortion is within a range conforming to the applicable standard of the discharge lamp lighting device. And, the input current distortion is suppressed by setting the impedance of the impedance element Z so as to reduce the impedance to such an extent that the pause period of the input current waveform appears only near the zero crossing of the input power source. It suppresses the pressure-boosting effect at light load such as the life of the discharge lamp, pre-heating, and starting, and reduces the withstand voltage of each component. The performance is also improved.
【００４６】（実施形態９）図１３に本実施形態の放電
灯点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は実
施形態８におけるインピーダンス素子Ｚとしてコンデン
サＣ2 を用いたものである。ところで、インピーダンス
素子Ｚをインダクタにすると、その巻線の抵抗による損
失があり、その発熱の放熱処理などのために部品が大型
化したりコストが増加するが、本実施形態では、インピ
ーダンス素子ＺとしてコンデンサＣ2を用いているの
で、インダクタを用いる場合に比べて小型化及び低コス
ト化が可能になるとともに、簡単な構成とすることがで
きる。(Embodiment 9) FIG. 13 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to this embodiment. The basic configuration of this embodiment are those with the capacitor C 2 as an impedance element Z in the embodiment 8. By the way, when the impedance element Z is an inductor, there is a loss due to the resistance of the winding, and the size and cost of the component are increased due to the heat radiation processing of the heat. However, in the present embodiment, a capacitor is used as the impedance element Z. because of the use of C 2, together can be reduced in size and cost as compared with the case of using the inductor can be a simple structure.
【００４７】（実施形態１０）図１４に本実施形態の放
電灯点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は
実施形態１と略同じであり、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 ，Ｄ
5 、インダクタＬ2 、コンデンサＣ3 からなる回路は、
部分平滑回路と同様の機能をもついわゆる谷埋回路を構
成しており、ダイオードＤ4 は平滑用のコンデンサＣ3
に充電電流を流す極性に接続され、ダイオードＤ3 はコ
ンデンサＣ3 の放電電流を流す極性に接続されている。
この谷埋回路は、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇがコンデ
ンサＣ3の端子電圧ＶC3よりも高い期間には、スイッチ
ング素子Ｑ2 のオンの時に、ダイオードＤ3 、インダク
タＬ2 を介してコンデンサＣ3 を充電し、また整流回路
ＤＢの出力電圧ＶｇがコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3よ
りも低い期間にはダイオードＤ4 を介してコンデンサＣ
3 の電圧がインバータ回路ＩＮＶの電源として作用す
る。インバータ回路ＩＮＶの電源電圧は、整流回路ＤＢ
の出力電圧Ｖg が高い期間（山部）では整流回路ＤＢの
出力電圧Ｖｇになり、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖg が低
い期間（谷部）ではコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3にな
る。言い換えると、谷埋回路は整流回路ＤＢの出力電圧
Ｖg の谷部を埋めるように機能する。したがって、実施
形態１と同様に放電灯Ｌａへの供給電流の波高率（ピー
ク値／実行値）が小さくなるのであって、結果的に整流
回路ＤＢの出力電圧Ｖg の山部と谷部とにおける放電灯
Ｌａの光出力の変動を少なくすることができる。(Embodiment 10) FIG. 14 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to this embodiment. The basic configuration of this embodiment is substantially the same as that of the first embodiment, and diodes D 3 , D 4 , D
5 , the circuit consisting of the inductor L 2 and the capacitor C 3
A so-called valley-filled circuit having the same function as the partial smoothing circuit is formed, and a diode D 4 is connected to a smoothing capacitor C 3.
The diode D 3 is connected to the polarity through which the discharge current of the capacitor C 3 flows.
In the valley filling circuit, when the output voltage Vg of the rectifier circuit DB is higher than the terminal voltage V C3 of the capacitor C 3 , when the switching element Q 2 is turned on, the capacitor C via the diode D 3 and the inductor L 2 is turned on. 3 while the output voltage Vg of the rectifier circuit DB is lower than the terminal voltage V C3 of the capacitor C 3 through the diode D 4.
The voltage of 3 acts as a power supply for the inverter circuit INV. The power supply voltage of the inverter circuit INV is equal to the rectifier circuit DB.
Output voltage Vg becomes the output voltage Vg of the high period (Yamabe) in the rectifier circuit DB, the output voltage Vg of the rectifier circuit DB is a low period (valley) in the terminal voltage V C3 of the capacitor C 3 of. In other words, the valley filling circuit functions to fill the valley of the output voltage Vg of the rectifier circuit DB. Therefore, the crest factor (peak value / effective value) of the current supplied to the discharge lamp La is reduced as in the first embodiment, and as a result, the peak voltage and the valley of the output voltage Vg of the rectifier circuit DB are reduced. Fluctuations in the light output of the discharge lamp La can be reduced.
【００４８】ところで、上記各実施形態における放電灯
Ｌａとては例えば、蛍光灯を用いることができる。一般
的に、蛍光灯などの放電灯は高周波点灯領域では抵抗に
近似され、その抵抗値は負特性を有し、ランプ電流が大
きくなるほどランプ電圧は小さくなる。例えば、Ｈｆラ
ンプであるＦＨＦ３２ＥＸ−Ｎについて、定格出力点灯
時（３２Ｗ，３２００ｌｍ）と高出力点灯時（４５Ｗ，
４５００ｌｍ）のそれぞれのランプ電圧を比較すると、
高出力点灯時の方がランプ電圧は低くなるが、始動時に
必要とされる電圧は略同じであり、点灯時に比べて高い
電圧を必要とする。Incidentally, as the discharge lamp La in each of the above embodiments, for example, a fluorescent lamp can be used. Generally, a discharge lamp such as a fluorescent lamp is approximated to a resistor in a high-frequency lighting region, and its resistance has a negative characteristic. As the lamp current increases, the lamp voltage decreases. For example, for the Hf lamp FHF32EX-N, when the rated output is turned on (32 W, 3200 lm) and when the high output is turned on (45 W,
Comparing the respective lamp voltages of 4500 lm)
The lamp voltage is lower during high output lighting, but the voltage required at startup is substantially the same, requiring a higher voltage than during lighting.
【００４９】また、２フィートランプであるＦＨＦ３２
ＥＸ−ＮとＦＨＦ１６ＥＸ−Ｎとを比較すると、通常点
灯時のランプ電流は同じであり、ランプ電圧はＦＨＦ１
６ＥＸ−Ｎの方がＦＨＦ３２ＥＸ−Ｎの２分の１であ
る。これに対し、始動時に必要とされる電圧はほぼ同じ
であり、データシートによるとむしろＦＨＦ１６ＥＸ−
Ｎの方が高い場合もある。このように、２フィートラン
プも、始動時には、通常点灯時と比較して高い電圧を必
要とする。Also, a two-foot ramp FHF32
When EX-N and FHF16EX-N are compared, the lamp current during normal lighting is the same, and the lamp voltage is FHF1
6EX-N is one half of FHF32EX-N. On the other hand, the voltage required at the start is almost the same, and according to the data sheet, rather, the FHF16EX-
N may be higher. As described above, the two-foot lamp also requires a higher voltage at the time of starting as compared with the normal lighting.
【００５０】また、照明器具においては２灯用のものが
あるが、２灯用の放電灯点灯装置は始動時に必要とする
電力を低減する工夫がなされている。例えば、２灯を直
列接続し、いずれか１灯に点灯を遅らせるためのシーケ
ンスコンデンサを並列接続するものである。２灯用と１
灯用とを比較した場合、１灯用のものは、通常点灯時の
出力電圧は２灯用のものの２分の１となるが、始動時に
ついては、１灯用、２灯用の始動時の出力電圧をそれぞ
れＶout1’、Ｖout2’とし、通常点灯時のランプ電圧を
Ｖlamp、１灯の放電灯の始動に必要とする電圧をＶstar
t とすると、各電圧の関係は、 Ｖout1’＝Ｖstart Ｖout2’＝Ｖstart ＋Ｖlamp であり、一般にＶstart ＞Ｖlampなので、 Ｖout2’＜２Ｖout1’ となる。Further, there is a lighting device for two lamps, and a discharge lamp lighting device for two lamps has been devised to reduce the electric power required at the time of starting. For example, two lamps are connected in series, and one of the lamps is connected in parallel with a sequence capacitor for delaying lighting. For two lights and one
When compared with lamps, the output voltage for one lamp is one-half that of the lamp for two lamps when it is normally lit. Vout 1 ′ and Vout 2 ′, respectively, and the lamp voltage during normal lighting is Vlamp, and the voltage required to start one discharge lamp is Vstar
When t, the relationship of each voltage is Vout 1 '= Vstart Vout 2' = Vstart + Vlamp, generally Vstart> Vlamp So the Vout 2 '<2Vout 1'.
【００５１】したがって、１灯用のものでは始動時の出
力電圧が２灯用のものの始動時の出力電圧の２分の１よ
りも大きな値となり、点灯時の出力電圧に対する始動時
の出力電圧の比で考えると、２灯用のものに比べて始動
時に相対的に大きな電圧を必要とする。なお、放電灯Ｌ
ａは、日本国内で使用されるランプ（例えば４０Ｗ系ラ
ンプ）と比較して始動時などの軽負荷時に相対的に高い
電圧を必要とするランプ（例えば、中国で使用されるラ
ンプなど）であってもよい。Therefore, the output voltage at the start of the one-lamp type lamp is larger than half the output voltage of the two-lamp lamp at the start, and the output voltage at the start with respect to the output voltage at the start is illuminated. Considering the ratio, a relatively large voltage is required at the time of starting as compared with that for two lamps. The discharge lamp L
a is a lamp (for example, a lamp used in China, etc.) that requires a relatively high voltage at a light load such as at start-up as compared with a lamp used in Japan (for example, a 40 W lamp). You may.
【００５２】なお、制御回路ＣＮの電源は、インバータ
回路ＩＮＶの出力電圧をトランスにより降圧してから整
流平滑して得るようにしてもよい。この場合はは始動時
に制御回路ＣＮに入力される電圧が大きくなるので、整
流平滑した電圧を抵抗を介して制御回路ＣＮへ入力する
ようにすれば、該抵抗で電力を消費することで、昇圧の
程度を抑制することができる。The power supply of the control circuit CN may be obtained by stepping down the output voltage of the inverter circuit INV by a transformer and then rectifying and smoothing it. In this case, the voltage input to the control circuit CN at the time of start-up becomes large. Therefore, if the rectified and smoothed voltage is input to the control circuit CN via a resistor, the power is consumed by the resistor, thereby increasing the voltage. Can be suppressed.
【００５３】[0053]
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流する
整流回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して放
電灯に供給するインバータ回路とを備え、インバータ回
路は、互いに直列接続され交互にオンオフされる一対の
スイッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイ
ッチング素子の直列回路との間に介装されたインピーダ
ンス回路と、コンデンサ及びインダクタを具備しインピ
ーダンス回路との直列回路が一方のスイッチング素子の
両端間に接続されるとともに放電灯への出力を取り出す
共振回路と、整流回路の直流出力電圧の高い期間にはイ
ンバータ回路の出力の一部を蓄積し前記直流出力電圧の
低い期間には蓄積エネルギにより決まる電圧を両スイッ
チング素子の直列回路の両端に印加する部分平滑回路
と、両スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路
とを備え、制御回路は、放電灯に始動電圧が印加されて
いる期間に放電灯の両端電圧が所定値よりも上昇するの
を規制する手段を有するので、交流電源の電圧が定格電
圧よりも大きい場合でも部分平滑回路の電圧の上昇を抑
制することができるから、構成部品にかかる電圧ストレ
スを低減でき信頼性を高めることができるという効果が
ある。また、構成部品として低耐圧の部品を用いること
ができるので、低コスト化を図ることができるという効
果がある。According to a first aspect of the present invention, there is provided a rectifier circuit for rectifying an AC power supply, and an inverter circuit for converting an output of the rectifier circuit into a high-frequency output and supplying the output to a discharge lamp, wherein the inverter circuits are connected in series with each other. A series circuit comprising a pair of switching elements which are turned on and off alternately, an impedance circuit interposed between a DC output terminal of the rectifier circuit and a series circuit of both switching elements, and a capacitor and an inductor and comprising an impedance circuit. Is connected between both ends of one of the switching elements and takes out the output to the discharge lamp, and stores a part of the output of the inverter circuit during a high period of the DC output voltage of the rectifier circuit to store the DC output voltage. In the low period, a partial smoothing circuit that applies a voltage determined by the stored energy to both ends of the series circuit of both switching elements, And a control circuit for controlling the on / off of the discharge lamp.The control circuit has a means for restricting the voltage across the discharge lamp from rising above a predetermined value during a period in which the starting voltage is applied to the discharge lamp. Even when the voltage of the power supply is higher than the rated voltage, an increase in the voltage of the partial smoothing circuit can be suppressed, so that voltage stress applied to the components can be reduced and the reliability can be improved. Further, since a component having a low withstand voltage can be used as a component, there is an effect that cost can be reduced.
【００５４】請求項２の発明は、交流電源を整流する整
流回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して放電
灯に供給するインバータ回路とを備え、インバータ回路
は、互いに直列接続され交互にオンオフされる一対のス
イッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイッ
チング素子の直列回路との間に介装されたインピーダン
ス回路と、コンデンサ及びインダクタを具備しインピー
ダンス回路との直列回路が一方のスイッチング素子の両
端間に接続されるとともに放電灯への出力を取り出す共
振回路と、両スイッチング素子の直列回路に並列に接続
された平滑コンデンサと、両スイッチング素子のオンオ
フを制御する制御回路とを備え、制御回路は、放電灯に
始動電圧が印加されている期間に放電灯の両端電圧が所
定値よりも上昇するのを規制する手段を有するので、交
流電源の電圧が定格電圧よりも大きい場合でも平滑コン
デンサに印加される電圧の上昇を抑制することができる
から、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性
を高めることができるという効果がある。また、構成部
品として低耐圧の部品を用いることができるるので、低
コスト化を図ることができるという効果がある。According to a second aspect of the present invention, there is provided a rectifier circuit for rectifying an AC power supply, and an inverter circuit for converting an output of the rectifier circuit into a high-frequency output and supplying the high-frequency output to a discharge lamp. A pair of switching elements that are turned on and off, an impedance circuit interposed between a DC output terminal of the rectifier circuit and a series circuit of both switching elements, and a series circuit of an impedance circuit including a capacitor and an inductor. A switching circuit connected between both ends of the switching element and taking out the output to the discharge lamp, a smoothing capacitor connected in parallel to a series circuit of both switching elements, and a control circuit for controlling on / off of both switching elements. The control circuit is configured so that the voltage across the discharge lamp rises above a predetermined value during a period when the starting voltage is applied to the discharge lamp. Since the voltage applied to the smoothing capacitor can be suppressed even when the voltage of the AC power supply is higher than the rated voltage, the voltage stress applied to the components can be reduced and the reliability can be reduced. There is an effect that it can be increased. In addition, since a component having a low withstand voltage can be used as a component, there is an effect that cost can be reduced.
【００５５】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御回路は、放電灯の両端に始動電圧を印加さ
せる場合には、交流電源の電圧が大きいほど放電灯の両
端電圧を低減させるので、交流電源の電圧が大きくなっ
ても部分平滑回路の電圧の上昇を抑制することができる
から、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性
を高めることができるという効果がある。また、構成部
品として低耐圧の部品を用いることができるるので、低
コスト化を図ることができるという効果がある。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, when the starting voltage is applied to both ends of the discharge lamp, the control circuit reduces the voltage across the discharge lamp as the voltage of the AC power supply increases. Therefore, even if the voltage of the AC power supply is increased, it is possible to suppress an increase in the voltage of the partial smoothing circuit. This has the effect of reducing the voltage stress applied to the components and increasing the reliability. In addition, since a component having a low withstand voltage can be used as a component, there is an effect that cost can be reduced.
【００５６】請求項４の発明は、請求項１又は請求項３
の発明において、上記制御回路は、放電灯のフィラメン
トを十分予熱する予熱期間には、フィラメントに流れる
予熱電流が所定電流値よりも降下するのを規制する手段
を有するので、放電灯の始動を確実にすることが可能と
なるという効果がある。請求項５の発明は、請求項１又
は請求項３の発明において、上記制御回路は、放電灯の
フィラメントを十分予熱する予熱期間には、交流電源の
電圧が大きいほどフィラメントに流れる予熱電流が大き
くなるように制御するので、予熱電流を大きくすること
により放電灯の始動を確実にすることができるという効
果がある。The invention of claim 4 is the invention of claim 1 or claim 3.
In the invention, the control circuit has means for restricting the preheating current flowing through the filament from dropping below a predetermined current value during a preheating period in which the filament of the discharge lamp is sufficiently preheated. There is an effect that it becomes possible to. According to a fifth aspect of the present invention, in the first or third aspect of the present invention, during the preheating period in which the filament of the discharge lamp is sufficiently preheated, the larger the voltage of the AC power supply, the larger the preheating current flowing through the filament. Therefore, there is an effect that it is possible to reliably start the discharge lamp by increasing the preheating current.
【００５７】請求項７の発明は、交流電源を整流する整
流回路と、交流電源と整流回路との間に挿入され高周波
を阻止するフィルタ回路と、整流回路の出力を高周波出
力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、整流
回路の直流出力端間とインバータ回路との間に介装され
るインピーダンス回路とを備え、インピーダンス回路
は、インピーダンス素子と、該インピーダンス素子に並
列接続されるダイオードとで構成され、インピーダンス
素子は、入力電流歪が所定値以下になり且つ入力電源の
ゼロクロス近傍だけで入力電流波形に休止期間が現れる
程度に小さなインピーダンスに設定されているので、負
荷寿命時、予熱時、始動時などの軽負荷時にインバータ
回路の電源電圧が必要以上に上昇するのを防ぐことがで
き、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性を
高めることができるという効果がある。また、構成部品
として低耐圧の部品を用いることができるるので、低コ
スト化を図ることができるという効果がある。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a rectifier circuit for rectifying an AC power supply, a filter circuit inserted between the AC power supply and the rectifier circuit for blocking a high frequency, and converting the output of the rectifier circuit into a high-frequency output and discharging it. An inverter circuit for supplying electric light, and an impedance circuit interposed between a DC output terminal of the rectifier circuit and the inverter circuit, wherein the impedance circuit includes an impedance element and a diode connected in parallel to the impedance element. The impedance element is set to have such a small impedance that the input current distortion is equal to or less than a predetermined value and an idle period appears in the input current waveform only near the zero crossing of the input power source. The power supply voltage of the inverter circuit can be prevented from rising more than necessary at light load such as starting, There is an effect that it is possible to enhance the reliability can be reduced voltage stress. In addition, since a component having a low withstand voltage can be used as a component, there is an effect that cost can be reduced.
【００５８】請求項９の発明は、請求項７の発明におい
て、整流回路の直流出力電圧の高い期間にはインバータ
回路の出力の一部を蓄積し前記直流出力電圧の低い期間
には蓄積エネルギにより決まる電圧をインバータ回路に
印加する谷埋回路を備えているので、放電灯への供給電
流の波高率が小さくなり、放電灯の光出力の変動を少な
くすることができるという効果がある。According to a ninth aspect of the present invention, in the invention of the seventh aspect, a part of the output of the inverter circuit is stored during a period when the DC output voltage of the rectifier circuit is high, and the stored energy is stored during a period when the DC output voltage is low. Since the valley filling circuit for applying the determined voltage to the inverter circuit is provided, there is an effect that the crest factor of the current supplied to the discharge lamp is reduced, and the fluctuation of the light output of the discharge lamp can be reduced.
【図１】実施形態１を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment.
【図２】同上の動作説明図である。FIG. 2 is an operation explanatory view of the above.
【図３】実施形態２を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment.
【図４】同上の動作説明図である。FIG. 4 is an operation explanatory view of the above.
【図５】実施形態３の動作説明図である。FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the third embodiment.
【図６】実施形態４を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a fourth embodiment.
【図７】実施形態５の動作説明図である。FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the fifth embodiment.
【図８】実施形態６を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a sixth embodiment.
【図９】実施形態７を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing a seventh embodiment.
【図１０】同上の動作説明図である。FIG. 10 is an operation explanatory view of the above.
【図１１】実施形態８を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing an eighth embodiment.
【図１２】同上の動作説明図である。FIG. 12 is an operation explanatory view of the above.
【図１３】実施形態９を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a ninth embodiment.
【図１４】実施形態１０を示す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a tenth embodiment.
【図１５】従来例を示す回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a conventional example.
【図１６】同上の動作説明図である。FIG. 16 is an operation explanatory view of the above.
【図１７】同上の他の動作説明図である。FIG. 17 is another operation explanatory view of the above embodiment.
２１ 周波数制御回路 ２２ ドライブ回路 ２３ 定電流源 Ｖｓ 交流電源 ＦＬ フィルタ回路 ＤＢ 整流回路 ＩＮＶ インバータ回路 Ａ 負荷回路 ＣＮ 制御回路 Ｌａ 放電灯 Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｒ1 抵抗21 the frequency control circuit 22 drives the circuit 23 a constant current source Vs AC power FL filter circuit DB rectifying circuit INV inverter circuit A load circuit CN controller La discharge lamp Q 1, Q 2 switching element R 1 resistance
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 一村 省互 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 浅野 寛之 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 西田 聡彦 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor: Mutual Ichimura 1048, Kazuma, Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Works, Ltd. (72) Inventor Toshihiko Nishida 1048 Kadoma, Kadoma, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works, Ltd.
Claims (9)
路の出力を高周波出力に変換して放電灯に供給するイン
バータ回路とを備え、インバータ回路は、互いに直列接
続され交互にオンオフされる一対のスイッチング素子
と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の直
列回路との間に介装されたインピーダンス回路と、コン
デンサ及びインダクタを具備しインピーダンス回路との
直列回路が一方のスイッチング素子の両端間に接続され
るとともに放電灯への出力を取り出す共振回路と、整流
回路の直流出力電圧の高い期間にはインバータ回路の出
力の一部を蓄積し前記直流出力電圧の低い期間には蓄積
エネルギにより決まる電圧を両スイッチング素子の直列
回路の両端に印加する部分平滑回路と、両スイッチング
素子のオンオフを制御する制御回路とを備え、制御回路
は、放電灯に始動電圧が印加されている期間に放電灯の
両端電圧が所定値よりも上昇するのを規制する手段を有
することを特徴とする放電灯点灯装置。1. A rectifier circuit for rectifying an AC power supply, and an inverter circuit for converting an output of the rectifier circuit to a high-frequency output and supplying the output to a discharge lamp, wherein the inverter circuits are connected in series with each other and alternately turned on and off. A switching element, an impedance circuit interposed between the DC output terminal of the rectifier circuit and the series circuit of the two switching elements, and a series circuit of an impedance circuit including a capacitor and an inductor. A rectifier circuit connected between the rectifier circuit and the rectifier circuit for storing the output of the inverter circuit during a high period of the DC output voltage, and storing a part of the output of the inverter circuit during a low period of the DC output voltage by the stored energy. Partial smoothing circuit that applies determined voltage to both ends of series circuit of both switching elements, and controls on / off of both switching elements And a control circuit for controlling the voltage of the discharge lamp to rise above a predetermined value during a period in which the starting voltage is applied to the discharge lamp. apparatus.
路の出力を高周波出力に変換して放電灯に供給するイン
バータ回路とを備え、インバータ回路は、互いに直列接
続され交互にオンオフされる一対のスイッチング素子
と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の直
列回路との間に介装されたインピーダンス回路と、コン
デンサ及びインダクタを具備しインピーダンス回路との
直列回路が一方のスイッチング素子の両端間に接続され
るとともに放電灯への出力を取り出す共振回路と、両ス
イッチング素子の直列回路に並列に接続された平滑コン
デンサと、両スイッチング素子のオンオフを制御する制
御回路とを備え、制御回路は、放電灯に始動電圧が印加
されている期間に放電灯の両端電圧が所定値よりも上昇
するのを規制する手段を有することを特徴とする放電灯
点灯装置。2. A rectifier circuit for rectifying an AC power supply, and an inverter circuit for converting an output of the rectifier circuit into a high-frequency output and supplying the output to a discharge lamp, wherein the inverter circuits are connected in series with each other and alternately turned on and off. A switching element, an impedance circuit interposed between the DC output terminal of the rectifier circuit and the series circuit of the two switching elements, and a series circuit of an impedance circuit including a capacitor and an inductor. A resonance circuit that is connected between the two and outputs the output to the discharge lamp; a smoothing capacitor connected in parallel to a series circuit of both switching elements; and a control circuit that controls on / off of both switching elements. Means for restricting the voltage across the discharge lamp from rising above a predetermined value during the period when the starting voltage is applied to the discharge lamp. A discharge lamp lighting device comprising:
圧を印加させる場合には、交流電源の電圧が大きいほど
放電灯の両端電圧を低減させることを特徴とする請求項
１記載の放電灯点灯装置。3. The control circuit according to claim 1, wherein when the starting voltage is applied to both ends of the discharge lamp, the control circuit reduces the voltage across the discharge lamp as the voltage of the AC power supply increases. Lighting device.
を十分予熱する予熱期間には、フィラメントに流れる予
熱電流が所定電流値よりも降下するのを規制する手段を
有することを特徴とする請求項１又は請求項３記載の放
電灯点灯装置。4. The control circuit according to claim 1, further comprising means for restricting a preheating current flowing through the filament from dropping below a predetermined current value during a preheating period for sufficiently preheating the filament of the discharge lamp. The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 3.
を十分予熱する予熱期間には、交流電源の電圧が大きい
ほどフィラメントに流れる予熱電流が大きくなるように
制御することを特徴とする請求項１又は請求項３記載の
放電灯点灯装置。5. The control circuit according to claim 1, wherein during the preheating period in which the filament of the discharge lamp is sufficiently preheated, the preheating current flowing through the filament increases as the voltage of the AC power supply increases. Or the discharge lamp lighting device according to claim 3.
り、整流回路の直流出力端間にコンデンサが接続される
とともに、整流回路の直流出力端とインバータ回路との
間に順方向にダイオードが挿入されて成ることを特徴と
する請求項１記載の放電灯点灯装置。6. A rectifier circuit comprising a diode bridge, wherein a capacitor is connected between the DC output terminals of the rectifier circuit, and a diode is inserted between the DC output terminal of the rectifier circuit and the inverter circuit in a forward direction. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein:
源と整流回路との間に挿入され高周波を阻止するフィル
タ回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して放電
灯に供給するインバータ回路と、整流回路の直流出力端
間とインバータ回路との間に介装されるインピーダンス
回路とを備え、インピーダンス回路は、インピーダンス
素子と、該インピーダンス素子に並列接続されるダイオ
ードとで構成され、インピーダンス素子は、入力電流歪
が所定値以下になり且つ入力電源のゼロクロス近傍だけ
で入力電流波形に休止期間が現れる程度に小さなインピ
ーダンスに設定されて成ることを特徴とする放電灯点灯
装置。7. A rectifier circuit for rectifying an AC power supply, a filter circuit inserted between the AC power supply and the rectifier circuit for blocking a high frequency, and an inverter for converting an output of the rectifier circuit to a high frequency output and supplying the output to a discharge lamp. Circuit, and an impedance circuit interposed between the DC output terminal of the rectifier circuit and the inverter circuit. The impedance circuit includes an impedance element and a diode connected in parallel to the impedance element. A discharge lamp lighting device, wherein the element is set to have an impedance such that an input current distortion is equal to or less than a predetermined value and an idle period appears in an input current waveform only near a zero crossing of an input power supply.
ことをことを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装
置。8. The discharge lamp lighting device according to claim 7, wherein the impedance element is a capacitor.
インバータ回路の出力の一部を蓄積し前記直流出力電圧
の低い期間には蓄積エネルギにより決まる電圧をインバ
ータ回路に印加する谷埋回路を備えて成ることを特徴と
する請求項７記載の放電灯点灯装置。9. A valley filling circuit for accumulating a part of the output of the inverter circuit during a period when the DC output voltage of the rectifier circuit is high and applying a voltage determined by the stored energy to the inverter circuit during a period when the DC output voltage is low. The discharge lamp lighting device according to claim 7, wherein the discharge lamp lighting device is provided.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18814897A JPH1140385A (en) | 1997-07-14 | 1997-07-14 | Discharge lamp lighting device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18814897A JPH1140385A (en) | 1997-07-14 | 1997-07-14 | Discharge lamp lighting device |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005329470A Division JP2006114509A (en) | 2005-11-14 | 2005-11-14 | Discharge lamp lighting device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1140385A true JPH1140385A (en) | 1999-02-12 |
Family
ID=16218597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18814897A Pending JPH1140385A (en) | 1997-07-14 | 1997-07-14 | Discharge lamp lighting device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1140385A (en) |
-
1997
- 1997-07-14 JP JP18814897A patent/JPH1140385A/en active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050905 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050913 |
|
| A521 | Written amendment |
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| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20060425 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |