JP3757577B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電力を高周波電力に変換して放電灯に供給するインバータ回路を用いた放電灯点灯装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図15にインバータ回路1を用いた従来の放電灯点灯装置の一例を示す。交流電源Vsにはダイオードブリッジから成る全波整流器DBの交流入力端子が接続されており、全波整流器DBの直流出力端子には平滑コンデンサC0 とスイッチング素子Q1 ,Q2 の直列回路が並列に接続されている。また各スイッチング素子Q1 ,Q2 には、それぞれダイオードD1 ,D2 が逆並列接続されている。
【0003】
低電位側のスイッチング素子Q2 の両端には直流カット用のコンデンサC3 を介して、共振負荷回路2と予熱共振回路3が並列的に接続されている。
共振負荷回路2はインダクタL1 とコンデンサC2 の直列共振回路と、共振用のコンデンサC2 の両端に並列接続された放電灯Laとで構成される。また予熱共振回路3はインダクタL2 とコンデンサC4 の直列共振回路よりなり、インダクタL2 の2次側補助巻線から放電灯Laのフィラメントに予熱電流を供給するようになっている。
【0004】
この従来装置では、制御回路10によってスイッチング素子Q1 ,Q2 を交互にオン・オフすることにより、ハーフブリッジ型インバータとして動作し、直流カット用のコンデンサC3 の出力端に高周波電圧が生成され、共振負荷回路2と予熱共振回路3に印加される。なお、制御回路10は動作周波数(スイッチング素子Q1 ,Q2 をオン・オフする周波数)fを制御する周波数制御回路11と、周波数制御回路11により制御されてスイッチング素子Q1 ,Q2 を駆動するドライブ回路12とを具備している。
【0005】
ここで、共振負荷回路2と予熱共振回路3は高周波電圧に対して各々独立しており、各共振回路2,3を流れる電流の位相が別々に設定される。この従来例では、共振形の上記高周波電圧が印加された共振負荷回路2に流れる高周波電流を該高周波電圧に比べて遅れ位相とし、予熱共振回路3に流れる高周波電流を該高周波電圧に比べて進み位相となるようにインダクタL1 ,L2 、コンデンサC2 ,C4 の設計が行われている。そうすることにより、多くの予熱電流を必要とする先行予熱時に高周波電圧の周波数が高いので、予熱共振回路3から供給される予熱電流が定常時より多く供給され、逆に定常点灯時は子熱電流を低く抑えることで放電灯Laのフィラメントでの損失を少なくできるといった効率の良い予熱が可能な回路構成となっている。
【0006】
また共振負荷回路2に流れる高周波電流が遅れ位相であるのに対し、予熱共振回路3に流れる高周波電流が進み位相であることから、合成電流としては略同相で力率の高い電流となる。さらにスイッチング素子Q1 ,Q2 に流れる電流の実効値は、共振負荷回路2のみの場合の遅れ位相電流よりも低くなり、スイッチング損失も小さくなり、低電流耐量の素子の使用が可能となって装置の小型化並びにコストダウンが実現できる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来例においては共振負荷回路2と予熱共振回路3がそれぞれ独立しているために、インダクタL2 及びコンデンサC4 の部品ばらつきによる予熱共振回路3の共振特性には共振負荷回路2と無関係にばらつきが生じる。
例えば、図16に示すように共振負荷回路2の共振曲線に対し、動作周波数fに対する予熱電流Iphの共振曲線は曲線A、B、Cのようにばらつきを持つ。ここでf2 ,f1 ,f3 は各々曲線A,B,Cにおける共振周波数であり、f=1/2π(L2 ・C4 )1/2 で定められので、インダクタL2 とコンデンサC4 のばらつきでf2 <f1 <f3 となる。
【0008】
ここで、先行予熱時に制御回路10により定められた一定の動作周波数(予熱周波数)fphにてインバータ回路1を動作させるとすると、図16に示すようにIph(a) ,Iph(b) ,Iph(c) (Iph(b) >Iph(a) >Iph(c) )と予熱電流に大小ができる。この予熱電流の大小は放電灯Laの始動性に影響し、予熱電流が最小となるばらつきの最悪条件(図16の場合は曲線C)において、低温時に放電灯Laが点灯しにくいといった問題がある。そのような条件においても確実に放電灯Laを点灯させるためには、始動電圧を高くすることが考えられるが、始動電圧を高く設定すると回路素子にも耐量の高いものを使用する必要が有り、コストアップの要因となっていた。
【0009】
本発明は上記問題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、予熱回路の部品ばらつきが生じても常に一定レベル以上の予熱電流を確保し、発振電圧を上げることなく低温時にも確実に放電灯を点灯させることができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、上記目的を達成するために、交流電源を整流平滑して得られる直流電源と、高周波でオン・オフされる1乃至複数のスイッチング素子を具備して前記直流電源の直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、放電灯を有し前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して遅れ位相となる電流が流れる共振負荷回路と、前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して進み位相となる電流が流れ放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱共振回路と、前記放電灯のフィラメントに流れる予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせてインバータ回路の動作周波数を制御する制御回路とを備え、該制御回路は、放電灯始動時の先行予熱期間に前記予熱電流検出回路で検出された予熱電流レベルが所定のレベル以上となる動作周波数にて所定の時間だけ予熱を行なうように前記インバータ回路の動作周波数を制御して成る放電灯点灯装置であって、前記制御回路は、前記予熱共振回路の共振周波数がばらつきにより最も高くなる周波数よりも高い第1の予熱周波数に動作周波数を設定してインバータ回路の動作を開始させ、前記予熱電流検出回路により検出される予熱電流レベルが前記所定レベルを越える第2の予熱周波数まで前記インバータ回路の動作周波数を変化させ、越えた時点でインバータ回路の動作周波数を第2の予熱周波数に固定して前記所定時間だけ予熱を行なうように制御することを特徴とし、予熱共振回路を構成するインダクタやコンデンサなどの部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路により予熱電流のレベルを検出しながら、制御回路にて放電灯のフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路の動作周波数を制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯の始動時の発振電圧を低く抑えることができる。その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となる。
【0012】
請求項2の発明は、上記目的を達成するために、交流電源を整流平滑して得られる直流電源と、高周波でオン・オフされる1乃至複数のスイッチング素子を具備して前記直流電源の直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、放電灯を有し前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して遅れ位相となる電流が流れる共振負荷回路と、前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して進み位相となる電流が流れ放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱共振回路と、前記放電灯のフィラメントに流れる予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせてインバータ回路の動作周波数を制御する制御回路とを備え、該制御回路は、放電灯始動時の先行予熱期間に前記予熱電流検出回路で検出された予熱電流レベルが所定のレベル以上となる動作周波数にて所定の時間だけ予熱を行なうように前記インバータ回路の動作周波数を制御して成る放電灯点灯装置であって、前記制御回路が、前記予熱共振回路の共振周波数がばらつきにより最も低くなる周波数よりも低い第1の予熱周波数に動作周波数を設定してインバータ回路の動作を開始させ、前記予熱電流検出回路により検出される予熱電流レベルが前記所定レベルを越える第2の予熱周波数まで前記インバータ回路の動作周波数を変化させ、越えた時点でインバータ回路の動作周波数を第2の予熱周波数に固定して前記所定時間だけ予熱を行なうよう制御することを特徴とし、予熱共振回路を構成するインダクタやコンデンサなどの部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路により予熱電流のレベルを検出しながら、制御回路にて放電灯のフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路の動作周波数を制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯の始動時の発振電圧を低く抑えることができる。その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となる。
【0013】
請求項3の発明は、上記目的を達成するために、交流電源を整流平滑して得られる直流電源と、高周波でオン・オフされる1乃至複数のスイッチング素子を具備して前記直流電源の直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、放電灯を有し前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して遅れ位相となる電流が流れる共振負荷回路と、前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して進み位相となる電流が流れ放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱共振回路と、前記放電灯のフィラメントに流れる予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせてインバータ回路の動作周波数を制御する制御回路とを備え、該制御回路は、放電灯始動時の先行予熱期間に前記予熱電流検出回路で検出された予熱電流レベルが所定のレベル以上となる動作周波数にて所定の時間だけ予熱を行なうように前記インバータ回路の動作周波数を制御して成る放電灯点灯装置であって、前記制御回路が、前記予熱共振回路の共振周波数のばらつきの中央値に略等しい第1の予熱周波数に動作周波数を設定してインバータ回路の動作を開始させ、第1の予熱周波数よりも高い又は低い第2の予熱周波数に前記インバータ回路の動作周波数を設定するとともに前記予熱電流検出回路にて検出される予熱電流レベルが第1の予熱周波数での動作時の予熱電流レベルよりも高い場合には第1の予熱周波数から第2の予熱周波数への変化方向と同一方向に前記インバータ回路の動作周波数を変化させ、前記予熱電流検出回路にて検出される予熱電流レベルが第1の予熱周波数での動作時の予熱電流レベルよりも低い場合には第1の予熱周波数から第2の予熱周波数への変化方向と逆方向に前記インバータ回路の動作周波数を変化させるように制御し、前記検出される予熱電流レベルが前記所定レベルを越えるまで動作周波数を変化させ、越えた時点でインバータ回路の動作周波数を固定して前記所定時間だけ予熱を行なうよう制御することを特徴とし、予熱共振回路を構成するインダクタやコンデンサなどの部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路により予熱電流のレベルを検出しながら、制御回路にて放電灯のフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路の動作周波数を制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯の始動時の発振電圧を低く抑えることができる。その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となる。
【0014】
請求項4の発明は、請求項1〜3の何れかの発明において、前記インバータ回路が前記直流電源の出力端間に接続されて交互にオン・オフされる一対のスイッチング素子を具備して成り、該スイッチング素子の一方に前記共振負荷回路及び予熱共振回路を並列に接続して成ることを特徴とし、スイッチング素子におけるスイッチング損失が小さくでき、低電流耐量の素子の使用が可能となって装置の小型化並びにコストダウンが実現できる。
【0015】
請求項5の発明は、請求項1〜3の何れかの発明において、前記インバータ回路が、平滑コンデンサの直列回路と、ダイオードが逆並列に接続されて交互にオン・オフされる一対のスイッチング素子の直列回路とが互いに並列に前記直流電源の出力端間に接続されて成ることを特徴とし、定常点灯時における予熱電流を抑えて放電灯のフィラメントでの電力損失を低減することができる。
【0016】
請求項6の発明は、請求項1〜3の何れかの発明において、前記インバータ回路が、前記直流電源の出力端間に一対のスイッチング素子を直列接続し、低電位側の前記スイッチング素子と前記直流電源の出力端との間に第1及び第2のダイオードの直列回路を挿入し、該第1及び第2のダイオードの直列回路の接続点と前記スイッチング素子の接続点との間に前記予熱共振回路及び共振負荷回路を接続するとともにスイッチング素子側に接続された第2のダイオードの両端にコンデンサを接続して成ることを特徴とし、第2のダイオードの両端に接続されたコンデンサで直流電源からの直流入力電圧を昇圧することによって、入力電流高調波を低く抑えることができる。
【0017】
【発明の実施の形態】
(実施形態1)
図1は本発明の第1の実施形態を示す回路ブロック図である。
ダイオードブリッジから成る全波整流器DBの交流入力端子に交流電源Vsが接続され、全波整流器DBの直流出力端子には平滑用のコンデンサC0 を介してインバータ回路1が並列に接続されている。
【0018】
インバータ回路1は、例えば従来例と同様のハーフブリッジ型やフルブリッジ型等の従来周知の構成を有するものである。このインバータ回路1の出力端には、共振負荷回路2と予熱共振回路3が並列接続され、インバータ回路1から出力される高周波電圧V0 が両者に印加される。
また、インバータ回路の発振周波数(動作周波数)は制御回路4によって制御される。この制御回路4は、インバータ回路1が具備する1乃至複数のスイッチング素子(図示せず)のオン・オフのタイミングを設定して上記動作周波数を制御する周波数制御回路5と、この周波数制御回路5からの信号を受けてインバータ回路1のスイッチング素子を駆動するドライブ回路6と、放電灯Laのフィラメントに流れる予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路7とを備え、予熱電流検出回路7にて共振負荷回路2又は予熱共振回路3に流れる電流から予熱電流レベルを検出し、周波数制御回路5へフィードバックしている。
【0019】
共振負荷回路2は、インダクタL1 とコンデンサC2 の直列共振回路を有し、コンデンサC2 の両端に放電灯Laのフィラメントの一端f2 ,f4 が接続されており、インバータ回路1から供給される高周波電圧V0 に対して遅れた位相の電流I1 が流れるようにインダクタL1 のインダクタンス値とコンデンサC2 の容量とが設定されている。
【0020】
一方、予熱共振回路3はインダクタL2 とコンデンサC4 との直列共振回路から成り、インダクタL2 に設けられた補助巻線n1 ,n2 がそれぞれ放電灯Laのフィラメントの両端f1 〜f4 に接続されており、インバータ回路1から供給される高周波電圧V0 に対して進んだ位相の電流I2 が流れるようにインダクタL2 のインダクタンス値とコンデンサC4 の容量とが設定されている。
【0021】
而して、制御回路4によりインバータ回路1を制御して高周波電圧V0 を共振負荷回路2及び予熱共振回路3に印加し、放電灯Laの予熱から始動及び点灯維持(定常点灯)を行なうものである。
ところが、予熱共振回路3から放電灯Laのフィラメントに供給される予熱電流Iphは、予熱共振回路3を構成するインダクタL2 やコンデンサC4 の部品ばらつきにより、図3の曲線A〜Cに示すように、その共振特性にもばらつきが生じることになる。
【0022】
而して、本発明は、このような共振特性のばらつきに対して常に一定以上の予熱電流が確保できるようにしたものである。
次に本実施形態において一定以上の予熱電流を確保する(流す)ための動作について、図2〜図4を参照して説明する。図2は本実施形態における制御回路4の制御動作のタイムチャートを示している。まず、時刻t=t0 で交流電源Vsが投入されて制御回路4が動作を開始すると、周波数制御回路5は、予熱共振回路3の共振周波数がインダクタL2 及びコンデンサC4 のばらつきにより最も高くなる周波数(図3におけるf3 )よりも高い第1の予熱周波数fph1 でインバータ回路1の動作を開始させる。
【0023】
そして、周波数制御回路5は、時刻t=t0 〜t1 の期間に予熱電流検出回路7によって予熱電流を検出しながら、図4に示すように予熱電流が所定レベルIph0 を越える第2の予熱周波数fph2 までインバータ回路1の動作周波数fを徐々に変化させる(低くする)。ここで、予熱電流が所定レベルIph0 を越える第2の予熱周波数fph2 は、図4に示すようにインダクタL2 及びコンデンサC4 によって異なり、曲線Aで表される共振特性の場合をfph2(a)、曲線Bで表される共振特性の場合をfph2(b)、曲線Cで表される共振特性の場合をfph2(c)で表すことにする。
【0024】
周波数制御回路5は、予熱電流検出回路7で検出されるレベルが上記所定レベルIph0 を越えた時点でインバータ回路1の動作周波数fを第2の予熱周波数fph2(a)又はfph2(b)又はfph2(c)に固定し、所定の予熱期間(図2における時刻t=t1 〜t2 )だけ放電灯Laのフィラメントを予熱する。
そして、周波数制御回路5が、動作周波数fを第2の予熱周波数fph2(a)…から始動に必要な高電圧が得られる始動周波数fstにまで低下させ、時刻t=t2 〜t3 の間(始動期間)だけ始動周波数fstに固定する(この動作モードを始動モードと呼ぶ。)。その結果、放電灯Laが始動した後(時刻t=t3 以降)は、周波数制御回路5が放電灯Laを定常点灯させるために始動周波数fstよりもさらに低い周波数fCTでインバータ回路1を動作させる(この動作モードを定常点灯モードと呼ぶ。)。
【0025】
上述のように本実施形態によれば、予熱共振回路3を構成するインダクタL2 やコンデンサC4 の部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路7により予熱電流のレベルを検出しながら、周波数制御回路5にて放電灯Laのフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路1の動作周波数fを制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯Laの始動時の発振電圧を低く抑えることができる。その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となる。
【0026】
(実施形態2)
図5は本発明の第2の実施形態を示す回路ブロック図である。なお、本実施形態は、図15に示した従来例と基本的な構成を共通にしているので、共通する部分には同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴となる部分についてのみ説明する。
【0027】
本実施形態では、予熱共振回路3のインダクタL2 の2次側に補助巻線n3 を設けるとともに、補助巻線n3 を通して放電灯Laのフィラメントに供給される予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路7が制御回路4に具備されている。而して、周波数制御回路5、ドライブ回路6及び予熱電流検出回路7で構成される制御回路4が実施形態1と共通の制御動作を行うことにより、本実施形態においても常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯Laの始動時の発振電圧を低く抑えることができる。
【0028】
インバータ回路1は、ダイオードD1 ,D2 が逆並列に接続された一対のスイッチング素子Q1 ,Q2 の直列回路が平滑コンデンサC0 と並列に全波整流器DBの直流出力端間に接続されて成るものである。
スイッチング素子Q1 ,Q2 の接続点と全波整流器DBの低電位側の直流出力端との間には直流カット用のコンデンサC3 を介して、共振負荷回路2を構成するインダクタL1 及びコンデンサC2 が直列接続され、コンデンサC2 の両端に放電灯Laのフィラメントの一端f1 ,f3 が接続されている。また、スイッチング素子Q2 及びコンデンサC3 と並列にインダクタL2 とコンデンサC4 の直列回路から成る予熱共振回路3が接続されており、インダクタL2 に設けられた補助巻線n1 ,n2 が放電灯Laのフィラメント両端f1 〜f4 に接続されている。なお、インダクタL2 には予熱電流検出用の補助巻線n3 も設けてある。
【0029】
さらに本実施形態においては、従来例で説明したように共振負荷回路2に流れる高周波電流が遅れ位相であるのに対し、予熱共振回路3に流れる高周波電流が進み位相であることから、合成電流としては略同相で力率の高い電流となり、しかもインバータ回路1のスイッチング素子Q1 ,Q2 に流れる電流の実効値が共振負荷回路2のみの場合の遅れ位相電流よりも低くなるので、スイッチング損失も小さくなり、低電流耐量の素子の使用が可能となって装置の小型化並びにコストダウンが実現できる。
【0030】
(実施形態3)
図6は本発明の第3の実施形態を示す回路ブロック図である。なお、本実施形態の基本構成は実施形態1と共通であるので、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略する。
図6に示すように、全波整流器DBの直流出力端子には平滑コンデンサC11,C12の直列回路とダイオードD1 ,D2 が逆並列に接続されたスイッチング素子Q1 ,Q2 の直列回路とが互いに並列に接続されており、これらスイッチング素子Q1 ,Q2 、ダイオードD1 ,D2 並びに平滑コンデンサC11,C12にて所謂ハーフブリッジ型のインバータ回路1’を構成している。
【0031】
スイッチング素子Q1 ,Q2 の接続点と平滑コンデンサC11,C12の接続点の間には、直流カット用のコンデンサC3 を介してインダクタL1 、コンデンサC2 及び蛍光灯等の放電灯Laにより構成される共振負荷回路2と、共振負荷回路2と並列接続されたインダクタL2 とコンデンサC4 の直列回路から成る予熱共振回路3とが接続されている。なお、予熱共振回路3のインダクタL2 には、放電灯Laのフィラメントに予熱電流を供給するための補助巻線n1 ,n2 と、制御回路4の予熱電流検出回路7にて予熱電流レベルを検出するための補助巻線n3 とが設けてある。
【0032】
また制御回路4は、インバータ回路1のスイッチング素子Q1 ,Q2 のオン・オフのタイミングを設定してインバータ回路1の動作周波数fを制御する周波数制御回路5と、この周波数制御回路5からの信号を受けてインバータ回路1のスイッチング素子Q1 ,Q2 を駆動するドライブ回路6と、放電灯Laのフィラメントに流れる予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路7とを備え、予熱電流検出回路7にてインダクタL2 の補助巻線n3 を通して予熱共振回路3に流れる電流から予熱電流レベルを検出し、周波数制御回路5へフィードバックしている。
【0033】
而して、本実施形態では、交流電源Vsが投入されると制御回路4によりスイッチング素子Q1 ,Q2 が交互にオン、オフされ、インバータ回路1の出力端間に矩形波の高周波電圧が生じる。この高周波電圧が共振負荷回路2のインダクタL1 及びコンデンサC2 の直列回路による共振作用により昇圧されて放電灯Laの両電極間に印加され、放電灯Laが点灯するのである。
【0034】
次に本実施形態における予熱から始動及び点灯に至るまでの制御動作について図7〜図9を参照して説明する。図7は本実施形態における制御回路4の制御動作のタイムチャートを示している。まず、時刻t=t0 で交流電源Vsが投入されて制御回路4が動作を開始すると、周波数制御回路5は、予熱共振回路3の共振周波数がインダクタL2 及びコンデンサC4 のばらつきにより最も低くなる周波数(図8におけるf2 )よりも低い第1の予熱周波数fph1 でインバータ回路1の動作を開始させる。
【0035】
そして、周波数制御回路5は、時刻t=t0 〜t1 の期間に予熱電流検出回路7によって予熱電流を検出しながら、図9に示すように予熱電流が所定レベルIph0 を越える第2の予熱周波数fph2 までインバータ回路1の動作周波数fを徐々に変化させる(高くする)。ここで、予熱電流が所定レベルIph0 を越える第2の予熱周波数fph2 は、図9に示すようにインダクタL2 及びコンデンサC4 によって異なり、曲線Aで表される共振特性の場合をfph2(a)、曲線Bで表される共振特性の場合をfph2(b)、曲線Cで表される共振特性の場合をfph2(c)で表すことにする。
【0036】
周波数制御回路5は、予熱電流検出回路7で検出されるレベルが上記所定レベルIph0 を越えた時点でインバータ回路1の動作周波数fを第2の予熱周波数fph2(a)又はfph2(b)又はfph2(c)に固定し、所定の予熱期間(図7における時刻t=t1 〜t2 )だけ放電灯Laのフィラメントを予熱する。
そして、周波数制御回路5が、動作周波数fを第2の予熱周波数fph2(a)…から始動に必要な高電圧が得られる始動周波数fstにまで低下させ、時刻t=t2 〜t3 の間(始動期間)だけ始動周波数fstに固定する。その結果、放電灯Laが始動した後(時刻t=t3 以降)は、周波数制御回路5が放電灯Laを定常点灯させるために始動周波数fstよりもさらに低い周波数fCTでインバータ回路1を動作させる。
【0037】
上述のように本実施形態によれば、予熱共振回路3を構成するインダクタL2 やコンデンサC4 の部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路7により予熱電流のレベルを検出しながら、周波数制御回路5にて放電灯Laのフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路1の動作周波数fを制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯Laの始動時の発振電圧を低く抑えることができる。その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となる。
【0038】
(実施形態4)
図10は本発明の第4の実施形態を示す回路ブロック図である。本実施形態は、インバータ回路1”により入力電流高調波を低く抑えることができるとともに、定常点灯時において放電灯Laのフィラメントに供給される予熱電流(以下、「常時予熱電流」と呼ぶ。)を低く抑えることでフィラメントでの損失を低減することができるものであるが、基本的な構成については実施形態1〜3と共通であるので、共通する部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【0039】
本実施形態では、交流電源Vsを全波整流器DBで全波整流した直流電圧をインバータ回路1”に供給する。インバータ回路1”は、全波整流器DBの直流出力端に接続されたコンデンサC10、スイッチング素子Q1 ,Q2 の直列回路、全波整流器DBの負の出力端子及びスイッチング素子Q2 のソース間に接続されたダイオードD3 ,D4 の直列回路、ダイオードD4 の両端に接続されたコンデンサC8 により構成されている。また、インバータ回路1”の両端にはコンデンサC9 が接続されている。
【0040】
スイッチング素子Q1 ,Q2 は電界効果トランジスタから成り、逆並列に接続された寄生ダイオードを具備している。そして、制御回路4のドライブ回路6によってスイッチング素子Q1 ,Q2 が交互にオン・オフ駆動される。スイッチング素子Q1 ,Q2 の接続点とダイオードD3 ,D4 の接続点との間には、直流カット用のコンデンサC3 を介して予熱共振回路3”と共振負荷回路2”とが低電位側のスイッチング素子Q2 と並列に接続されている。
【0041】
共振負荷回路2”は、コンデンサC3 とダイオードD3 ,D4 の接続点との間に接続されたインダクタL1 及びトランスT1 の一次巻線n1 の直列回路と、トランスT1 の2次巻線n2 の両端に直流カット用のコンデンサC5 を介して並列接続された放電灯LaとコンデンサC2 の並列回路とで構成される。
また予熱共振回路3”は、コンデンサC3 を介してスイッチング素子Q2 の両端に接続されたインダクタL2 とコンデンサC4 の直列回路で構成され、インダクタL2 の2次側に放電灯Laのフィラメントに予熱電流を供給するための補助巻線n1 ,n2 が設けてある。なお、予熱電流が流れるループ内(放電灯Laのフィラメントの一端f4 )には、予熱電流レベルを検出するために電流トランスT2 が挿入してある。
【0042】
一方、高電位側のスイッチング素子Q1 の両端にはインダクタL3 と平滑用コンデンサC0 とダイオードD7 が直列接続され、ダイオードD7 を介して極性が逆方向になるようにダイオードD5 が並列接続されている。また、低電位側のスイッチング素子Q2 の両端にはダイオードD7 を介して極性が逆方向になるようにダイオードD6 が並列接続されており、コンデンサC0 とインダクタL3 とダイオードD5 ,D7 により降圧チョッパ回路が構成されている。
【0043】
スイッチング素子Q1 ,Q2 をオン・オフ制御する制御回路4は、実施形態1〜3と同様に、動作周波数fを制御する周波数制御回路5と、スイッチング素子Q1 ,Q2 を直接駆動するためのドライブ回路6、電流トランスT2 より予熱電流レベルを検出して周波数制御回路5へフィードバックする予熱電流検出回路7とで構成される。
【0044】
次に本実施形態において入力電流高調波を低く抑える動作について説明する。
まず、スイッチング素子Q1 がオン、スイッチング素子Q2 がオフすると、平滑コンデンサC0 からインダクタL3 →スイッチング素子Q1 →コンデンサC3 →インダクタL1 →トランスT1 の一次巻線n1 →コンデンサC8 →ダイオードD6 →平滑コンデンサC0 の経路で共振電流が流れ、この共振電流によりコンデンサC8 が充電されることによって、コンデンサC8 の両端電圧Vc8 が上昇していく。そして、全波整流器DBの出力電圧(直流電圧)とコンデンサC8 の両端電圧Vc8 との和の電圧が、平滑コンデンサC0 からインバータ回路1”に供給される電圧を越えた時点で、交流電源Vsから全波整流器DB→スイッチング素子Q1 →コンデンサC3 →インダクタL1 →トランスT1 の一次巻線n1 →ダイオードD3 →全波整流器DB→交流電源Vsの経路でも共振電流が流れ、これが全波整流器DBからの入力電流となる。この入力電流が流れる期間は電源電圧Vsの大きさに略比例して変化するので、入力電流が電源電圧Vsに比例した正弦波状となり、入力高調波が低く抑えられる(これを第1の動作モードと呼ぶ。)。
【0045】
続いて、スイッチング素子Q1 がオフ、スイッチング素子Q2 がオンすると、まず、インダクタL1 に蓄積されていたエネルギが放出されることにより、インダクタL1 →トランスT1 の一次巻線n1 →コンデンサC8 →スイッチング素子Q2 の寄生ダイオード→コンデンサC3 →インダクタL1 の経路で電流が流れ、やがてインダクタL1 の蓄積エネルギが放出されると、回生電流によって充電された直流カット用のコンデンサC3 を電源として、コンデンサC3 →スイッチング素子Q2 →コンデンサC8 →トランスT1 の一次巻線n1 →インダクタL1 →コンデンサC3 の経路で電流が流れ、この電流によりコンデンサC8 の両端電圧Vc8 が低下していく(これを第2の動作モードと呼ぶ。)。
【0046】
さらに続いて、スイッチング素子Q2 がオフ、スイッチング素子Q1 がオンすると、インダクタL1 に蓄積されていたエネルギが放出されることにより、インダクタL1 →コンデンサC3 →スイッチング素子Q1 の寄生ダイオード→コンデンサC9 →コンデンサC8 →トランスT1 の一次巻線n1 →インダクタL1 の経路で電流が流れ、コンデンサC8 の両端電圧Vc8 が低下し続ける。コンデンサC8 の電荷が完全に放電すると、コンデンサC8 を介さずにダイオードD4 を介して電流が流れ、やがてインダクタL1 の蓄積エネルギが放出されると、上記第1の動作モードに戻る(これを第3の動作モードと呼ぶ。)。
このように第1〜第3の動作モードを繰返すことにより、インバータ回路1”は入力電流の高調波抑制動作を行うとともに高周波発振動作を行い、トランスT1 の2次巻線n2 の両端から高周波電圧を印加して放電灯Laを点灯する。また、予熱共振回路3”のインダクタL2 とコンデンサC4 の共振動作によって、インダクタL2 の補助巻線n1 ,n2 の両端に高周波電圧が発生し、コンデンサを介して放電灯Laのフィラメントに予熱電流が供給されるのである。
【0047】
次に降圧チョッパ回路の動作について説明する。
まず、スイッチング素子Q2 がオンすると、交流電源Vs→全波整流器DB→インダクタL3 →平滑コンデンサC0 →スイッチング素子Q2 →ダイオードD4 →ダイオードD3 →全波整流器DB→交流電源Vsの経路で平滑コンデンサC0 が充電されるとともに、インダクタL3 にエネルギが蓄積される。なお、コンデンサC9 の放電時には、コンデンサC9 →インダクタL3 →平滑コンデンサC0 →ダイオードD7 →スイッチング素子Q2 →コンデンサC9 の経路で平滑コンデンサC0 が充電される。
【0048】
続いてスイッチング素子Q2 がオフすると、インダクタL3 →平滑コンデンサC0 →ダイオードD7 →スイッチング素子Q2 の寄生ダイオード→インダクタL3 の経路でインダクタL3 に蓄積されていたエネルギが放出されて平滑コンデンサC0 が充電される。
上記動作を繰り返すことにより、降圧チョッパ回路の出力電圧が平滑コンデンサC0 の両端に発生する。
【0049】
ここで本実施形態では、共振負荷回路2の固有振動周波数f1 と予熱共振回路3の固有振動周波数f2 とのインバータ回路1”(スイッチング素子Q1 ,Q2 )の動作周波数fに対する関係をf1 <f<f2 としている。つまり、共振負荷回路2の共振電流がインバータ回路1”の高周波出力電圧に対して遅れ位相となり、予熱共振回路3の共振電流がインバータ回路1”の高周波出力電圧に対して進み位相とすることにより、定常時に放電灯Laのフィラメントに流れる常時予熱電流による電力ロスの低減と、進相電流と遅相電流の合成によるスイッチング素子Q1 ,Q2 を流れる電流の低減効果とを得ている。
【0050】
次に本実施形態における予熱から始動及び点灯に至るまでの制御動作について図11〜図13並びに図14のフローチャートを参照して説明する。図11は本実施形態における制御回路4の制御動作のタイムチャートを示している。まず、時刻t=t0 で交流電源Vsが投入されて制御回路4が動作を開始すると、周波数制御回路5は、予熱共振回路3の共振周波数がインダクタL2 及びコンデンサC4 のばらつきがほぼ中央値のときの固有振動周波数に略等しい第1の予熱周波数fph1 でインバータ回路1”の動作を開始させる。
【0051】
そして、周波数制御回路5は、時刻t=t0 〜t1 の期間に予熱電流検出回路7によって予熱電流Iph1 を検出して所定レベルIph0 との大小比較を行ない、検出した予熱電流Iph1 が所定レベルIph0 を越えている(Iph1 >Iph0 )場合には、動作周波数fを第1の予熱周波数fph1 に固定したまま所定時間(例えば、約1秒間)の予熱を行なう。
【0052】
一方、検出した予熱電流Iph1 が所定レベルIph0 を下回っている(Iph1 <Iph0 )場合には、周波数制御回路5がインバータ回路1”の動作周波数fを第1の予熱周波数fph1 から第2の予熱周波数fph2 に下げて共振条件を変更する(fph1 >fph2 )。そして、インバータ回路1”を第2の予熱周波数fph2 で動作させつつ予熱電流検出回路7によって予熱電流Iph2 を検出し、第1の予熱周波数fph1 で動作させたときの予熱電流Iph1 との大小比較を繰り返して行ない、予熱電流Iph2 が予熱電流Iph1 よりも高い(Iph2 >Iph1 )場合には、図12に示すように更に動作周波数fを下げながら所定レベルIph0 との大小比較を繰り返して行ない、検出した予熱電流Iph2 が所定レベルIph0 を越える(Iph2 >Iph0 )ときの第3の予熱周波数fph3 にインバータ回路1”の動作周波数fを設定して所定時間(例えば、約1秒間)の予熱を行なう。
【0053】
一方、予熱電流Iph2 が予熱電流Iph1 よりも低い(Iph2 <Iph1 )場合には、図13に示すように逆に動作周波数fを上げながら所定レベルIph0 との大小比較を繰り返して行ない、検出した予熱電流Iph2 が所定レベルIph0 を越える(Iph2 >Iph0 )ときの第3の予熱周波数fph3 にインバータ回路1”の動作周波数fを設定して所定時間(例えば、約1秒間)の予熱を行なう。
【0054】
而して周波数制御回路5は、時刻t=t0 〜t1 の期間(予熱期間)に予熱電流が所定レベルIph0 を越えるような第3の予熱周波数fph3 にインバータ回路1”の動作周波数fを設定し、所定の予熱期間(図11における時刻t=t1 〜t2 )だけ放電灯Laのフィラメントを予熱する。そして、周波数制御回路5が、動作周波数fを第3の予熱周波数fph3 から始動に必要な高電圧が得られる始動周波数fstにまで低下させ、時刻t=t2 〜t3 の間(始動期間)だけ始動周波数fstに固定する。その結果、放電灯Laが始動した後(時刻t=t3 以降)は、周波数制御回路5が放電灯Laを定常点灯させるために始動周波数fstよりもさらに低い周波数fCTでインバータ回路1”を動作させる。
【0055】
上述のように本実施形態によれば、予熱共振回路3を構成するインダクタL2 やコンデンサC4 の部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路7により予熱電流のレベルを検出しながら、周波数制御回路5にて放電灯Laのフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路1”の動作周波数fを制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯Laの始動時の発振電圧を低く抑えることができる。その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となる。
【0056】
なお、本実施形態においては、交流電源Vsを全波整流器DBで全波整流した直流出力電圧と平滑用のコンデンサC0 との間に、入力電流高調波低減効果を得るために挿入されたコンデンサC8 があるため、全波整流器DBの直流出力電圧が昇圧する。放電灯Laの始動時の発振電圧と上記直流出力電圧の昇圧比は比例関係にあり、発振電圧を高くする(始動時のインバータ回路1”の動作周波数fを下げる)と直流出力電圧が高くなるが、本実施形態では放電灯Laの始動時における発振電圧を低く抑えることができ、全波整流器DBの直流出力電圧の昇圧が従来より低く抑えることができるので、低耐圧の素子の使用が可能となってコストダウンが図れるという利点がある。
【0057】
【発明の効果】
請求項1の発明は、交流電源を整流平滑して得られる直流電源と、高周波でオン・オフされる1乃至複数のスイッチング素子を具備して前記直流電源の直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、放電灯を有し前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して遅れ位相となる電流が流れる共振負荷回路と、前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して進み位相となる電流が流れ放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱共振回路と、前記放電灯のフィラメントに流れる予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせてインバータ回路の動作周波数を制御する制御回路とを備え、該制御回路は、放電灯始動時の先行予熱期間に前記予熱電流検出回路で検出された予熱電流レベルが所定のレベル以上となる動作周波数にて所定の時間だけ予熱を行なうように前記インバータ回路の動作周波数を制御して成る放電灯点灯装置であって、前記制御回路は、前記予熱共振回路の共振周波数がばらつきにより最も高くなる周波数よりも高い第1の予熱周波数に動作周波数を設定してインバータ回路の動作を開始させ、前記予熱電流検出回路により検出される予熱電流レベルが前記所定レベルを越える第2の予熱周波数まで前記インバータ回路の動作周波数を変化させ、越えた時点でインバータ回路の動作周波数を第2の予熱周波数に固定して前記所定時間だけ予熱を行なうように制御するので、予熱共振回路を構成するインダクタやコンデンサなどの部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路により予熱電流のレベルを検出しながら、制御回路にて放電灯のフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路の動作周波数を制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯の始動時の発振電圧を低く抑えることができ、その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となるという効果がある。
【0059】
請求項2の発明は、交流電源を整流平滑して得られる直流電源と、高周波でオン・オフされる1乃至複数のスイッチング素子を具備して前記直流電源の直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、放電灯を有し前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して遅れ位相となる電流が流れる共振負荷回路と、前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して進み位相となる電流が流れ放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱共振回路と、前記放電灯のフィラメントに流れる予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせてインバータ回路の動作周波数を制御する制御回路とを備え、該制御回路は、放電灯始動時の先行予熱期間に前記予熱電流検出回路で検出された予熱電流レベルが所定のレベル以上となる動作周波数にて所定の時間だけ予熱を行なうように前記インバータ回路の動作周波数を制御して成る放電灯点灯装置であって、前記制御回路が、前記予熱共振回路の共振周波数がばらつきにより最も低くなる周波数よりも低い第1の予熱周波数に動作周波数を設定してインバータ回路の動作を開始させ、前記予熱電流検出回路により検出される予熱電流レベルが前記所定レベルを越える第2の予熱周波数まで前記インバータ回路の動作周波数を変化させ、越えた時点でインバータ回路の動作周波数を第2の予熱周波数に固定して前記所定時間だけ予熱を行なうよう制御するので、予熱共振回路を構成するインダクタやコンデンサなどの部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路により予熱電流のレベルを検出しながら、制御回路にて放電灯のフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路の動作周波数を制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯の始動時の発振電圧を低く抑えることができ、その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となるという効果がある。
【0060】
請求項3の発明は、交流電源を整流平滑して得られる直流電源と、高周波でオン・オフされる1乃至複数のスイッチング素子を具備して前記直流電源の直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、放電灯を有し前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して遅れ位相となる電流が流れる共振負荷回路と、前記インバータ回路より印加される高周波電圧に対して進み位相となる電流が流れ放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱共振回路と、前記放電灯のフィラメントに流れる予熱電流レベルを検出する予熱電流検出回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせてインバータ回路の動作周波数を制御する制御回路とを備え、該制御回路は、放電灯始動時の先行予熱期間に前記予熱電流検出回路で検出された予熱電流レベルが所定のレベル以上となる動作周波数にて所定の時間だけ予熱を行なうように前記インバータ回路の動作周波数を制御して成る放電灯点灯装置であって、前記制御回路が、前記予熱共振回路の共振周波数のばらつきの中央値に略等しい第1の予熱周波数に動作周波数を設定してインバータ回路の動作を開始させ、第1の予熱周波数よりも高い又は低い第2の予熱周波数に前記インバータ回路の動作周波数を設定するとともに前記予熱電流検出回路にて検出される予熱電流レベルが第1の予熱周波数での動作時の予熱電流レベルよりも高い場合には第1の予熱周波数から第2の予熱周波数への変化方向と同一方向に前記インバータ回路の動作周波数を変化させ、前記予熱電流検出回路にて検出される予熱電流レベルが第1の予熱周波数での動作時の予熱電流レベルよりも低い場合には第1の予熱周波数から第2の予熱周波数への変化方向と逆方向に前記インバータ回路の動作周波数を変化させるように制御し、前記検出される予熱電流レベルが前記所定レベルを越えるまで動作周波数を変化させ、越えた時点でインバータ回路の動作周波数を固定して前記所定時間だけ予熱を行なうよう制御するので、予熱共振回路を構成するインダクタやコンデンサなどの部品ばらつきによって共振特性にばらつきが生じた場合であっても、予熱電流検出回路により予熱電流のレベルを検出しながら、制御回路にて放電灯のフィラメントを予熱するのに充分なレベルの予熱電流が常に供給されるようにインバータ回路の動作周波数を制御するから、常に所定のレベル以上の予熱電流を確保する(流す)ことができ、部品ばらつきや低温始動に対しても放電灯の始動時の発振電圧を低く抑えることができ、その結果、従来例に比較して低耐量の素子を使用することができてコストダウンが可能となるという効果がある。
【0061】
請求項4の発明は、前記インバータ回路が前記直流電源の出力端間に接続されて交互にオン・オフされる一対のスイッチング素子を具備して成り、該スイッチング素子の一方に前記共振負荷回路及び予熱共振回路を並列に接続して成るので、スイッチング素子におけるスイッチング損失が小さくでき、低電流耐量の素子の使用が可能となって装置の小型化並びにコストダウンが実現できるという効果がある。
【0062】
請求項5の発明は、前記インバータ回路が、平滑コンデンサの直列回路と、ダイオードが逆並列に接続されて交互にオン・オフされる一対のスイッチング素子の直列回路とが互いに並列に前記直流電源の出力端間に接続されて成るので、定常点灯時における予熱電流を抑えて放電灯のフィラメントでの電力損失を低減することができるという効果がある。
【0063】
請求項6の発明は、前記インバータ回路が、前記直流電源の出力端間に一対のスイッチング素子を直列接続し、低電位側の前記スイッチング素子と前記直流電源の出力端との間に第1及び第2のダイオードの直列回路を挿入し、該第1及び第2のダイオードの直列回路の接続点と前記スイッチング素子の接続点との間に前記予熱共振回路及び共振負荷回路を接続するとともにスイッチング素子側に接続された第2のダイオードの両端にコンデンサを接続して成るので、第2のダイオードの両端に接続されたコンデンサで直流電源からの直流入力電圧を昇圧することによって、入力電流高調波を低く抑えることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】実施形態1を示す回路ブロック図である。
【図2】同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図3】同上における共振負荷回路及び予熱共振回路の共振特性を示す図である。
【図4】同上における共振負荷回路及び予熱共振回路の共振特性を示す図である。
【図5】実施形態2を示す回路ブロック図である。
【図6】実施形態3を示す回路ブロック図である。
【図7】同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図8】同上における共振負荷回路及び予熱共振回路の共振特性を示す図である。
【図9】同上における共振負荷回路及び予熱共振回路の共振特性を示す図である。
【図10】実施形態4を示す回路ブロック図である。
【図11】同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図12】同上における共振負荷回路及び予熱共振回路の共振特性を示す図である。
【図13】同上における共振負荷回路及び予熱共振回路の共振特性を示す図である。
【図14】同上の動作を説明するためのフローチャートである。
【図15】従来例を示す回路ブロック図である。
【図16】同上における共振負荷回路及び予熱共振回路の共振特性を示す図である。
【符号の説明】
1 インバータ回路
2 共振負荷回路
3 予熱共振回路
4 制御回路
5 周波数制御回路
6 ドライブ回路
7 予熱電流検出回路
Vs 交流電源
DB 全波整流器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device using an inverter circuit that converts DC power into high-frequency power and supplies it to a discharge lamp.
[0002]
[Prior art]
FIG. 15 shows an example of a conventional discharge lamp lighting device using the inverter circuit 1. The AC power supply Vs is connected to an AC input terminal of a full-wave rectifier DB composed of a diode bridge. A smoothing capacitor C is connected to a DC output terminal of the full-wave rectifier DB. 0 And switching element Q 1 , Q 2 Are connected in parallel. Each switching element Q 1 , Q 2 Respectively, diode D 1 , D 2 Are connected in reverse parallel.
[0003]
Switching element Q on the low potential side 2 DC cut capacitor C at both ends Three The
The
[0004]
In this conventional apparatus, the switching element Q is controlled by the control circuit 10. 1 , Q 2 Are alternately turned on and off to operate as a half-bridge inverter, and a DC-cut capacitor C Three A high-frequency voltage is generated at the output terminal of the power supply circuit and applied to the
[0005]
Here, the
[0006]
Further, since the high-frequency current flowing through the
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the above conventional example, the
For example, as shown in FIG. 16, the resonance curve of the preheating current Iph with respect to the operating frequency f varies as shown by curves A, B, and C with respect to the resonance curve of the
[0008]
Here, a constant operating frequency (preheating frequency) f determined by the control circuit 10 during the preceding preheating. ph If the inverter circuit 1 is operated at the same time, as shown in FIG. ph (a), I ph (b), I ph (c) (I ph (b)> I ph (a)> I ph (c) The preheating current can be increased or decreased. The magnitude of the preheating current affects the startability of the discharge lamp La, and there is a problem that the discharge lamp La is difficult to light at low temperatures in the worst condition of variation in which the preheating current is minimized (curve C in FIG. 16). . To ensure that the discharge lamp La is lit even under such conditions, it is conceivable to increase the starting voltage. However, if the starting voltage is set high, it is necessary to use a circuit element with a high tolerance. It was a factor of cost increase.
[0009]
The present invention has been made in view of the above problems, and the object of the present invention is to always ensure a preheating current of a certain level or more at low temperatures without increasing the oscillation voltage, even if there are variations in the components of the preheating circuit. It is another object of the present invention to provide a discharge lamp lighting device capable of reliably lighting a discharge lamp.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a first aspect of the present invention comprises a DC power source obtained by rectifying and smoothing an AC power source, and one or more switching elements that are turned on and off at a high frequency. An inverter circuit that converts a voltage into a high-frequency voltage, a resonant load circuit that has a discharge lamp and a current that is delayed in phase with respect to the high-frequency voltage applied from the inverter circuit, and a high-frequency voltage that is applied from the inverter circuit On the other hand, a preheating resonance circuit for supplying a preheating current to the filament of the discharge lamp, a preheating current circuit for detecting a preheating current level flowing in the filament of the discharge lamp, and turning on / off the switching element. And a control circuit for controlling the operating frequency of the inverter circuit, the control circuit including the preheating current during a preheating period at the start of the discharge lamp. Controlling the operating frequency of the inverter circuit as preheating current level detected by the circuit performs a pre-heating for a predetermined time at an operating frequency equal to or greater than a predetermined level out In the discharge lamp lighting device, the control circuit sets the operating frequency to a first preheating frequency higher than a frequency at which the resonance frequency of the preheating resonance circuit becomes highest due to variation, and operates the inverter circuit. The operating frequency of the inverter circuit is changed to a second preheating frequency at which the preheating current level detected by the preheating current detection circuit exceeds the predetermined level. The preheating frequency is fixed and controlled to perform preheating for the predetermined time. Even if the resonance characteristics vary due to variations in components such as inductors and capacitors that make up the preheating resonance circuit, the control circuit detects the preheating current level with the preheating current detection circuit. Since the operating frequency of the inverter circuit is controlled so that a preheating current at a level sufficient to preheat the filament of the discharge lamp is always supplied, a preheating current exceeding a predetermined level can always be secured (flowed), The oscillation voltage at the start of the discharge lamp can be kept low even with respect to component variations and low temperature start. As a result, it is possible to use an element having a lower tolerance compared to the conventional example, and the cost can be reduced.
[0012]
[0013]
[0014]
[0015]
[0016]
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit block diagram showing a first embodiment of the present invention.
An AC power supply Vs is connected to an AC input terminal of a full-wave rectifier DB composed of a diode bridge, and a smoothing capacitor C is connected to a DC output terminal of the full-wave rectifier DB. 0 The inverter circuit 1 is connected in parallel via
[0018]
The inverter circuit 1 has a conventionally known configuration such as a half-bridge type and a full-bridge type similar to the conventional example. A
The oscillation frequency (operating frequency) of the inverter circuit is controlled by the
[0019]
The
[0020]
On the other hand, the preheating
[0021]
Thus, the
However, the preheating current I supplied from the preheating
[0022]
Thus, the present invention can always ensure a preheating current of a certain level or more with respect to such variations in resonance characteristics.
Next, an operation for securing (flowing) a preheating current of a certain level or higher in the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 2 shows a time chart of the control operation of the
[0023]
Then, the
[0024]
In the
Then, the
[0025]
As described above, according to the present embodiment, the inductor L that constitutes the preheating
[0026]
(Embodiment 2)
FIG. 5 is a circuit block diagram showing a second embodiment of the present invention. Since this embodiment shares the same basic configuration as the conventional example shown in FIG. 15, common portions are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted, and this embodiment is a feature of this embodiment. Only the part will be described.
[0027]
In the present embodiment, the inductor L of the preheating
[0028]
The inverter circuit 1 includes a diode D 1 , D 2 Are a pair of switching elements Q connected in antiparallel 1 , Q 2 Is a smoothing capacitor C 0 Connected in parallel with the DC output terminal of the full-wave rectifier DB.
Switching element Q 1 , Q 2 And a DC-cut capacitor C between the low-potential side DC output terminal of the full-wave rectifier DB and the full-wave rectifier DB. Three Through the inductor L constituting the
[0029]
Furthermore, in the present embodiment, as described in the conventional example, the high-frequency current flowing through the
[0030]
(Embodiment 3)
FIG. 6 is a circuit block diagram showing a third embodiment of the present invention. Since the basic configuration of the present embodiment is the same as that of the first embodiment, common portions are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
As shown in FIG. 6, the smoothing capacitor C is connected to the DC output terminal of the full-wave rectifier DB. 11 , C 12 Series circuit and diode D 1 , D 2 Are switching elements Q connected in antiparallel 1 , Q 2 Are connected in parallel to each other, and these switching elements Q 1 , Q 2 , Diode D 1 , D 2 And smoothing capacitor C 11 , C 12 Constitutes a so-called half-bridge type inverter circuit 1 '.
[0031]
Switching element Q 1 , Q 2 Connection point and smoothing capacitor C 11 , C 12 Between the connection points, a DC cut capacitor C Three Through inductor L 1 , Capacitor C 2 And a
[0032]
The
[0033]
Thus, in the present embodiment, when the AC power source Vs is turned on, the switching element Q is controlled by the
[0034]
Next, control operations from preheating to starting and lighting in the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 7 shows a time chart of the control operation of the
[0035]
Then, the
[0036]
In the
Then, the
[0037]
As described above, according to the present embodiment, the inductor L that constitutes the preheating
[0038]
(Embodiment 4)
FIG. 10 is a circuit block diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In the present embodiment, the inverter circuit 1 ″ can suppress the input current harmonics to a low level, and the preheating current (hereinafter referred to as “always preheating current”) supplied to the filament of the discharge lamp La during steady lighting. Although it is possible to reduce the loss in the filament by keeping it low, the basic configuration is the same as in the first to third embodiments, so the same reference numerals are given to the common parts and the description will be made. Omitted.
[0039]
In the present embodiment, a DC voltage obtained by full-wave rectification of the AC power supply Vs by the full-wave rectifier DB is supplied to the inverter circuit 1 ″. The inverter circuit 1 ″ is a capacitor C connected to the DC output terminal of the full-wave rectifier DB. Ten , Switching element Q 1 , Q 2 Series circuit, negative output terminal of full-wave rectifier DB and switching element Q 2 D connected between the sources of Three , D Four Series circuit of diode D Four Capacitor C connected to both ends of 8 It is comprised by. In addition, a capacitor C is connected to both ends of the inverter circuit 1 ″. 9 Is connected.
[0040]
Switching element Q 1 , Q 2 Consists of field effect transistors and has a parasitic diode connected in antiparallel. Then, the switching element Q is driven by the
[0041]
The
Further, the preheating
[0042]
On the other hand, the switching element Q on the high potential side 1 At both ends of the inductor L Three And smoothing capacitor C 0 And diode D 7 Are connected in series and the diode D 7 Diode D so that the polarity is reversed through Five Are connected in parallel. Further, the switching element Q on the low potential side 2 At both ends of the diode D 7 Diode D so that the polarity is reversed through 6 Are connected in parallel and the capacitor C 0 And inductor L Three And diode D Five , D 7 Thus, a step-down chopper circuit is configured.
[0043]
Switching element Q 1 , Q 2 As in the first to third embodiments, the
[0044]
Next, the operation for suppressing the input current harmonics in this embodiment will be described.
First, switching element Q 1 Is on, switching element Q 2 Turns off the smoothing capacitor C 0 To inductor L Three → Switching element Q 1 → Capacitor C Three → Inductor L 1 → Transformer T 1 Primary winding n 1 → Capacitor C 8 → Diode D 6 → Smoothing capacitor C 0 The resonance current flows through the path of the 8 Is charged, capacitor C 8 Voltage Vc across 8 Will rise. And the output voltage (DC voltage) of full wave rectifier DB and capacitor C 8 Voltage Vc across 8 The sum of the voltage and the smoothing capacitor C 0 From the AC power source Vs to the full wave rectifier DB → the switching element Q 1 → Capacitor C Three → Inductor L 1 → Transformer T 1 Primary winding n 1 → Diode D Three → Full-wave rectifier DB → Resonant current also flows through the path of the AC power supply Vs, and this becomes the input current from the full-wave rectifier DB. Since the period during which this input current flows changes approximately in proportion to the magnitude of the power supply voltage Vs, the input current becomes a sine wave proportional to the power supply voltage Vs, and the input harmonics can be suppressed low (this is the first operation mode). Call it.)
[0045]
Subsequently, the switching element Q 1 Is off, switching element Q 2 Is turned on, the inductor L 1 By releasing the energy stored in the inductor L, 1 → Transformer T 1 Primary winding n 1 → Capacitor C 8 → Switching element Q 2 Parasitic diode → capacitor C Three → Inductor L 1 The current flows through the path, and eventually the inductor L 1 When the stored energy is released, the direct current cut capacitor C charged by the regenerative current Three Capacitor C Three → Switching element Q 2 → Capacitor C 8 → Transformer T 1 Primary winding n 1 → Inductor L 1 → Capacitor C Three The current flows through the path of the 8 Voltage Vc across 8 (This is referred to as a second operation mode).
[0046]
Further, switching element Q 2 Is off, switching element Q 1 Turns on, inductor L 1 By releasing the energy stored in the inductor L, 1 → Capacitor C Three → Switching element Q 1 Parasitic diode → capacitor C 9 → Capacitor C 8 → Transformer T 1 Primary winding n 1 → Inductor L 1 Current flows through the path of the capacitor C 8 Voltage Vc across 8 Continues to decline. Capacitor C 8 When the electric charge is completely discharged, the capacitor C 8 Diode D without going through Four Current flows through the inductor L and eventually the inductor L 1 When the stored energy is released, the operation returns to the first operation mode (this is called the third operation mode).
By repeating the first to third operation modes as described above, the inverter circuit 1 ″ performs the harmonic suppression operation of the input current and the high-frequency oscillation operation, and the transformer T 1 Secondary winding n 2 A high frequency voltage is applied from both ends of the lamp to light the discharge lamp La. Further, the inductor L of the preheating
[0047]
Next, the operation of the step-down chopper circuit will be described.
First, switching element Q 2 When turned on, AC power supply Vs → full wave rectifier DB → inductor L Three → Smoothing capacitor C 0 → Switching element Q 2 → Diode D Four → Diode D Three → Full-wave rectifier DB → Smoothing capacitor C along the path of AC power supply Vs 0 Is charged and the inductor L Three Energy is stored in Capacitor C 9 When discharging the capacitor C 9 → Inductor L Three → Smoothing capacitor C 0 → Diode D 7 → Switching element Q 2 → Capacitor C 9 Smoothing capacitor C in the path 0 Is charged.
[0048]
Subsequently, switching element Q 2 Turns off the inductor L Three → Smoothing capacitor C 0 → Diode D 7 → Switching element Q 2 Parasitic diode → inductor L Three Inductor L in the path Three The energy stored in is discharged and the smoothing capacitor C 0 Is charged.
By repeating the above operation, the output voltage of the step-down chopper circuit becomes smoothing capacitor C. 0 Occurs at both ends.
[0049]
In this embodiment, the natural vibration frequency f of the
[0050]
Next, control operations from preheating to starting and lighting in the present embodiment will be described with reference to the flowcharts of FIGS. 11 to 13 and FIG. FIG. 11 shows a time chart of the control operation of the
[0051]
Then, the
[0052]
On the other hand, the detected preheating current I ph1 Is the predetermined level I ph0 (I ph1 <I ph0 ), The
[0053]
On the other hand, preheating current I ph2 Is the preheating current I ph1 Lower than (I ph2 <I ph1 ), As shown in FIG. 13, on the contrary, while increasing the operating frequency f, the predetermined level I ph0 The detected preheating current I ph2 Is the predetermined level I ph0 (I ph2 > I ph0 ) When the third preheating frequency f ph3 Is set to the operating frequency f of the inverter circuit 1 ″ to perform preheating for a predetermined time (for example, about 1 second).
[0054]
Thus, the
[0055]
As described above, according to the present embodiment, the inductor L that constitutes the preheating
[0056]
In this embodiment, the DC output voltage obtained by full-wave rectification of the AC power supply Vs by the full-wave rectifier DB and the smoothing capacitor C 0 Between the capacitor C and the capacitor C inserted to obtain the input current harmonic reduction effect. 8 Therefore, the DC output voltage of the full-wave rectifier DB is boosted. The boosting ratio of the starting voltage of the discharge lamp La and the DC output voltage is in a proportional relationship, and the DC output voltage increases when the oscillation voltage is increased (the operating frequency f of the inverter circuit 1 ″ at starting is lowered). However, in this embodiment, the oscillation voltage at the start of the discharge lamp La can be kept low, and the boost of the DC output voltage of the full-wave rectifier DB can be kept lower than before, so that a low withstand voltage element can be used. There is an advantage that the cost can be reduced.
[0057]
【The invention's effect】
The invention of claim 1 comprises a DC power source obtained by rectifying and smoothing an AC power source, and one or a plurality of switching elements that are turned on / off at a high frequency, and an inverter that converts the DC voltage of the DC power source into a high frequency voltage. A circuit, a resonant load circuit having a discharge lamp and a current that is delayed in phase with respect to the high-frequency voltage applied from the inverter circuit, and a current that is in a leading phase with respect to the high-frequency voltage applied from the inverter circuit. A preheating resonance circuit for supplying a preheating current to the filament of the flow discharge lamp, a preheating current detection circuit for detecting a preheating current level flowing through the filament of the discharge lamp, and an operating frequency of the inverter circuit by turning on and off the switching element. A control circuit for controlling the preheating electric current detected by the preheating current detection circuit during the preheating period at the start of the discharge lamp. Level control the operating frequency of the inverter circuit to perform a preheating for a predetermined time at an operating frequency equal to or greater than a predetermined level In the discharge lamp lighting device, the control circuit sets the operating frequency to a first preheating frequency higher than a frequency at which the resonance frequency of the preheating resonance circuit becomes highest due to variation, and operates the inverter circuit. The operating frequency of the inverter circuit is changed to a second preheating frequency at which the preheating current level detected by the preheating current detection circuit exceeds the predetermined level. The preheating frequency is fixed and controlled to perform preheating for the predetermined time. Therefore, even if the resonance characteristics vary due to variations in the components such as inductors and capacitors that make up the preheating resonance circuit, the control circuit detects the level of the preheating current while the preheating current detection circuit detects the level of the discharge lamp. Since the operating frequency of the inverter circuit is controlled so that a preheating current at a level sufficient to preheat the filament is always supplied, a preheating current exceeding a predetermined level can be secured (flowed) at all times. The oscillation voltage at the start of the discharge lamp can be kept low even at a low temperature start. As a result, an element having a low withstand capability can be used as compared with the conventional example, and the cost can be reduced. is there.
[0059]
[0060]
[0061]
[0062]
[0063]
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit block diagram showing a first embodiment.
FIG. 2 is a time chart for explaining the operation described above.
FIG. 3 is a diagram showing resonance characteristics of the resonance load circuit and the preheating resonance circuit in the same as above.
FIG. 4 is a diagram showing resonance characteristics of the resonance load circuit and the preheating resonance circuit in the same as above.
FIG. 5 is a circuit block diagram showing a second embodiment.
FIG. 6 is a circuit block diagram showing a third embodiment.
FIG. 7 is a time chart for explaining the operation described above.
FIG. 8 is a diagram showing resonance characteristics of the resonance load circuit and the preheating resonance circuit in the same as above.
FIG. 9 is a diagram showing resonance characteristics of the resonance load circuit and the preheating resonance circuit in the same as above.
FIG. 10 is a circuit block diagram showing a fourth embodiment.
FIG. 11 is a time chart for explaining the operation described above.
FIG. 12 is a diagram showing resonance characteristics of the resonance load circuit and the preheating resonance circuit in the same as above.
FIG. 13 is a diagram showing resonance characteristics of the resonance load circuit and the preheating resonance circuit in the same as above.
FIG. 14 is a flowchart for explaining the operation described above.
FIG. 15 is a circuit block diagram showing a conventional example.
FIG. 16 is a diagram showing resonance characteristics of the resonance load circuit and the preheating resonance circuit in the same as above.
[Explanation of symbols]
1 Inverter circuit
2 Resonant load circuit
3 Preheating resonance circuit
4 Control circuit
5 Frequency control circuit
6 Drive circuit
7 Preheating current detection circuit
Vs AC power supply
DB full-wave rectifier
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