JPH11304411A - 回転差動容量型角度変換器 - Google Patents
回転差動容量型角度変換器Info
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- JPH11304411A JPH11304411A JP12531898A JP12531898A JPH11304411A JP H11304411 A JPH11304411 A JP H11304411A JP 12531898 A JP12531898 A JP 12531898A JP 12531898 A JP12531898 A JP 12531898A JP H11304411 A JPH11304411 A JP H11304411A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 大振幅の交流信号源や温度補償のための帰還
制御を用いることなく、回転角θを高い精度で検出する
回転差動容量型角度変換器を提供する。 【解決手段】 固定部に回転軸４と同心となるように配
置されたリング状の固定電極１と、この固定電極１と適
宜空間を保って対向して、同一平面上に 4個の電極２
ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置され、且つ相対
向する電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ同志が電気的に接続
された 4分割電極２と、前記回転軸４に絶縁した状態で
固定されて、前記 4分割電極２の 1組の電極２ａ，２
ｃ、又は電極２ｂ，２ｄのみを覆うことができるような
形状をなし、前記固定電極１と前記 4分割電極２との空
間を回転する回転羽根３とから構成され、この回転羽根
３の回転に応じて前記固定電極１と前記 4分割電極２で
構成される 2組のコンデンサＣa，Ｃb の静電容量が角
度に比例して一方が増加したときに他方が減少する特徴
を持つ。
制御を用いることなく、回転角θを高い精度で検出する
回転差動容量型角度変換器を提供する。 【解決手段】 固定部に回転軸４と同心となるように配
置されたリング状の固定電極１と、この固定電極１と適
宜空間を保って対向して、同一平面上に 4個の電極２
ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置され、且つ相対
向する電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ同志が電気的に接続
された 4分割電極２と、前記回転軸４に絶縁した状態で
固定されて、前記 4分割電極２の 1組の電極２ａ，２
ｃ、又は電極２ｂ，２ｄのみを覆うことができるような
形状をなし、前記固定電極１と前記 4分割電極２との空
間を回転する回転羽根３とから構成され、この回転羽根
３の回転に応じて前記固定電極１と前記 4分割電極２で
構成される 2組のコンデンサＣa，Ｃb の静電容量が角
度に比例して一方が増加したときに他方が減少する特徴
を持つ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主としてモータ等
の回転軸に直接取付けられたミラー等の角度位置を正確
に検出するための回転差動容量型角度変換器に関するも
のである。
の回転軸に直接取付けられたミラー等の角度位置を正確
に検出するための回転差動容量型角度変換器に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の回転差動容量型角度変換
器は、図１１及び図１２を参照して説明すると、リング
状の固定電極１と、これと対向して同一平面上に 4個の
電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置された 4
分割電極２と、回転軸４に取付けられたバタフライ形状
の回転羽根３とから構成され、更に、 4分割電極２は、
図１３に示すように相対向する電極２ａと電極２ｃ、及
び電極２ｂと電極２ｄ同志が電気的に接続されている。
今、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ間の容量をＣ2a、Ｃ
2b、Ｃ2c、Ｃ2dのように表すと、この角度変換器の電気
的等価回路は、固定電極１を共通端子とする 2個の容量
Ｃa 、Ｃb で表すことができる。
器は、図１１及び図１２を参照して説明すると、リング
状の固定電極１と、これと対向して同一平面上に 4個の
電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置された 4
分割電極２と、回転軸４に取付けられたバタフライ形状
の回転羽根３とから構成され、更に、 4分割電極２は、
図１３に示すように相対向する電極２ａと電極２ｃ、及
び電極２ｂと電極２ｄ同志が電気的に接続されている。
今、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ間の容量をＣ2a、Ｃ
2b、Ｃ2c、Ｃ2dのように表すと、この角度変換器の電気
的等価回路は、固定電極１を共通端子とする 2個の容量
Ｃa 、Ｃb で表すことができる。
【０００３】
【数１】
【０００４】
【数２】 回転羽根３には通常、比誘電率が 6〜 7程度の誘電体が
用いられるので、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ間の実
効誘電率は回転羽根３の回転と共に変化し、ＣaとＣb
が等しい時の角度を基準として回転羽根３の角度をθで
表すと、Ｃa とＣb は次式のように書くことができる。
用いられるので、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ間の実
効誘電率は回転羽根３の回転と共に変化し、ＣaとＣb
が等しい時の角度を基準として回転羽根３の角度をθで
表すと、Ｃa とＣb は次式のように書くことができる。
【０００５】
【数３】
【０００６】
【数４】 ここでｋは比例定数、Ｃ0 は基準角度位置におけるＣa
とＣb の容量である。
とＣb の容量である。
【０００７】数３の式及び数４の式から、
【０００８】
【数５】 となるので、Ｃa −Ｃb を電気的に検出すれば、回転角
θに比例した信号を得ることができる。この検出に従来
は、図１８に示すダイオード直接検波回路が用いられて
いる。この回路で、Ｃa とＣb の共通端子に印加される
交流電源ｖS を、ＶS を振幅、ωを角周波数として、
θに比例した信号を得ることができる。この検出に従来
は、図１８に示すダイオード直接検波回路が用いられて
いる。この回路で、Ｃa とＣb の共通端子に印加される
交流電源ｖS を、ＶS を振幅、ωを角周波数として、
【０００９】
【数６】 とし、整流検波回路のＣＲが、
【００１０】
【数７】 を満たすように時定数を選べば、検波出力Ｖa とＶb は
直流電圧と見なすことができる。
直流電圧と見なすことができる。
【００１１】この条件の下では抵抗Ｒを流れる直流電流
Ｉa は容量Ｃa を流れる平均電流と等しくなるので、図
１９を参照して次式の関係が得られる。
Ｉa は容量Ｃa を流れる平均電流と等しくなるので、図
１９を参照して次式の関係が得られる。
【００１２】
【数８】 但し、
【００１３】
【数９】 で、ＶD はダイオードＤの順方向電圧降下である。数８
の式を解くことにより、
の式を解くことにより、
【００１４】
【数１０】 が得られる。Ｖb についても同様に導くことができ、結
果は数１０の式のＣa をＣb に置き換えた式となる。但
し、ｆ＝ω／２πである。
果は数１０の式のＣa をＣb に置き換えた式となる。但
し、ｆ＝ω／２πである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来の回転
差動容量型角度変換器は、前記数１０の式の検波電圧が
Ｃa に比例するためには、
差動容量型角度変換器は、前記数１０の式の検波電圧が
Ｃa に比例するためには、
【００１６】
【数１１】 とする必要がある。又、ダイオードの順方向電圧降下は
流れる電流と共に対数的に変化し、更に、温度と共に減
少する。これらの影響を充分無視できるようにするた
め、更に、数１１の式の下でも充分Ｖa を大きくするた
めにはＶS として 100Ｖ以上の電圧が必要となる。この
ような高い電圧を発生させるためには変圧器が必要であ
り、変圧器からの不要電波放射を防ぐために角度変換器
に電磁シールドやガードリングを設けなければならず、
このため角度変換器の構成が複雑になる。又、高電圧に
よる放電を防ぐために回転羽根には誘電体を用い電極間
間隔を広くする必要があり、このためＣa とＣb が極め
て小さくなるので回転に伴う容量変化も必然的に小さく
なる。従って寄生容量や電極端電界の影響をできるだけ
受けないように角度変換器の構成に細心の注意を払わな
ければならず、その構成は必然的に複雑になる。更に、
Ｃa とＣb は温度によっても変化し、その温度係数をγ
とすれば、
流れる電流と共に対数的に変化し、更に、温度と共に減
少する。これらの影響を充分無視できるようにするた
め、更に、数１１の式の下でも充分Ｖa を大きくするた
めにはＶS として 100Ｖ以上の電圧が必要となる。この
ような高い電圧を発生させるためには変圧器が必要であ
り、変圧器からの不要電波放射を防ぐために角度変換器
に電磁シールドやガードリングを設けなければならず、
このため角度変換器の構成が複雑になる。又、高電圧に
よる放電を防ぐために回転羽根には誘電体を用い電極間
間隔を広くする必要があり、このためＣa とＣb が極め
て小さくなるので回転に伴う容量変化も必然的に小さく
なる。従って寄生容量や電極端電界の影響をできるだけ
受けないように角度変換器の構成に細心の注意を払わな
ければならず、その構成は必然的に複雑になる。更に、
Ｃa とＣb は温度によっても変化し、その温度係数をγ
とすれば、
【００１７】
【数１２】
【００１８】
【数１３】 と表される。ここで、ΔＴは基準温度からの温度変化で
ある。この場合には、
ある。この場合には、
【００１９】
【数１４】 となるので、検波出力Ｖa 及びＶb が温度に対し変化し
ないようにするために、Ｃa とＣb に印加する交流信号
の周波数又は振幅に１／（１＋γΔＴ）の温度依存性を
持たせることが必要となる。この温度補償を従来はＣa
＋Ｃb を検出し、これを交流信号源に帰還してその振幅
制御をする、又は、別に設けた容量によって温度変化を
検出してその信号によって交流信号源の周波数又は振幅
制御を行う方法を採用しているが、これらの帰還制御で
は信号処理回路や角度変換器の構成が複雑となり、高速
応答が要求される場合には不安定性をも惹き起してい
た。
ないようにするために、Ｃa とＣb に印加する交流信号
の周波数又は振幅に１／（１＋γΔＴ）の温度依存性を
持たせることが必要となる。この温度補償を従来はＣa
＋Ｃb を検出し、これを交流信号源に帰還してその振幅
制御をする、又は、別に設けた容量によって温度変化を
検出してその信号によって交流信号源の周波数又は振幅
制御を行う方法を採用しているが、これらの帰還制御で
は信号処理回路や角度変換器の構成が複雑となり、高速
応答が要求される場合には不安定性をも惹き起してい
た。
【００２０】上述の説明から明らかなように、大振幅の
交流信号源を用いらなければならない要因は容量Ｃa と
Ｃb に流れる電流をダイオードによって直接検波する回
路方式にあり、この問題は、 2個のコンデンサに印加さ
れる交流周波数領域で信号処理した後に検波する方法、
或いはスイッチドキャパシタ技術によって、Ｃa 及びＣ
b に充電される電荷を処理する方法によって基本的に解
決でき、又、 2個のコンデンサＣa ，Ｃb の温度変化は
その差とその和との比をとることによって相殺できる。
即ち、
交流信号源を用いらなければならない要因は容量Ｃa と
Ｃb に流れる電流をダイオードによって直接検波する回
路方式にあり、この問題は、 2個のコンデンサに印加さ
れる交流周波数領域で信号処理した後に検波する方法、
或いはスイッチドキャパシタ技術によって、Ｃa 及びＣ
b に充電される電荷を処理する方法によって基本的に解
決でき、又、 2個のコンデンサＣa ，Ｃb の温度変化は
その差とその和との比をとることによって相殺できる。
即ち、
【００２１】
【数１５】 そこで、本発明の課題は、上述のような観点に鑑みて創
出されたもので、大振幅の交流信号源や温度補償のため
の帰還制御を用いることなく、回転角θを高い精度で検
出する回転角差動容量型角度変換器を提供することにあ
る。
出されたもので、大振幅の交流信号源や温度補償のため
の帰還制御を用いることなく、回転角θを高い精度で検
出する回転角差動容量型角度変換器を提供することにあ
る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明の回転差動容量型
角度変換器は、上述のような課題を解決するために、固
定部に回転軸と同心となるように配置されたリング状の
固定電極と、この固定電極と適宜空間を保って対向し
て、同一平面上に 4個の電極がリング状に配置され、且
つ相対向する電極同志が電気的に接続された 4分割電極
と、前記回転軸に絶縁した状態で固定されて、前記 4分
割電極の 1組の電極のみを覆うことができるような形状
をなし、前記固定電極と前記 4分割電極との空間を回転
する回転羽根とから構成され、この回転羽根の回転に応
じて前記固定電極と前記 4分割電極で構成される 2組の
コンデンサＣa ，Ｃb の静電容量が角度に比例して一方
が増加したときに他方が減少する特徴を持ち、角度情報
として、Ｃa −Ｃb ではなく、温度変化による静電容量
の変化を補償するためのフィードバックを設けることな
く、温度変化を相殺した（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋
Ｃb ）に比例した電圧を出力する回路を含ませたもので
ある。
角度変換器は、上述のような課題を解決するために、固
定部に回転軸と同心となるように配置されたリング状の
固定電極と、この固定電極と適宜空間を保って対向し
て、同一平面上に 4個の電極がリング状に配置され、且
つ相対向する電極同志が電気的に接続された 4分割電極
と、前記回転軸に絶縁した状態で固定されて、前記 4分
割電極の 1組の電極のみを覆うことができるような形状
をなし、前記固定電極と前記 4分割電極との空間を回転
する回転羽根とから構成され、この回転羽根の回転に応
じて前記固定電極と前記 4分割電極で構成される 2組の
コンデンサＣa ，Ｃb の静電容量が角度に比例して一方
が増加したときに他方が減少する特徴を持ち、角度情報
として、Ｃa −Ｃb ではなく、温度変化による静電容量
の変化を補償するためのフィードバックを設けることな
く、温度変化を相殺した（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋
Ｃb ）に比例した電圧を出力する回路を含ませたもので
ある。
【００２３】また、コンデンサＣa を積分容量とする積
分回路，コンデンサＣb を微分容量とする微分回路を構
成し、浮遊容量及び温度変化による静電容量の変化に影
響されることなく、角度情報として、（Ｃa −Ｃb ）／
（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含
ませたものである。
分回路，コンデンサＣb を微分容量とする微分回路を構
成し、浮遊容量及び温度変化による静電容量の変化に影
響されることなく、角度情報として、（Ｃa −Ｃb ）／
（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含
ませたものである。
【００２４】また、コンデンサＣa とコンデンサＣb と
の共通電極に交流電圧を印加し、各コンデンサＣa ，Ｃ
b に流れる交流電流を直接演算増幅器にて電圧変換し、
その後、Ｃa −Ｃb 、Ｃa ＋Ｃb を演算増幅器により演
算し、更に除算器にて、（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋
Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含ませたも
のである。
の共通電極に交流電圧を印加し、各コンデンサＣa ，Ｃ
b に流れる交流電流を直接演算増幅器にて電圧変換し、
その後、Ｃa −Ｃb 、Ｃa ＋Ｃb を演算増幅器により演
算し、更に除算器にて、（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋
Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含ませたも
のである。
【００２５】また、コンデンサＣa とコンデンサＣb と
により交流電圧源の電圧を分圧し、電圧源の電圧と分圧
された電圧とから直接演算増幅器により、（Ｃa −
Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する
回路を含ませたものである。
により交流電圧源の電圧を分圧し、電圧源の電圧と分圧
された電圧とから直接演算増幅器により、（Ｃa −
Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する
回路を含ませたものである。
【００２６】それに、請求項２乃至請求項４記載のいず
れかの回路より出力される交流電圧をアナログスイッチ
にて同期検波を行い、角度に比例した直流電圧を出力す
ることにより数ｐＦ程度の静電容量を高電圧を用いずに
検出を可能とする回路を含ませたものである。
れかの回路より出力される交流電圧をアナログスイッチ
にて同期検波を行い、角度に比例した直流電圧を出力す
ることにより数ｐＦ程度の静電容量を高電圧を用いずに
検出を可能とする回路を含ませたものである。
【００２７】更に、 2組のコンデンサＣa ，Ｃb を互い
に逆特性となるように等しい直流電圧で充電した後、各
コンデンサＣa ，Ｃb を並列に接続することによって、
（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した直流電圧を
出力する回路を含ませたものである。
に逆特性となるように等しい直流電圧で充電した後、各
コンデンサＣa ，Ｃb を並列に接続することによって、
（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した直流電圧を
出力する回路を含ませたものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態とし
て、モータ等の回転軸に直接取付けられたミラー等の角
度位置を正確に検出する状態を図面に基づいて説明す
る。
て、モータ等の回転軸に直接取付けられたミラー等の角
度位置を正確に検出する状態を図面に基づいて説明す
る。
【００２９】本発明の回転差動容量型角度変換器は、図
１乃至図１０に示すように、固定部に回転軸４と同心と
なるように配置されたリング状の固定電極１と、この固
定電極１と適宜空間を保って対向して、同一平面上に 4
個の電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置さ
れ、且つ相対向する電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ同志が
電気的に接続された 4分割電極２と、前記回転軸４に絶
縁した状態で固定されて、前記 4分割電極２の 1組の電
極２ａ，２ｃ、又は電極２ｂ，２ｄのみを覆うことがで
きるような形状をなし、前記固定電極１と前記 4分割電
極２との空間を回転する回転羽根３とから構成され、こ
の回転羽根３の回転に応じて前記固定電極１と前記 4分
割電極２で構成される 2組のコンデンサＣa ，Ｃb の静
電容量が角度に比例して一方が増加したときに他方が減
少する特徴を持ち、角度情報として、Ｃa −Ｃb ではな
く、温度変化による静電容量の変化を補償するためのフ
ィードバックを設けることなく、温度変化を相殺した
（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb）に比例した電圧を出力
する回路を含ませるようにしたものである。
１乃至図１０に示すように、固定部に回転軸４と同心と
なるように配置されたリング状の固定電極１と、この固
定電極１と適宜空間を保って対向して、同一平面上に 4
個の電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置さ
れ、且つ相対向する電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ同志が
電気的に接続された 4分割電極２と、前記回転軸４に絶
縁した状態で固定されて、前記 4分割電極２の 1組の電
極２ａ，２ｃ、又は電極２ｂ，２ｄのみを覆うことがで
きるような形状をなし、前記固定電極１と前記 4分割電
極２との空間を回転する回転羽根３とから構成され、こ
の回転羽根３の回転に応じて前記固定電極１と前記 4分
割電極２で構成される 2組のコンデンサＣa ，Ｃb の静
電容量が角度に比例して一方が増加したときに他方が減
少する特徴を持ち、角度情報として、Ｃa −Ｃb ではな
く、温度変化による静電容量の変化を補償するためのフ
ィードバックを設けることなく、温度変化を相殺した
（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb）に比例した電圧を出力
する回路を含ませるようにしたものである。
【００３０】また、コンデンサＣa を積分容量とする積
分回路，コンデンサＣb を微分容量とする微分回路を構
成し、浮遊容量及び温度変化による静電容量の変化に影
響されることなく、角度情報として、（Ｃa −Ｃb ）／
（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含
ませたものである。
分回路，コンデンサＣb を微分容量とする微分回路を構
成し、浮遊容量及び温度変化による静電容量の変化に影
響されることなく、角度情報として、（Ｃa −Ｃb ）／
（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含
ませたものである。
【００３１】また、コンデンサＣa とコンデンサＣb と
の共通電極に交流電圧を印加し、各コンデンサＣa ，Ｃ
b に流れる交流電流を直接演算増幅器にて電圧変換し、
その後、Ｃa −Ｃb 、Ｃa ＋Ｃb を演算増幅器により演
算し、更に除算器にて、（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋
Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含ませたも
のである。
の共通電極に交流電圧を印加し、各コンデンサＣa ，Ｃ
b に流れる交流電流を直接演算増幅器にて電圧変換し、
その後、Ｃa −Ｃb 、Ｃa ＋Ｃb を演算増幅器により演
算し、更に除算器にて、（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋
Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含ませたも
のである。
【００３２】また、コンデンサＣa とコンデンサＣb と
により交流電圧源の電圧を分圧し、電圧源の電圧と分圧
された電圧とから直接演算増幅器により、（Ｃa −
Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する
回路を含ませたものである。
により交流電圧源の電圧を分圧し、電圧源の電圧と分圧
された電圧とから直接演算増幅器により、（Ｃa −
Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する
回路を含ませたものである。
【００３３】それに、前述のいずれかの回路より出力さ
れる交流電圧をアナログスイッチにて同期検波を行い、
角度に比例した直流電圧を出力することにより数ｐＦ程
度の静電容量を高電圧を用いずに検出を可能とする回路
を含ませたものである。
れる交流電圧をアナログスイッチにて同期検波を行い、
角度に比例した直流電圧を出力することにより数ｐＦ程
度の静電容量を高電圧を用いずに検出を可能とする回路
を含ませたものである。
【００３４】更に、 2組のコンデンサＣa ，Ｃb を互い
に逆特性となるように等しい直流電圧で充電した後、各
コンデンサＣa ，Ｃb を並列に接続することによって、
（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した直流電圧を
出力する回路を含ませたものである。
に逆特性となるように等しい直流電圧で充電した後、各
コンデンサＣa ，Ｃb を並列に接続することによって、
（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した直流電圧を
出力する回路を含ませたものである。
【００３５】即ち、図１、図３、図５は交流周波数領域
で信号処理を行う回路構成であり、図１において、ブロ
ック１１は本発明の回転差動容量型角度変換器の 2個の
容量Ｃa ，Ｃb をそれぞれ積分容量と微分容量とする積
分微分回路、ブロック１３は単位利得反転増幅器、ブロ
ック１０は加算器、ブロック１２は減算器で、交流信号
源は端子９に印加され、演算結果は端子１４から出力さ
れる。又、図３においてブロック２０，２１は本発明の
回転差動容量型角度変換器の 2個の容量Ｃa ，Ｃb を微
分容量とする微分回路、ブロック２２は減算器、ブロッ
ク２３は加算器であり、交流信号源は端子２６に印加さ
れ、Ｃa ＋Ｃb に比例した交流電圧は端子２５から、Ｃ
a −Ｃb に比例した交流電圧は端子２４からそれぞれ出
力される。更に、図５において、ブロック３１は利得２
の非反転増幅器、ブロック３２は減算器、端子３３は演
算出力端子である。
で信号処理を行う回路構成であり、図１において、ブロ
ック１１は本発明の回転差動容量型角度変換器の 2個の
容量Ｃa ，Ｃb をそれぞれ積分容量と微分容量とする積
分微分回路、ブロック１３は単位利得反転増幅器、ブロ
ック１０は加算器、ブロック１２は減算器で、交流信号
源は端子９に印加され、演算結果は端子１４から出力さ
れる。又、図３においてブロック２０，２１は本発明の
回転差動容量型角度変換器の 2個の容量Ｃa ，Ｃb を微
分容量とする微分回路、ブロック２２は減算器、ブロッ
ク２３は加算器であり、交流信号源は端子２６に印加さ
れ、Ｃa ＋Ｃb に比例した交流電圧は端子２５から、Ｃ
a −Ｃb に比例した交流電圧は端子２４からそれぞれ出
力される。更に、図５において、ブロック３１は利得２
の非反転増幅器、ブロック３２は減算器、端子３３は演
算出力端子である。
【００３６】図７は前記図１、図３、図５から出力され
る交流信号を直流信号とする同期検波回路の構成であ
り、ブロック３７は図１、図３、図５の信号処理回路を
示し、ブロック３８は交流信号源に同期したパルス信号
を作り出す同期パルス発生回路、ブロック３９は同期パ
ルスによって開閉するアナログスイッチ、ブロック４０
は低域通過フィルタである。
る交流信号を直流信号とする同期検波回路の構成であ
り、ブロック３７は図１、図３、図５の信号処理回路を
示し、ブロック３８は交流信号源に同期したパルス信号
を作り出す同期パルス発生回路、ブロック３９は同期パ
ルスによって開閉するアナログスイッチ、ブロック４０
は低域通過フィルタである。
【００３７】図４は図３及び図７に示す回路構成によっ
て出力されるＣa −Ｃb とＣa ＋Ｃb に比例した直流電
圧の比を演算する回路構成であって、ブロック２８は演
算増幅器を用いた加算器、ブロック２９は乗算器であ
る。
て出力されるＣa −Ｃb とＣa ＋Ｃb に比例した直流電
圧の比を演算する回路構成であって、ブロック２８は演
算増幅器を用いた加算器、ブロック２９は乗算器であ
る。
【００３８】更に、図８はスイッチドキャパシタ技術に
よって第（１５）式の演算を行う回路構成図であり、ス
イッチ４３，４５は図９に示す二相クロックφによって
開閉するアナログスイッチ、スイッチ４４は図９に示す
二相クロックφによって開閉するアナログスイッチ、Ｃ
a 及びＣb は回転差動容量型角度変換器の 2個の容量
で、端子４２は直流電圧源４８，端子４６は直流電圧源
４８と同じ電圧で逆極性の直流電圧源４９に接続され、
演算出力は端子４７から出力される。
よって第（１５）式の演算を行う回路構成図であり、ス
イッチ４３，４５は図９に示す二相クロックφによって
開閉するアナログスイッチ、スイッチ４４は図９に示す
二相クロックφによって開閉するアナログスイッチ、Ｃ
a 及びＣb は回転差動容量型角度変換器の 2個の容量
で、端子４２は直流電圧源４８，端子４６は直流電圧源
４８と同じ電圧で逆極性の直流電圧源４９に接続され、
演算出力は端子４７から出力される。
【００３９】更に、図１１及び図１２は本発明の信号処
理形態を念頭において発明された回転差動容量型角度変
換器の構造を示すものであり、１はリング状の固定電
極、２は図１３に示すように前記固定電極と対向して同
一平面上に 4個の電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング
状に配置された 4分割電極、３は図１４に示すように回
転軸４に取付けられたバタフライ形状の回転羽根であ
り、極めて近接されて配置された固定電極１と 4分割電
極２との空間内を回転する。固定電極１及び 4分割電極
２はプリント基板エッチング技術によっても製作可能で
あり、その場合には4分割電極２の互に対向する電極２
ａと電極２ｃ、及び電極２ｂと電極２ｄは基板上で電気
的に接続される。又、回転羽根３はアルミニウム、銅、
真鍮等の金属板をバタフライ状に切り出す、或いはプリ
ント基板上の両面の金属箔をバタフライ状にエッチング
して残し、残った両面の金属箔を短絡する方法によって
作ることができる。いずれの場合も、回転羽根３は図１
４に示すように、絶縁リング８を介して回転軸に取付け
られる。
理形態を念頭において発明された回転差動容量型角度変
換器の構造を示すものであり、１はリング状の固定電
極、２は図１３に示すように前記固定電極と対向して同
一平面上に 4個の電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング
状に配置された 4分割電極、３は図１４に示すように回
転軸４に取付けられたバタフライ形状の回転羽根であ
り、極めて近接されて配置された固定電極１と 4分割電
極２との空間内を回転する。固定電極１及び 4分割電極
２はプリント基板エッチング技術によっても製作可能で
あり、その場合には4分割電極２の互に対向する電極２
ａと電極２ｃ、及び電極２ｂと電極２ｄは基板上で電気
的に接続される。又、回転羽根３はアルミニウム、銅、
真鍮等の金属板をバタフライ状に切り出す、或いはプリ
ント基板上の両面の金属箔をバタフライ状にエッチング
して残し、残った両面の金属箔を短絡する方法によって
作ることができる。いずれの場合も、回転羽根３は図１
４に示すように、絶縁リング８を介して回転軸に取付け
られる。
【００４０】次に、作用について説明すると、図１にお
いて、端子９に印加される交流電圧をＶS 、端子１４の
出力電圧をＶO として周波数領域における解析を行え
ば、
いて、端子９に印加される交流電圧をＶS 、端子１４の
出力電圧をＶO として周波数領域における解析を行え
ば、
【００４１】
【数１６】 が得られる。上式をＶｏについて整理し、数１６の式を
代入すれば、
代入すれば、
【００４２】
【数１７】 となり出力信号の振幅は、容量Ｃa とＣb の温度変化に
は依存せず、回転角θに比例する。従って出力信号は、
は依存せず、回転角θに比例する。従って出力信号は、
【００４３】
【数１８】 と表すことができ、この出力信号を図７に示す同期検波
回路で検波すれば検波出力ＥO は
回路で検波すれば検波出力ＥO は
【００４４】
【数１９】 となりθに比例した直流電圧となる。
【００４５】又、図３において、端子１９に印加される
交流信号ｖS を、
交流信号ｖS を、
【００４６】
【数２０】 とすれば、端子２４の出力ｖ24(ｔ)と端子２５の出力ｖ
25(ｔ)はそれぞれ、
25(ｔ)はそれぞれ、
【００４７】
【数２１】
【００４８】
【数２２】 となる。ここでＧA とＧS はそれぞれ加算器及び減算器
の利得である。前記 2個の出力を、図７の同期パルス発
生回路によってｖS とは90度異なる同期パルスを生成
し、このパルスによって同期検波すれば、その検波出力
として、
の利得である。前記 2個の出力を、図７の同期パルス発
生回路によってｖS とは90度異なる同期パルスを生成
し、このパルスによって同期検波すれば、その検波出力
として、
【００４９】
【数２３】
【００５０】
【数２４】 が得られる。このＥ24を図４の端子２７にＥ25を端子２
６に加えれば端子３０の出力は、
６に加えれば端子３０の出力は、
【００５１】
【数２５】 となり、Ｃa とＣb の温度変化には依存せず、角度θに
比例した電圧が得られる。ここで、数２５の式のＫA は
乗算器のスケール因子である。
比例した電圧が得られる。ここで、数２５の式のＫA は
乗算器のスケール因子である。
【００５２】更に、図５において 2個の容量Ｃa 、Ｃb
の直列回路に印加する交流信号が数２０の式で与えられ
るとすればブロック３１の出力電圧ｖ31( ｔ) は、
の直列回路に印加する交流信号が数２０の式で与えられ
るとすればブロック３１の出力電圧ｖ31( ｔ) は、
【００５３】
【数２６】 となり、減算器３２の出力電圧ｖ33( ｔ) は、
【００５４】
【数２７】 となり、この出力を数１４の同期検波回路で検波すれ
ば、その検波出力Ｅ32は、
ば、その検波出力Ｅ32は、
【００５５】
【数２８】 となり、Ｃa とＣb の温度変化には依存せず、角度θに
比例した電圧が得られる。
比例した電圧が得られる。
【００５６】更に、図８において、直流電圧源４２の電
圧をＥr 、直流電圧源４６の電圧を−Ｅr とすれば、図
９のφクロック時にＣa は＋Ｅr に、Ｃb は−Ｅr に充
電される。次のφクロック時にアナログスイッチ４３と
４５はオフに、アナログスイッチ４４はオンとなり、 2
個の容量は並列接続され、その時の出力Ｅ47は、
圧をＥr 、直流電圧源４６の電圧を−Ｅr とすれば、図
９のφクロック時にＣa は＋Ｅr に、Ｃb は−Ｅr に充
電される。次のφクロック時にアナログスイッチ４３と
４５はオフに、アナログスイッチ４４はオンとなり、 2
個の容量は並列接続され、その時の出力Ｅ47は、
【００５７】
【数２９】 となり、Ｃa とＣb の温度変化に依存せず、角度θに比
例した電圧が得られる。
例した電圧が得られる。
【００５８】続いて、図１１に示す本発明の回転差動容
量型角度変換器の動作を説明すると、固定電極１と 4分
割電極２の内径と外径は図１２に示すように同一であ
り、４分割された各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄは等し
い面積を有するものとし、又、回転羽根３は図１７に示
すように４分割された 4分割電極２の相対向する電極２
ａと電極２ｃ、及び電極２ｂと電極２ｄを充分に覆う大
きさであるとする。回転羽根３と 4分割電極２の相対位
置関係の３つの代表例を図１５、図１６、図１７に示
す。図１５は回転羽根３が基準角度に位置する場合であ
り、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄの面積をＳ、固定電
極１と回転羽根３の間隔をｄ1 ， 4分割電極２と回転羽
根３の間隔をｄ2 ，回転羽根３の厚さをｄ3 とすれば、
Ｃa とＣb は次式で与えられる。
量型角度変換器の動作を説明すると、固定電極１と 4分
割電極２の内径と外径は図１２に示すように同一であ
り、４分割された各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄは等し
い面積を有するものとし、又、回転羽根３は図１７に示
すように４分割された 4分割電極２の相対向する電極２
ａと電極２ｃ、及び電極２ｂと電極２ｄを充分に覆う大
きさであるとする。回転羽根３と 4分割電極２の相対位
置関係の３つの代表例を図１５、図１６、図１７に示
す。図１５は回転羽根３が基準角度に位置する場合であ
り、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄの面積をＳ、固定電
極１と回転羽根３の間隔をｄ1 ， 4分割電極２と回転羽
根３の間隔をｄ2 ，回転羽根３の厚さをｄ3 とすれば、
Ｃa とＣb は次式で与えられる。
【００５９】
【数３０】 但し、ε0 は空気中の誘電率である。図１７は回転羽根
３が基準位置より約４５度時計方向に回転した場合の位
置関係を示し、この場合はＣa は最小に、Ｃb は最大と
なる。
３が基準位置より約４５度時計方向に回転した場合の位
置関係を示し、この場合はＣa は最小に、Ｃb は最大と
なる。
【００６０】
【数３１】
【００６１】
【数３２】 回転羽根３が反時計方向に約４５度回転した場合には前
記関係は逆になり、Ｃaが数３２の式で与えられる最大
値を、Ｃb が数３１の式で与えられる最小値をとる。図
１６は回転羽根３が基準位置より角度θだけ時計方向に
回転したときの位置関係を示すものであり、この場合、
Ｃa とＣb は次式となる。
記関係は逆になり、Ｃaが数３２の式で与えられる最大
値を、Ｃb が数３１の式で与えられる最小値をとる。図
１６は回転羽根３が基準位置より角度θだけ時計方向に
回転したときの位置関係を示すものであり、この場合、
Ｃa とＣb は次式となる。
【００６２】
【数３３】
【００６３】
【数３４】 但し、| θ| ＜Ψ／２ ここでΨは 4分割電極の中心角である。数３３の式及び
数３４の式は、図１１の構造が回転軸４の回転に伴って
一方の容量が増加すれば他方の容量が減少する差動容量
型角度変換器であること、及び電極間間隔ｄ1 とｄ2 を
可及的に小さくし、ｄ3 を可及的に大きくすることによ
って高い変換感度が得られることを示している。
数３４の式は、図１１の構造が回転軸４の回転に伴って
一方の容量が増加すれば他方の容量が減少する差動容量
型角度変換器であること、及び電極間間隔ｄ1 とｄ2 を
可及的に小さくし、ｄ3 を可及的に大きくすることによ
って高い変換感度が得られることを示している。
【００６４】更に、図２は本発明の図１の実施例であっ
て、図１の積分微分回路、ブロック１１は演算増幅器１
５による積分回路と演算増幅器１６による微分回路で、
又、図１の単位利得反転増幅ブロック１３は演算増幅器
１７による反転増幅器で実現されている。又、演算増幅
器１５による積分回路は図１の加算ブロック１０を兼
ね、演算増幅器１６による積分回路は図１の減算ブロッ
ク１２を兼ねているので、構成が簡略化されている。更
に別の特徴として、回転差動容量型角度変換器の2個の
容量の共通端子は理想電圧源と見なせる演算増幅器１５
の出力端子に、他の 2個の電極は演算増幅器１５と１６
の仮想接地点に接続されているので、積分微分動作はこ
れら 3個の端子に付随する寄生容量に影響されない。
て、図１の積分微分回路、ブロック１１は演算増幅器１
５による積分回路と演算増幅器１６による微分回路で、
又、図１の単位利得反転増幅ブロック１３は演算増幅器
１７による反転増幅器で実現されている。又、演算増幅
器１５による積分回路は図１の加算ブロック１０を兼
ね、演算増幅器１６による積分回路は図１の減算ブロッ
ク１２を兼ねているので、構成が簡略化されている。更
に別の特徴として、回転差動容量型角度変換器の2個の
容量の共通端子は理想電圧源と見なせる演算増幅器１５
の出力端子に、他の 2個の電極は演算増幅器１５と１６
の仮想接地点に接続されているので、積分微分動作はこ
れら 3個の端子に付随する寄生容量に影響されない。
【００６５】又、図６は図５に示す本発明の実施例であ
って、図５のブロック３１とブロック３２はそれぞれ演
算増幅器３４と３５によって実現されている。
って、図５のブロック３１とブロック３２はそれぞれ演
算増幅器３４と３５によって実現されている。
【００６６】更に、図１０は図８に示す本発明の実施例
であって、この回路の各アナログスイッチは図９に示す
二相クロックφとφによって駆動され、φクロック時は
容量５４によって演算増幅器５０の負帰還回路を形成
し、反転入力端子を仮想接地点にしている。この時、回
転差動容量型角度変換器の一方の容量Ｃa は＋Ｅr に、
他方の容量Ｃb は−Ｅr に充電される。次のφクロック
時に容量Ｃa とＣb は共に演算増幅器５０の出力端子に
接続される。この 1サイクルの動作によって数２９の式
の演算が行われる。本実施例においても、２つの容量の
共通電極（固定電極１）は演算増幅器５０の仮想接地点
（反転入力端子）に、他の 2個の電極（図１３の端子５
と６）はφクロック時は電圧源４８及び４９，φクロッ
ク時は理想電圧源と見なせる演算増幅器５０の出力端子
に接続されるので回転差動容量型角度変換器の３つの電
極に付随する寄生容量に影響されずに数２９の式の演算
を行っている。
であって、この回路の各アナログスイッチは図９に示す
二相クロックφとφによって駆動され、φクロック時は
容量５４によって演算増幅器５０の負帰還回路を形成
し、反転入力端子を仮想接地点にしている。この時、回
転差動容量型角度変換器の一方の容量Ｃa は＋Ｅr に、
他方の容量Ｃb は−Ｅr に充電される。次のφクロック
時に容量Ｃa とＣb は共に演算増幅器５０の出力端子に
接続される。この 1サイクルの動作によって数２９の式
の演算が行われる。本実施例においても、２つの容量の
共通電極（固定電極１）は演算増幅器５０の仮想接地点
（反転入力端子）に、他の 2個の電極（図１３の端子５
と６）はφクロック時は電圧源４８及び４９，φクロッ
ク時は理想電圧源と見なせる演算増幅器５０の出力端子
に接続されるので回転差動容量型角度変換器の３つの電
極に付随する寄生容量に影響されずに数２９の式の演算
を行っている。
【００６７】
【発明の効果】本発明の回転差動容量型角度変換器は、
上述のように固定部に回転軸４と同心となるように配置
されたリング状の固定電極１と、この固定電極１と適宜
空間を保って対向して、同一平面上に 4個の電極２ａ，
２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置され、且つ相対向す
る電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ同志が電気的に接続され
た 4分割電極２と、前記回転軸４に絶縁した状態で固定
されて、前記 4分割電極２の 1組の電極２ａ，２ｃ、又
は電極２ｂ，２ｄのみを覆うことができるような形状を
なし、前記固定電極１と前記 4分割電極２との空間を回
転する回転羽根３とから構成され、この回転羽根３の回
転に応じて前記固定電極１と前記 4分割電極２で構成さ
れる 2組のコンデンサＣa ，Ｃb の静電容量が角度に比
例して一方が増加したときに他方が減少する特徴を持
ち、角度情報として、Ｃa −Ｃb ではなく、温度変化に
よる静電容量の変化を補償するためのフィードバックを
設けることなく、温度変化を相殺した（Ｃa −Ｃb ）／
（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した電圧を出力する回路を含ませ
るようにしたから、回転差動容量型角度変換器に印加す
る信号源は振幅10Ｖ程度の高周波正弦波信号、又は10Ｖ
程度の直流電圧であるため、電極間の間隔を従来よりも
極めて小さくでき、しかも、回転羽根３に金属片又は加
工されたプリント基板を用いることができるので、角度
変換感度の極めて高い回転差動容量型変換器が実現でき
る。
上述のように固定部に回転軸４と同心となるように配置
されたリング状の固定電極１と、この固定電極１と適宜
空間を保って対向して、同一平面上に 4個の電極２ａ，
２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置され、且つ相対向す
る電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ同志が電気的に接続され
た 4分割電極２と、前記回転軸４に絶縁した状態で固定
されて、前記 4分割電極２の 1組の電極２ａ，２ｃ、又
は電極２ｂ，２ｄのみを覆うことができるような形状を
なし、前記固定電極１と前記 4分割電極２との空間を回
転する回転羽根３とから構成され、この回転羽根３の回
転に応じて前記固定電極１と前記 4分割電極２で構成さ
れる 2組のコンデンサＣa ，Ｃb の静電容量が角度に比
例して一方が増加したときに他方が減少する特徴を持
ち、角度情報として、Ｃa −Ｃb ではなく、温度変化に
よる静電容量の変化を補償するためのフィードバックを
設けることなく、温度変化を相殺した（Ｃa −Ｃb ）／
（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した電圧を出力する回路を含ませ
るようにしたから、回転差動容量型角度変換器に印加す
る信号源は振幅10Ｖ程度の高周波正弦波信号、又は10Ｖ
程度の直流電圧であるため、電極間の間隔を従来よりも
極めて小さくでき、しかも、回転羽根３に金属片又は加
工されたプリント基板を用いることができるので、角度
変換感度の極めて高い回転差動容量型変換器が実現でき
る。
【００６８】また、本発明の信号処理形態によれば、回
転差動容量型角度変換器に印加する高周波正弦信号の周
波数或いは振幅を制御することなく、当該変換器の２つ
の容量の温度変化を相殺した正確な角度情報を得ること
ができる。
転差動容量型角度変換器に印加する高周波正弦信号の周
波数或いは振幅を制御することなく、当該変換器の２つ
の容量の温度変化を相殺した正確な角度情報を得ること
ができる。
【００６９】更に、本発明の信号処理形態によれば、回
転差動容量型角度変換器の３つの容量電極と接地間に付
随する寄生容量に影響されることなく、回転角を高精度
で検出できる。本発明のこれらの特徴は実用上極めて有
用であり、モータの回転軸に取付けられたミラーによっ
てレーザ光を走査するスキャナ等に広く応用させること
ができる。
転差動容量型角度変換器の３つの容量電極と接地間に付
随する寄生容量に影響されることなく、回転角を高精度
で検出できる。本発明のこれらの特徴は実用上極めて有
用であり、モータの回転軸に取付けられたミラーによっ
てレーザ光を走査するスキャナ等に広く応用させること
ができる。
【００７０】従って、大振幅の交流信号源や温度補償の
ための帰還制御を用いることなく、回転角θを高い精度
で検出することができる。
ための帰還制御を用いることなく、回転角θを高い精度
で検出することができる。
【図１】本発明の回転差動容量型角度変換器の信号処理
形態を示すブロック図である。
形態を示すブロック図である。
【図２】図１の信号処理形態の回路図である。
【図３】他の信号処理形態の回路図である。
【図４】図３の除算回路のブロック図である。
【図５】他の信号処理形態を示すブロック図である。
【図６】図５の信号処理形態の回路図である。
【図７】他の同期検波回路のブロック図である。
【図８】他の信号処理形態の原理図である。
【図９】図８のアナログスイッチを駆動する二相クロッ
クの波形図である。
クの波形図である。
【図１０】図８の信号処理形態の回路図である。
【図１１】本発明の信号処理形態を念頭においた回転差
動容量型角度変換器の斜視図である。
動容量型角度変換器の斜視図である。
【図１２】図１１の回転差動容量型角度変換器の縦断正
面図である。
面図である。
【図１３】図１１及び図１２の 4分割電極の結線図であ
る。
る。
【図１４】図１１及び図１２の回転羽根の形状を示す平
面図である。
面図である。
【図１５】図１１及び図１２の 4分割電極と回転羽根と
の相対位置関係を示す平面図である。
の相対位置関係を示す平面図である。
【図１６】図１５の基準位置から回転羽根が角度θだけ
時計方向に回転した時の回転羽根と 4分割電極との位置
関係を示す平面図である。
時計方向に回転した時の回転羽根と 4分割電極との位置
関係を示す平面図である。
【図１７】図１５の基準位置から回転羽根が略４５°時
計方向に回転した時の回転羽根と4分割電極との位置関
係を示す平面図である。
計方向に回転した時の回転羽根と4分割電極との位置関
係を示す平面図である。
【図１８】従来の回転差動容量型角度変換器の信号処理
回路である。
回路である。
【図１９】同じく従来の回転差動容量型角度変換器に印
加される正弦波と出力電圧との関係を示す波形図であ
る。
加される正弦波と出力電圧との関係を示す波形図であ
る。
【符号の説明】 １ 固定電極 ２ 4分割電極 ２ａ 電極 ２ｂ 電極 ２ｃ 電極 ２ｄ 電極 ３ 回転羽根 ４ 回転軸 ５ 端子 ６ 端子 ８ 絶縁リング １０ 加算ブロック １１ 積分微分回路 １２ 減算器 １３ 単位利得反転増幅
器 １４ 端子 １５ 演算増幅器 １６ 演算増幅器 １７ 演算増幅器 １８ 端子 １９ 端子 ２０ 微分回路 ２１ 微分回路 ２２ 減算器 ２３ 加算器 ２４ 端子 ２５ 端子 ２６ 端子 ２７ 端子 ２８ 加算器 ２９ 乗算器 ３０ 端子 ３１ ブロック ３２ 減算器 ３３ 演算出力端子 ３４ 演算増幅器 ３５ 演算増幅器 ３６ 端子 ３７ 信号処理回路 ３８ 同期パルス発生回路 ３９ アナログスイッチ ４０ 低域通過フィルタ ４１ 端子 ４２ 端子 ４３ アナログスイッチ ４４ アナログスイッチ ４５ アナログスイッチ ４６ 端子 ４７ 端子 ４８ 直流電圧源 ４９ 直流電圧源 ５０ 演算増幅器 ５１ 端子 ５２ 端子 ５３ 端子 ５４ 容量
器 １４ 端子 １５ 演算増幅器 １６ 演算増幅器 １７ 演算増幅器 １８ 端子 １９ 端子 ２０ 微分回路 ２１ 微分回路 ２２ 減算器 ２３ 加算器 ２４ 端子 ２５ 端子 ２６ 端子 ２７ 端子 ２８ 加算器 ２９ 乗算器 ３０ 端子 ３１ ブロック ３２ 減算器 ３３ 演算出力端子 ３４ 演算増幅器 ３５ 演算増幅器 ３６ 端子 ３７ 信号処理回路 ３８ 同期パルス発生回路 ３９ アナログスイッチ ４０ 低域通過フィルタ ４１ 端子 ４２ 端子 ４３ アナログスイッチ ４４ アナログスイッチ ４５ アナログスイッチ ４６ 端子 ４７ 端子 ４８ 直流電圧源 ４９ 直流電圧源 ５０ 演算増幅器 ５１ 端子 ５２ 端子 ５３ 端子 ５４ 容量
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年４月２３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 回転差動容量型角度変換器
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主としてモータ等
の回転軸に直接取付けられたミラー等の角度位置を正確
に検出するための回転差動容量型角度変換器に関するも
のである。
の回転軸に直接取付けられたミラー等の角度位置を正確
に検出するための回転差動容量型角度変換器に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の回転差動容量型角度変換
器は、図１１及び図１２を参照して説明すると、リング
状の固定電極１と、これと対向して同一平面上に４個の
電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置された 4
分割電極２と、回転軸４に取付けられたバタフライ形状
の回転羽根３とから構成され、更に、４分割電極２は、
図１３に示すように相対向する電極２ａと電極２ｃ、及
び電極２ｂと電極２ｄ同志が電気的に接続されている。
今、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ間の容量をＣ2a、Ｃ
2b、Ｃ2c、Ｃ2dのように表すと、この角度変換器の電気
的等価回路は、固定電極１を共通端子とする 2個の容量
Ｃa 、Ｃb で表すことができる。
器は、図１１及び図１２を参照して説明すると、リング
状の固定電極１と、これと対向して同一平面上に４個の
電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがリング状に配置された 4
分割電極２と、回転軸４に取付けられたバタフライ形状
の回転羽根３とから構成され、更に、４分割電極２は、
図１３に示すように相対向する電極２ａと電極２ｃ、及
び電極２ｂと電極２ｄ同志が電気的に接続されている。
今、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ間の容量をＣ2a、Ｃ
2b、Ｃ2c、Ｃ2dのように表すと、この角度変換器の電気
的等価回路は、固定電極１を共通端子とする 2個の容量
Ｃa 、Ｃb で表すことができる。
【０００３】
【数１】
【０００４】
【数２】 回転羽根３には通常、比誘電率が６〜７程度の誘電体が
用いられるので、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ間の実
効誘電率は回転羽根３の回転と共に変化し、Ｃa とＣb
が等しい時の角度を基準として回転羽根３の角度をθで
表すと、Ｃa とＣb は次式のように書くことができる。
用いられるので、各電極２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ間の実
効誘電率は回転羽根３の回転と共に変化し、Ｃa とＣb
が等しい時の角度を基準として回転羽根３の角度をθで
表すと、Ｃa とＣb は次式のように書くことができる。
【０００５】
【数３】
【０００６】
【数４】 ここでｋは比例定数、Ｃ0 は基準角度位置におけるＣa
とＣb の容量である。
とＣb の容量である。
【０００７】数３の式及び数４の式から、
【０００８】
【数５】 となるので、Ｃa −Ｃb を電気的に検出すれば、回転角
θに比例した信号を得ることができる。この検出に従来
は、図１８に示すダイオード直接検波回路が用いられて
いる。この回路で、Ｃa とＣb の共通端子に印加される
交流電源ｖS を、ＶS を振幅、ωを角周波数として、
θに比例した信号を得ることができる。この検出に従来
は、図１８に示すダイオード直接検波回路が用いられて
いる。この回路で、Ｃa とＣb の共通端子に印加される
交流電源ｖS を、ＶS を振幅、ωを角周波数として、
【０００９】
【数６】 とし、整流検波回路のＣＲが、
【００１０】
【数７】 を満たすように時定数を選べば、検波出力Ｖa とＶb は
直流電圧と見なすことができる。
直流電圧と見なすことができる。
【００１１】この条件の下では抵抗Ｒを流れる直流電流
Ｉa は容量Ｃa を流れる平均電流と等しくなるので、図
１９を参照して次式の関係が得られる。
Ｉa は容量Ｃa を流れる平均電流と等しくなるので、図
１９を参照して次式の関係が得られる。
【００１２】
【数８】 但し、
【００１３】
【数９】 で、ＶD はダイオードＤの順方向電圧降下である。数８
の式を解くことにより、
の式を解くことにより、
【００１４】
【数１０】 が得られる。Ｖb についても同様に導くことができ、結
果は数１０の式のＣa をＣb に置き換えた式となる。但
し、ｆ＝ω／２πである。
果は数１０の式のＣa をＣb に置き換えた式となる。但
し、ｆ＝ω／２πである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来の回転
差動容量型角度変換器は、前記数１０の式の検波電圧が
Ｃa に比例するためには、
差動容量型角度変換器は、前記数１０の式の検波電圧が
Ｃa に比例するためには、
【００１６】
【数１１】 とする必要がある。又、ダイオードの順方向電圧降下は
流れる電流と共に対数的に変化し、更に、温度と共に減
少する。これらの影響を充分無視できるようにするた
め、更に、数１１の式の下でも充分Ｖa を大きくするた
めにはＶS として 100Ｖ以上の電圧が必要となる。この
ような高い電圧を発生させるためには変圧器が必要であ
り、変圧器からの不要電波放射を防ぐために角度変換器
に電磁シールドやガードリングを設けなければならず、
このため角度変換器の構成が複雑になる。又、高電圧に
よる放電を防ぐために回転羽根には誘電体を用い電極間
間隔を広くする必要があり、このためＣa とＣb が極め
て小さくなるので回転に伴う容量変化も必然的に小さく
なる。従って寄生容量や電極端電界の影響をできるだけ
受けないように角度変換器の構成に細心の注意を払わな
ければならず、その構成は必然的に複雑になる。更に、
Ｃa とＣb は温度によっても変化し、その温度係数をγ
とすれば、
流れる電流と共に対数的に変化し、更に、温度と共に減
少する。これらの影響を充分無視できるようにするた
め、更に、数１１の式の下でも充分Ｖa を大きくするた
めにはＶS として 100Ｖ以上の電圧が必要となる。この
ような高い電圧を発生させるためには変圧器が必要であ
り、変圧器からの不要電波放射を防ぐために角度変換器
に電磁シールドやガードリングを設けなければならず、
このため角度変換器の構成が複雑になる。又、高電圧に
よる放電を防ぐために回転羽根には誘電体を用い電極間
間隔を広くする必要があり、このためＣa とＣb が極め
て小さくなるので回転に伴う容量変化も必然的に小さく
なる。従って寄生容量や電極端電界の影響をできるだけ
受けないように角度変換器の構成に細心の注意を払わな
ければならず、その構成は必然的に複雑になる。更に、
Ｃa とＣb は温度によっても変化し、その温度係数をγ
とすれば、
【００１７】
【数１２】
【００１８】
【数１３】 と表される。ここで、ΔＴは基準温度からの温度変化で
ある。この場合には、
ある。この場合には、
【００１９】
【数１４】 となるので、検波出力Ｖa 及びＶb が温度に対し変化し
ないようにするために、Ｃa とＣb に印加する交流信号
の周波数又は振幅に１／（１＋γΔＴ）の温度依存性を
持たせることが必要となる。この温度補償を従来はＣa
＋Ｃb を検出し、これを交流信号源に帰還してその振幅
制御をする、又は、別に設けた容量によって温度変化を
検出してその信号によって交流信号源の周波数又は振幅
制御を行う方式を採用しているが、これらの帰還制御で
は信号処理回路や角度変換器の構成が複雑となり、高速
応答が要求される場合には不安定性をも惹き起してい
た。
ないようにするために、Ｃa とＣb に印加する交流信号
の周波数又は振幅に１／（１＋γΔＴ）の温度依存性を
持たせることが必要となる。この温度補償を従来はＣa
＋Ｃb を検出し、これを交流信号源に帰還してその振幅
制御をする、又は、別に設けた容量によって温度変化を
検出してその信号によって交流信号源の周波数又は振幅
制御を行う方式を採用しているが、これらの帰還制御で
は信号処理回路や角度変換器の構成が複雑となり、高速
応答が要求される場合には不安定性をも惹き起してい
た。
【００２０】上述の説明から明らかなように、大振幅の
交流信号源を用いらなければならない要因は容量Ｃa と
Ｃb に流れる電流をダイオードによって直接検波する回
路方式にあり、この問題は検波した後の直流領域ではな
く、２個のコンデンサに印加される交流周波数領域で比
演算
交流信号源を用いらなければならない要因は容量Ｃa と
Ｃb に流れる電流をダイオードによって直接検波する回
路方式にあり、この問題は検波した後の直流領域ではな
く、２個のコンデンサに印加される交流周波数領域で比
演算
【００２１】
【数１５】 を行う。或いはスイッチドキャパシタ技術によって上記
比演算を行う方式によって解決できる。比演算によって
２個のコンデンサの温度変化は相殺されるが、この解決
法において最も重要なのは、角度変換器に必然的に付随
する対接地間の寄生容量が比演算に影響しない信号処理
回路を見出すことにある。
比演算を行う方式によって解決できる。比演算によって
２個のコンデンサの温度変化は相殺されるが、この解決
法において最も重要なのは、角度変換器に必然的に付随
する対接地間の寄生容量が比演算に影響しない信号処理
回路を見出すことにある。
【００２２】そこで、本発明の目的は、温度補償のため
の帰還制御および寄生容量を無くすための補正回路を用
いることなく、回転角θを高い精度で検出する信号処理
回路を備えた回転角差動容量型角度変換器を提供するこ
とにある。
の帰還制御および寄生容量を無くすための補正回路を用
いることなく、回転角θを高い精度で検出する信号処理
回路を備えた回転角差動容量型角度変換器を提供するこ
とにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明の回転差動容量型
角度変換器は、上述のような課題を解決するために、固
定部に回転軸と同心となるように配置されたリング状の
固定電極と、この固定電極と適宜空間を保って対向し
て、同一平面上に４個の電極がリング状に配置され、且
つ相対向する電極同志が電気的に接続された４分割電極
と、前記回転軸に絶縁した状態で固定されて、前記４分
割電極の１組の電極のみを覆うことができるような形状
をなし、前記固定電極と前記４分割電極との空間を回転
する回転羽根とから構成され、この回転羽根の回転に応
じて前記固定電極と前記４分割電極で構成される２組の
コンデンサＣa ，Ｃb の静電容量が、回転軸の角度に比
例して一方が増加したときに、他方が減少する特徴を有
する回転差動容量型角度変換器において、浮遊容量等の
寄生容量に影響されないように、前記コンデンサの各端
子が演算増幅器の出力端子もしくは、仮想接地となる演
算増幅器の反転入力端子に接続され、一方のコンデンサ
は積分容量として積分回路、他方のコンデンサは微分容
量として微分回路を構成し、微分回路の出力を極性反転
し、積分回路に帰還して、（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃ
b ）に比例した電圧を出力する信号処理回路を備えたも
のである。
角度変換器は、上述のような課題を解決するために、固
定部に回転軸と同心となるように配置されたリング状の
固定電極と、この固定電極と適宜空間を保って対向し
て、同一平面上に４個の電極がリング状に配置され、且
つ相対向する電極同志が電気的に接続された４分割電極
と、前記回転軸に絶縁した状態で固定されて、前記４分
割電極の１組の電極のみを覆うことができるような形状
をなし、前記固定電極と前記４分割電極との空間を回転
する回転羽根とから構成され、この回転羽根の回転に応
じて前記固定電極と前記４分割電極で構成される２組の
コンデンサＣa ，Ｃb の静電容量が、回転軸の角度に比
例して一方が増加したときに、他方が減少する特徴を有
する回転差動容量型角度変換器において、浮遊容量等の
寄生容量に影響されないように、前記コンデンサの各端
子が演算増幅器の出力端子もしくは、仮想接地となる演
算増幅器の反転入力端子に接続され、一方のコンデンサ
は積分容量として積分回路、他方のコンデンサは微分容
量として微分回路を構成し、微分回路の出力を極性反転
し、積分回路に帰還して、（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃ
b ）に比例した電圧を出力する信号処理回路を備えたも
のである。
【００２４】また、固定部に回転軸と同心となるように
配置されたリング状の固定電極と、この固定電極と適宜
空間を保って対向して、同一平面上に４個の電極がリン
グ状に配置され、且つ相対向する電極同志が電気的に接
続された４分割電極と、前記回転軸に絶縁した状態で固
定されて、前記４分割電極の１組の電極のみを覆うこと
ができるような形状をなし、前記固定電極と前記４分割
電極との空間を回転する回転羽根とから構成され、この
回転羽根の回転に応じて前記固定電極と前記４分割電極
で構成される２組のコンデンサＣa ，Ｃb の静電容量
が、回転軸の角度に比例して一方が増加したときに、他
方が減少する特徴を有する回転差動容量型角度変換器に
おいて、浮遊容量等の寄生容量に影響されないように、
前記２つのコンデンサの共通端子は、仮想接地となる演
算増幅器の反転入力端子に接続され、他の各端子は定電
圧源もしくは演算増幅器の出力端子にスイッチを介して
交互に接続されるようにし、２組のコンデンサＣa ，Ｃ
b を互いに逆極性の等しい電圧で充電した後、各コンデ
ンサＣa ，Ｃb を並列に接続することによって角度情報
として（Ｃa−Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した電圧
を出力するスイッチドキャパシタ信号処理回路を備えた
ものである。
配置されたリング状の固定電極と、この固定電極と適宜
空間を保って対向して、同一平面上に４個の電極がリン
グ状に配置され、且つ相対向する電極同志が電気的に接
続された４分割電極と、前記回転軸に絶縁した状態で固
定されて、前記４分割電極の１組の電極のみを覆うこと
ができるような形状をなし、前記固定電極と前記４分割
電極との空間を回転する回転羽根とから構成され、この
回転羽根の回転に応じて前記固定電極と前記４分割電極
で構成される２組のコンデンサＣa ，Ｃb の静電容量
が、回転軸の角度に比例して一方が増加したときに、他
方が減少する特徴を有する回転差動容量型角度変換器に
おいて、浮遊容量等の寄生容量に影響されないように、
前記２つのコンデンサの共通端子は、仮想接地となる演
算増幅器の反転入力端子に接続され、他の各端子は定電
圧源もしくは演算増幅器の出力端子にスイッチを介して
交互に接続されるようにし、２組のコンデンサＣa ，Ｃ
b を互いに逆極性の等しい電圧で充電した後、各コンデ
ンサＣa ，Ｃb を並列に接続することによって角度情報
として（Ｃa−Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した電圧
を出力するスイッチドキャパシタ信号処理回路を備えた
ものである。
【００２５】図１は本発明の交流周波数領域で信号処理
を行う回路構成であり、図１において、ブロック１１は
本実施の形態の回転差動容量型角度変換器の２個の容量
Ｃa，Ｃb をそれぞれ積分容量と微分容量とする積分微
分回路、ブロック１３は単位利得反転増幅器、ブロック
１０は加算器、ブロック１２は減算器で、交流信号源は
端子９に印加され、演算結果は端子１４から出力され
る。
を行う回路構成であり、図１において、ブロック１１は
本実施の形態の回転差動容量型角度変換器の２個の容量
Ｃa，Ｃb をそれぞれ積分容量と微分容量とする積分微
分回路、ブロック１３は単位利得反転増幅器、ブロック
１０は加算器、ブロック１２は減算器で、交流信号源は
端子９に印加され、演算結果は端子１４から出力され
る。
【００２６】今、端子９に印加される交流電圧をＶｓ、
端子１４の出力電圧をＶoとして周波数領域における解
析を行えば、
端子１４の出力電圧をＶoとして周波数領域における解
析を行えば、
【００２７】
【数１６】 が得られる。上式をＶoについて整理し、数１６の式を
代入すれば、
代入すれば、
【００２８】
【数１７】 となり出力信号の振幅は、容量Ｃa とＣb の温度変化に
は依存せず、回転角θに比例する。従って出力信号は、
は依存せず、回転角θに比例する。従って出力信号は、
【００２９】
【数１８】 と表すことができ、この出力信号を図７に示す同期検波
回路で検波すれば検波出力Ｅo は
回路で検波すれば検波出力Ｅo は
【００３０】
【数１９】 となりθに比例した直流電圧となる。
【００３１】更に、図８はスイッチドキャパシタ技術に
よって第（１５）式の演算を行う本実施の形態の原理図
であり、スイッチ４３，４５は図９に示す二相クロック
φによって開閉するアナログスイッチ、スイッチ４４は
図９に示す二相クロック−φによって開閉するアナログ
スイッチ、Ｃa 及びＣb は回転差動容量型角度変換器の
２個の容量で、端子４２は直流電圧源４８，端子４６は
直流電圧源４８と同じ電圧で逆極性の直流電圧源４９に
接続され、演算出力は端子４７から出力される。
よって第（１５）式の演算を行う本実施の形態の原理図
であり、スイッチ４３，４５は図９に示す二相クロック
φによって開閉するアナログスイッチ、スイッチ４４は
図９に示す二相クロック−φによって開閉するアナログ
スイッチ、Ｃa 及びＣb は回転差動容量型角度変換器の
２個の容量で、端子４２は直流電圧源４８，端子４６は
直流電圧源４８と同じ電圧で逆極性の直流電圧源４９に
接続され、演算出力は端子４７から出力される。
【００３２】今、直流電圧源４２の電圧をＥr 、直流電
圧源４６の電圧を−Ｅr とすれば、図１３のφクロック
時にＣa は＋Ｅr に、Ｃb は−Ｅr に充電される。次の
−φクロック時にアナログスイッチ４３と４５はオフ
に、アナログスイッチ４４はオンとなり、２個の容量は
並列接続され、その時の出力Ｅ47は、
圧源４６の電圧を−Ｅr とすれば、図１３のφクロック
時にＣa は＋Ｅr に、Ｃb は−Ｅr に充電される。次の
−φクロック時にアナログスイッチ４３と４５はオフ
に、アナログスイッチ４４はオンとなり、２個の容量は
並列接続され、その時の出力Ｅ47は、
【００３３】
【数２０】 となり、Ｃa とＣb の温度変化に依存せず、角度θに比
例した電圧が得られる。
例した電圧が得られる。
【００３４】
【発明の実施の形態】図２は本発明の図１の実施の形態
であって、図１の積分微分回路ブロック１１は演算増幅
器１５による積分回路と演算増幅器１６による微分回路
で、又、図１の単位利得反転増幅ブロック１３は演算増
幅器１７による反転増幅器で実現されている。又、演算
増幅器１５による積分回路は図１の加算ブロック１０を
兼ね、演算増幅器１６による積分回路は図１の減算ブロ
ック１２を兼ねているので、構成が簡略化されている。
更に別の特徴として、回転差動容量型角度変換器の２個
の容量の共通端子は理想電圧源と見なせる演算増幅器１
５の出力端子に、他の２個の電極は演算増幅器１５と１
６の仮想接地点に接続されているので、回転差動容量型
角度変換器の３つの電極に必然的に付随する寄生容量
は、演算動作に影響しない。
であって、図１の積分微分回路ブロック１１は演算増幅
器１５による積分回路と演算増幅器１６による微分回路
で、又、図１の単位利得反転増幅ブロック１３は演算増
幅器１７による反転増幅器で実現されている。又、演算
増幅器１５による積分回路は図１の加算ブロック１０を
兼ね、演算増幅器１６による積分回路は図１の減算ブロ
ック１２を兼ねているので、構成が簡略化されている。
更に別の特徴として、回転差動容量型角度変換器の２個
の容量の共通端子は理想電圧源と見なせる演算増幅器１
５の出力端子に、他の２個の電極は演算増幅器１５と１
６の仮想接地点に接続されているので、回転差動容量型
角度変換器の３つの電極に必然的に付随する寄生容量
は、演算動作に影響しない。
【００３５】更に、図１０は図８に示す本発明の実施の
形態であって、この回路の各アナログスイッチは図９に
示す二相クロックφと−φによって駆動され、φクロッ
ク時は容量５４によって演算増幅器５０の負帰還回路を
形成し、反転入力端子を仮想接地点にしている。この
時、回転差動容量型角度変換器の一方の容量Ｃa は＋Ｅ
r に、他方の容量Ｃb は−Ｅr に充電される。次の−φ
クロック時に容量Ｃa とＣb は共に演算増幅器５０の出
力端子に接続される。この１サイクルの動作によって数
２９の式の演算が行われる。本実施の形態においても、
２つの容量の共通電極（固定電極１）は演算増幅器５０
の仮想接地点（反転入力端子）に、他の２個の電極（図
１３の端子５と６）はφクロック時は電圧源４８及び４
９、−φクロック時は理想電圧源と見なせる演算増幅器
５０の出力端子に接続されるので回転差動容量型角度変
換器の３つの電極に必然的に付随する寄生容量に影響さ
れずに数２０の式の演算を行っている。
形態であって、この回路の各アナログスイッチは図９に
示す二相クロックφと−φによって駆動され、φクロッ
ク時は容量５４によって演算増幅器５０の負帰還回路を
形成し、反転入力端子を仮想接地点にしている。この
時、回転差動容量型角度変換器の一方の容量Ｃa は＋Ｅ
r に、他方の容量Ｃb は−Ｅr に充電される。次の−φ
クロック時に容量Ｃa とＣb は共に演算増幅器５０の出
力端子に接続される。この１サイクルの動作によって数
２９の式の演算が行われる。本実施の形態においても、
２つの容量の共通電極（固定電極１）は演算増幅器５０
の仮想接地点（反転入力端子）に、他の２個の電極（図
１３の端子５と６）はφクロック時は電圧源４８及び４
９、−φクロック時は理想電圧源と見なせる演算増幅器
５０の出力端子に接続されるので回転差動容量型角度変
換器の３つの電極に必然的に付随する寄生容量に影響さ
れずに数２０の式の演算を行っている。
【００３６】
【発明の効果】本発明の信号処理形態によれば、回転差
動容量型角度変換器に印加する高周波正弦信号の周波数
或いは振幅を制御することなく、当該変換器の２つの容
量の温度変化を相殺した正確な角度情報を得ることがで
きる。
動容量型角度変換器に印加する高周波正弦信号の周波数
或いは振幅を制御することなく、当該変換器の２つの容
量の温度変化を相殺した正確な角度情報を得ることがで
きる。
【００３７】更に、本発明の信号処理形態によれば、回
転差動容量型角度変換器の３つの容量電極と接地間に付
随する寄生容量に影響されることなく、回転角を高精度
で検出できる。また、回転差動容量型角度変換器に印加
する信号は振幅１０Ｖ程度の高周波正弦波信号、または
１０Ｖ程度の直流電圧であるため、電極間の間隔を従来
よりも極めて小さくでき、しかも、回転羽根３に金属片
または加工されたプリント基板を用いることができるの
で、角度変換感度の極めて高い回転差動容量型角度変換
器が実現できる。本発明のこれらの特徴は実用上極めて
有用であり、モータの回転軸に取付けられたミラーによ
ってレーザ光を走査するスキャナ等に広く応用させるこ
とができる。
転差動容量型角度変換器の３つの容量電極と接地間に付
随する寄生容量に影響されることなく、回転角を高精度
で検出できる。また、回転差動容量型角度変換器に印加
する信号は振幅１０Ｖ程度の高周波正弦波信号、または
１０Ｖ程度の直流電圧であるため、電極間の間隔を従来
よりも極めて小さくでき、しかも、回転羽根３に金属片
または加工されたプリント基板を用いることができるの
で、角度変換感度の極めて高い回転差動容量型角度変換
器が実現できる。本発明のこれらの特徴は実用上極めて
有用であり、モータの回転軸に取付けられたミラーによ
ってレーザ光を走査するスキャナ等に広く応用させるこ
とができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の回転差動容量型角度変換器の交流周波
領域での信号処理形態を示すブロック図である。
領域での信号処理形態を示すブロック図である。
【図２】図１の信号処理形態の回路図である。
【図３】同期検波回路のブロック図である。
【図４】スイッチドキャパシタ技術による信号処理形態
の原理図である。
の原理図である。
【図５】図４のアナログスイッチを駆動する二相クロッ
クの波形図である。
クの波形図である。
【図６】図４の信号処理形態の回路図である。
【図７】本発明の信号処理形態を念頭においた回転差動
容量型角度変換器の斜視図である。
容量型角度変換器の斜視図である。
【図８】図７の回転差動容量型角度変換器の縦断正面図
である。
である。
【図９】図７及び図８の４分割電極の結線図である。
【図１０】従来の回転差動容量型角度変換器の信号処理
回路である。
回路である。
【図１１】同じく従来の回転差動容量型角度変換器に印
加される正弦波と出力電圧との関係を示す波形図であ
る。
加される正弦波と出力電圧との関係を示す波形図であ
る。
【符号の説明】 １ 固定電極 ２ 4分割電極 ２ａ 電極 ２ｂ 電極 ２ｃ 電極 ２ｄ 電極 ３ 回転羽根 ４ 回転軸 ５ 端子 ６ 端子 １０ 加算ブロック １１ 積分微分回路 １２ 減算器 １３ 単位利得反転増幅
器 １４ 端子 １５ 演算増幅器 １６ 演算増幅器 １７ 演算増幅器 １８ 端子 ３７ 信号処理回路 ３８ 同期パルス発生回
路 ３９ アナログスイッチ ４０ 低域通過フィルタ ４１ 端子 ４２ 端子 ４３ アナログスイッチ ４４ アナログスイッチ ４５ アナログスイッチ ４６ 端子 ４７ 端子 ４８ 直流電圧源 ４９ 直流電圧源 ５０ 演算増幅器 ５１ 端子 ５２ 端子 ５３ 端子 ５４ 容量
器 １４ 端子 １５ 演算増幅器 １６ 演算増幅器 １７ 演算増幅器 １８ 端子 ３７ 信号処理回路 ３８ 同期パルス発生回
路 ３９ アナログスイッチ ４０ 低域通過フィルタ ４１ 端子 ４２ 端子 ４３ アナログスイッチ ４４ アナログスイッチ ４５ アナログスイッチ ４６ 端子 ４７ 端子 ４８ 直流電圧源 ４９ 直流電圧源 ５０ 演算増幅器 ５１ 端子 ５２ 端子 ５３ 端子 ５４ 容量
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図５】
【図９】
【図４】
【図６】
【図７】
【図８】
【図１１】
【図１０】
Claims (6)
- 【請求項１】 固定部に回転軸と同心となるように配置
されたリング状の固定電極と、この固定電極と適宜空間
を保って対向して、同一平面上に 4個の電極がリング状
に配置され、且つ相対向する電極同志が電気的に接続さ
れた 4分割電極と、前記回転軸に絶縁した状態で固定さ
れて、前記 4分割電極の 1組の電極のみを覆うことがで
きるような形状をなし、前記固定電極と前記 4分割電極
との空間を回転する回転羽根とから構成され、この回転
羽根の回転に応じて前記固定電極と前記 4分割電極で構
成される 2組のコンデンサＣa ，Ｃb の静電容量が角度
に比例して一方が増加したときに他方が減少する特徴を
持ち、角度情報として、Ｃa −Ｃb ではなく、温度変化
による静電容量の変化を補償するためのフィードバック
を設けることなく、温度変化を相殺した（Ｃa −Ｃb ）
／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した電圧を出力する回路を含ま
せたことを特徴とする回転差動容量型角度変換器。 - 【請求項２】 コンデンサＣa を積分容量とする積分回
路，コンデンサＣbを微分容量とする微分回路を構成
し、浮遊容量及び温度変化による静電容量の変化に影響
されることなく、角度情報として、（Ｃa −Ｃb ）／
（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含
ませた請求項１記載の回転差動容量型角度変換器。 - 【請求項３】 コンデンサＣa とコンデンサＣb との共
通電極に交流電圧を印加し、各コンデンサＣa ，Ｃb に
流れる交流電流を直接演算増幅器にて電圧変換し、その
後、Ｃa −Ｃb 、Ｃa ＋Ｃb を演算増幅器により演算
し、更に除算器にて、（Ｃa −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）
に比例した交流電圧を出力する回路を含ませた請求項１
記載の回転差動容量型角度変換器。 - 【請求項４】 コンデンサＣa とコンデンサＣb とによ
り交流電圧源の電圧を分圧し、電圧源の電圧と分圧され
た電圧とから直接演算増幅器により、（Ｃa−Ｃb ）／
（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した交流電圧を出力する回路を含
ませた請求項１記載の回転差動容量型角度変換器。 - 【請求項５】 請求項２乃至請求項４記載のいずれかの
回路より出力される交流電圧をアナログスイッチにて同
期検波を行い、角度に比例した直流電圧を出力すること
により数ｐＦ程度の静電容量を高電圧を用いずに検出を
可能とする回路を含ませた請求項１又は２又は３又は４
記載の回転差動容量型角度変換器。 - 【請求項６】 2組のコンデンサＣa ，Ｃb を互いに逆
特性となるように等しい直流電圧で充電した後、各コン
デンサＣa ，Ｃb を並列に接続することによって、（Ｃ
a −Ｃb ）／（Ｃa ＋Ｃb ）に比例した直流電圧を出力
する回路を含ませた請求項１記載の回転差動容量型角度
変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12531898A JP2967413B1 (ja) | 1998-04-20 | 1998-04-20 | 回転差動容量型角度変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12531898A JP2967413B1 (ja) | 1998-04-20 | 1998-04-20 | 回転差動容量型角度変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2967413B1 JP2967413B1 (ja) | 1999-10-25 |
| JPH11304411A true JPH11304411A (ja) | 1999-11-05 |
Family
ID=14907150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12531898A Expired - Fee Related JP2967413B1 (ja) | 1998-04-20 | 1998-04-20 | 回転差動容量型角度変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2967413B1 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6339336B1 (en) | 1999-12-28 | 2002-01-15 | Chiba Seimitsu Co., Ltd. | Moving magnet type galvanometer |
| JP2008275634A (ja) * | 2001-09-19 | 2008-11-13 | Micro-Epsilon Messtechnik Gmbh & Co Kg | 距離区間測定回路及びその方法 |
| JP2012507704A (ja) * | 2008-11-03 | 2012-03-29 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 流体メニスカスを測定する装置 |
| JP2017531798A (ja) * | 2014-10-07 | 2017-10-26 | ザ・スウォッチ・グループ・リサーチ・アンド・ディベロップメント・リミテッド | 計時器用セッティングステムのための位置センサー |
-
1998
- 1998-04-20 JP JP12531898A patent/JP2967413B1/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6339336B1 (en) | 1999-12-28 | 2002-01-15 | Chiba Seimitsu Co., Ltd. | Moving magnet type galvanometer |
| JP2008275634A (ja) * | 2001-09-19 | 2008-11-13 | Micro-Epsilon Messtechnik Gmbh & Co Kg | 距離区間測定回路及びその方法 |
| JP2012507704A (ja) * | 2008-11-03 | 2012-03-29 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 流体メニスカスを測定する装置 |
| JP2017531798A (ja) * | 2014-10-07 | 2017-10-26 | ザ・スウォッチ・グループ・リサーチ・アンド・ディベロップメント・リミテッド | 計時器用セッティングステムのための位置センサー |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2967413B1 (ja) | 1999-10-25 |
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