JPH11271436A - パルスドップラーレーダ装置 - Google Patents
パルスドップラーレーダ装置Info
- Publication number
- JPH11271436A JPH11271436A JP10074069A JP7406998A JPH11271436A JP H11271436 A JPH11271436 A JP H11271436A JP 10074069 A JP10074069 A JP 10074069A JP 7406998 A JP7406998 A JP 7406998A JP H11271436 A JPH11271436 A JP H11271436A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- antenna
- target
- amplitude
- main antenna
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】 飛しょう体に搭載される通常のパルスドップ
ラーレーダ装置は、その搭載母機が移動目標に対して追
跡接近状況となるとき、サイロドーブクラッタの影響に
より十分な目標検知性能を発揮できないという課題を解
決することを目的とする。 【解決手段】 アンテナ開口の中央部にガードアンテナ
を設け、追跡接近目標に対しては、主アンテナとガード
アンテナの出力を適切な振幅比、位相差を持たせて合成
し、この出力を周波数追尾処理に用いることで、サイド
ローブクラッタ受信電力を低減させた。
ラーレーダ装置は、その搭載母機が移動目標に対して追
跡接近状況となるとき、サイロドーブクラッタの影響に
より十分な目標検知性能を発揮できないという課題を解
決することを目的とする。 【解決手段】 アンテナ開口の中央部にガードアンテナ
を設け、追跡接近目標に対しては、主アンテナとガード
アンテナの出力を適切な振幅比、位相差を持たせて合成
し、この出力を周波数追尾処理に用いることで、サイド
ローブクラッタ受信電力を低減させた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は飛しょう体に搭載
されるレーダ装置、特に移動目標と搭載母機との相対速
度差によって生じるドップラー周波数を検知、追尾する
パルスドップラーレーダ装置に関するものである。
されるレーダ装置、特に移動目標と搭載母機との相対速
度差によって生じるドップラー周波数を検知、追尾する
パルスドップラーレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来この種のパルスドップラーレーダ装
置の例として以下に示すものがあった。図１１は例えば
ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ Ｉｎｃ刊、Ｆｒｅｄ Ｅ．Ｎ
ａｔｈａｎｓｏｎ著、“Ｒａｄａｒ Ｄｅｓｉｇｎ Ｐ
ｒｉｎｃｉｐｌｅｓ，２ｎｄＥｄｉｔｉｏｎ” ｐ４８
７，Ｓｅｃｔｉｏｎ１１．５ Ｂｌｏｃｋ Ｄｉａｇｒ
ａｍ ｆｏｒ Ｐｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｒｅｃｅ
ｉｖｅｒ，あるいはＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ ｏｎ Ａｅｒｏｓｐａｃｅ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒ
ｏｎｉｃ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．ＡＥＳ−２０，Ｎ
ｏ３，Ｍａｙ１９８４，ｐｐ２９２−３０２“Ｔｈｅ
Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ Ａｉｒｂｏｒｎｅ Ｐ
ｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｒａｄａｒ”Ｆｉｇ４に記
載のパルスドップラーレーダ装置の基本構成を応用した
パルスドップラーレーダ装置のブロック図である。図に
おいて１は各種ＲＦ信号を生成する励振器であり、１ａ
は送信ＲＦ信号源、１ｂは第１局発信号源、１ｃは第２
局発信号源、１ｄはドップラー補償信号源、１ｅは第３
局発信号源、１ｆは基準信号源である。２は上記送信Ｒ
Ｆ信号源１ａから送出されるパルス変調された送信ＲＦ
原信号Ｓ１を増幅し、送信ＲＦ信号Ｓ２として送出する
送信機、３はＲＦ信号の送受分離を行うサーキュレー
タ、４は送信ＲＦ信号Ｓ２を空間に放射し、また目標か
らの反射信号Ｓ３を受信するアンテナである。５は上記
アンテナ４で受信され、サーキュレータ３を通った受信
ＲＦ信号Ｓ４を増幅し、第１局発信号源１ａからの第１
局発信号Ｓ５と混合して第１中間周波数信号Ｓ６を生成
するフロントエンドであり、５ａは低雑音増幅器、５ｂ
は第１のミキサである。６は受信機であり、上記フロン
トエンド５から送出される第１中間周波数信号Ｓ６と第
２局発信号源１ｃからの第２局発信号Ｓ７とを混合して
第２中間周波数信号Ｓ９を生成する第２のミキサ６ａ、
さらに上記第２中間周波数信号Ｓ９と第３局発信号源１
ｅからの第３局発信号Ｓ１０とを混合して第８中間周波
数信号Ｓ１１を生成する第３のミキサ６ｂ、上記第３中
間周波数信号Ｓ１１に対してドップラー周波数変化範囲
分だけの帯域幅を有する帯域通過フィルタ６ｃ、上記第
３中間周波数信号Ｓ１１と基準信号源１ｆからの基準信
号Ｓ１２を混合してドップラー周波数相当のビデオ信号
Ｓ１３を生成する第４のミキサ６ｄから成る。７は慣性
装置であり、搭載母機の加速度ベクトルの向き、大きさ
を検出して加速度信号Ｓ１４として送出する。８は信号
処理器であり、内部の周波数追尾処理部８ａでは上記受
信機６からのビデオ信号Ｓ１３（ドップラー周波数信
号）と上記慣性装置７からの加速度信号Ｓ１４とからド
ップラー追尾誤差を検出し、ドップラー補償制御信号Ｓ
１５を生成し、これをドップラー補償信号源１ｄに送出
する。
置の例として以下に示すものがあった。図１１は例えば
ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ Ｉｎｃ刊、Ｆｒｅｄ Ｅ．Ｎ
ａｔｈａｎｓｏｎ著、“Ｒａｄａｒ Ｄｅｓｉｇｎ Ｐ
ｒｉｎｃｉｐｌｅｓ，２ｎｄＥｄｉｔｉｏｎ” ｐ４８
７，Ｓｅｃｔｉｏｎ１１．５ Ｂｌｏｃｋ Ｄｉａｇｒ
ａｍ ｆｏｒ Ｐｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｒｅｃｅ
ｉｖｅｒ，あるいはＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ ｏｎ Ａｅｒｏｓｐａｃｅ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒ
ｏｎｉｃ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．ＡＥＳ−２０，Ｎ
ｏ３，Ｍａｙ１９８４，ｐｐ２９２−３０２“Ｔｈｅ
Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ Ａｉｒｂｏｒｎｅ Ｐ
ｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｒａｄａｒ”Ｆｉｇ４に記
載のパルスドップラーレーダ装置の基本構成を応用した
パルスドップラーレーダ装置のブロック図である。図に
おいて１は各種ＲＦ信号を生成する励振器であり、１ａ
は送信ＲＦ信号源、１ｂは第１局発信号源、１ｃは第２
局発信号源、１ｄはドップラー補償信号源、１ｅは第３
局発信号源、１ｆは基準信号源である。２は上記送信Ｒ
Ｆ信号源１ａから送出されるパルス変調された送信ＲＦ
原信号Ｓ１を増幅し、送信ＲＦ信号Ｓ２として送出する
送信機、３はＲＦ信号の送受分離を行うサーキュレー
タ、４は送信ＲＦ信号Ｓ２を空間に放射し、また目標か
らの反射信号Ｓ３を受信するアンテナである。５は上記
アンテナ４で受信され、サーキュレータ３を通った受信
ＲＦ信号Ｓ４を増幅し、第１局発信号源１ａからの第１
局発信号Ｓ５と混合して第１中間周波数信号Ｓ６を生成
するフロントエンドであり、５ａは低雑音増幅器、５ｂ
は第１のミキサである。６は受信機であり、上記フロン
トエンド５から送出される第１中間周波数信号Ｓ６と第
２局発信号源１ｃからの第２局発信号Ｓ７とを混合して
第２中間周波数信号Ｓ９を生成する第２のミキサ６ａ、
さらに上記第２中間周波数信号Ｓ９と第３局発信号源１
ｅからの第３局発信号Ｓ１０とを混合して第８中間周波
数信号Ｓ１１を生成する第３のミキサ６ｂ、上記第３中
間周波数信号Ｓ１１に対してドップラー周波数変化範囲
分だけの帯域幅を有する帯域通過フィルタ６ｃ、上記第
３中間周波数信号Ｓ１１と基準信号源１ｆからの基準信
号Ｓ１２を混合してドップラー周波数相当のビデオ信号
Ｓ１３を生成する第４のミキサ６ｄから成る。７は慣性
装置であり、搭載母機の加速度ベクトルの向き、大きさ
を検出して加速度信号Ｓ１４として送出する。８は信号
処理器であり、内部の周波数追尾処理部８ａでは上記受
信機６からのビデオ信号Ｓ１３（ドップラー周波数信
号）と上記慣性装置７からの加速度信号Ｓ１４とからド
ップラー追尾誤差を検出し、ドップラー補償制御信号Ｓ
１５を生成し、これをドップラー補償信号源１ｄに送出
する。
【０００３】図１２は信号処理器８の周波数追尾処理部
８ａにおける周波数追尾ループの機能系統図であり、８
ｂはＡ／Ｄ変換部、８ｃはＦＦＴ処理部、８ｄは周波数
追尾誤差計算部、８ｅは積分器、８ｆは機軸加速度補償
計算部、８ｇは周波数変化率計算部、８ｈは積分器、８
ｉは加算器、８ｊはドップラー補償制御計算部である。
またｆdmはパルスドップラーレーダ装置搭載母機のドッ
プラー周波数、ｄｆdm／ｄｔは上記パルスドップラーレ
ーダ装置搭載母機のドップラー周波数の時間変化率、ｆ
dtは移動目標のドップラー周波数、Δｆd はドップラー
周波数追尾誤差、ｆd はパルスドップラーレーダ装置搭
載母機と移動目標の相対ドップラー周波数補償値であ
る。
８ａにおける周波数追尾ループの機能系統図であり、８
ｂはＡ／Ｄ変換部、８ｃはＦＦＴ処理部、８ｄは周波数
追尾誤差計算部、８ｅは積分器、８ｆは機軸加速度補償
計算部、８ｇは周波数変化率計算部、８ｈは積分器、８
ｉは加算器、８ｊはドップラー補償制御計算部である。
またｆdmはパルスドップラーレーダ装置搭載母機のドッ
プラー周波数、ｄｆdm／ｄｔは上記パルスドップラーレ
ーダ装置搭載母機のドップラー周波数の時間変化率、ｆ
dtは移動目標のドップラー周波数、Δｆd はドップラー
周波数追尾誤差、ｆd はパルスドップラーレーダ装置搭
載母機と移動目標の相対ドップラー周波数補償値であ
る。
【０００４】ここでパルスドップラーレーダ装置の信号
処理について簡単に説明する。送信機２から送出され、
アンテナ４によって空間に放射され、目標を照射する送
信ＲＦ信号の波形は図１３に示すように周波数ｆ0 のＲ
Ｆ原信号Ｓ１を撤送波とし、これにパルス幅τ、パルス
繰り返し周期Ｔのパルス変調をかけたものである。この
周波数スペクトラムは図１４に示すように搬送波周波数
を中心にパルス繰り返し周波数１／Ｔ毎の多数の線スペ
クトラムとなる。
処理について簡単に説明する。送信機２から送出され、
アンテナ４によって空間に放射され、目標を照射する送
信ＲＦ信号の波形は図１３に示すように周波数ｆ0 のＲ
Ｆ原信号Ｓ１を撤送波とし、これにパルス幅τ、パルス
繰り返し周期Ｔのパルス変調をかけたものである。この
周波数スペクトラムは図１４に示すように搬送波周波数
を中心にパルス繰り返し周波数１／Ｔ毎の多数の線スペ
クトラムとなる。
【０００５】ここで図１５に示すように飛しょう体に搭
載されるパルスドップラーレーダ装置が移動目標を探知
するためにアンテナビームを下方に向けて捜索を行う場
合を考える。図において９は機軸の対地角度をθe に取
り、対地速度Ｖm で飛しょうするパルスドップラーレー
ダ装置搭載母機、１０は対地速度Ｖt で飛行する探知対
象の移動目標、１１は大地であり、９ａはパルスドップ
ラーレーダ装置のアンテナメインビーム、９ｂはアンテ
ナサイドローブ、９ｃはアンテナメインビーム９ａが移
動目標１０を見込む視線（Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈ
ｔ）である。またＲ0 はパルスドップラーレーダ装置搭
載母機９と移動目標１０との間の距離、θx はパルスド
ップラーレーダ装置搭載母機９の機軸方向ベクトルとア
ンテナメインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線９
ｃとの間の角度、即ちアンテナ首振り角度、θ0 はパル
スドップラーレーダ装置搭載母機９及び移動目標１０の
対地速度ベクトルとアンテナメインビーム９ａが移動目
標１０を見込む視線９ｃとの間の角度、θs はアンテナ
メインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線９ｃの方
向を基準としたアンテナサイドローブが大地を照射する
点を見込む角度である。
載されるパルスドップラーレーダ装置が移動目標を探知
するためにアンテナビームを下方に向けて捜索を行う場
合を考える。図において９は機軸の対地角度をθe に取
り、対地速度Ｖm で飛しょうするパルスドップラーレー
ダ装置搭載母機、１０は対地速度Ｖt で飛行する探知対
象の移動目標、１１は大地であり、９ａはパルスドップ
ラーレーダ装置のアンテナメインビーム、９ｂはアンテ
ナサイドローブ、９ｃはアンテナメインビーム９ａが移
動目標１０を見込む視線（Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈ
ｔ）である。またＲ0 はパルスドップラーレーダ装置搭
載母機９と移動目標１０との間の距離、θx はパルスド
ップラーレーダ装置搭載母機９の機軸方向ベクトルとア
ンテナメインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線９
ｃとの間の角度、即ちアンテナ首振り角度、θ0 はパル
スドップラーレーダ装置搭載母機９及び移動目標１０の
対地速度ベクトルとアンテナメインビーム９ａが移動目
標１０を見込む視線９ｃとの間の角度、θs はアンテナ
メインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線９ｃの方
向を基準としたアンテナサイドローブが大地を照射する
点を見込む角度である。
【０００６】送信ＲＦ原信号Ｓ１がコヒーレント信号で
ある場合、移動目標１０等からの反射信号である受信Ｒ
Ｆ信号Ｓ３はパルスドップラーレーダ装置搭載母機９と
移動目標１０の相対速度に比例したドップラー周波数の
偏移を受ける。パルスドップラーレーダ装置搭載母機９
と移動目標１０のラジアル方向の相対速度Ｖr は数１で
与えられる。
ある場合、移動目標１０等からの反射信号である受信Ｒ
Ｆ信号Ｓ３はパルスドップラーレーダ装置搭載母機９と
移動目標１０の相対速度に比例したドップラー周波数の
偏移を受ける。パルスドップラーレーダ装置搭載母機９
と移動目標１０のラジアル方向の相対速度Ｖr は数１で
与えられる。
【０００７】
【数１】
【０００８】またドップラー周波数ｆd は数２で与えら
れる。
れる。
【０００９】
【数２】
【００１０】ここでλは波長である。このとき時間ｔの
関数としての受信信号ｆr （ｔ）は数３で表わせる。
関数としての受信信号ｆr （ｔ）は数３で表わせる。
【００１１】
【数３】
【００１２】ここでΦ0 は数４で表わされる初期位相で
ある。
ある。
【００１３】
【数４】
【００１４】パルスドップラーレーダ装置搭載母機９と
移動目標１０が接近する場合にはドップラー周波数は正
値、パルスドップラーレーダ装置搭載母機９と移動目標
１０が離遠する場合にはドップラー周波数は負値を示
す。ここで図１５のようにパルスドップラーレーダ装置
搭載母機９がアンテナビームを下方に向けて移動目標１
０の探知を行う場合、アンテナメインビーム９ａは移動
目標１０を照射すると同時に大地１１も照射し、さらに
アンテナサイドローブ９ｂは広範囲に大地１１を照射す
る。したがってアンテナメインビーム９ａ及びアンテナ
サイドローブ９ｂが照射された大地１１から反射された
信号はクラッタとなって移動目標１０からのレーダ反射
エコーと共に受信されることになる。前記のようにパル
スドップラーレーダ装置ではその搭載母機９と移動目標
１０とのラジアル方向相対速度Ｖrにより受信信号ｆr
（ｔ）がドップラー周波数偏移を受けるので、パルスド
ップラーレーダ装置搭載母機９及び移動目標１０の対地
速度ベクトルＶm 、Ｖt とアンテナメインビーム９ａが
移動目標１０を見込む視線９ｃとの間の角度θ0 によっ
て受信周波数は異なってくる。即ちラジアル方向の相対
速度Ｖr によりドップラー周波数が決定されるのであ
る。高ＰＲＦのパルスドップラーレーダ装置におけるク
ラッタスペクトラムと移動目標１０からのレーダ反射エ
コーを図示したものが図１６である。図１６（ａ）が対
向接近（ヘッドオン）目標の場合、図１６（ｂ）が追跡
接近（テイルチェイス）目標の場合である。図において
１２はアンテナメインビーム９ａの大地１１照射による
レーダ反射エコーを表わすメインビームクラッタ、１３
がアンテナサイドローブ９ｂの大地１１照射によるレー
ダ反射エコーを表わすサイドローブクラッタ、１４がパ
ルスドップラーレーダ装置搭載母機９の直下の大地１１
照射によるレーダ反射エコーを表わす直下クラッタであ
る。一般的に直下クラッタ１４は大地１１に対する入射
角が０となるため反射係数の絶対値が大きく、かつひと
つのレンジゲート内に含まれる大地１１の面積が大きく
なるため、他の方向のサイドローブクラッタ１３より大
きな値を示す。１５は移動目標１０からの反射によって
生じるレーダ反射エコーである。
移動目標１０が接近する場合にはドップラー周波数は正
値、パルスドップラーレーダ装置搭載母機９と移動目標
１０が離遠する場合にはドップラー周波数は負値を示
す。ここで図１５のようにパルスドップラーレーダ装置
搭載母機９がアンテナビームを下方に向けて移動目標１
０の探知を行う場合、アンテナメインビーム９ａは移動
目標１０を照射すると同時に大地１１も照射し、さらに
アンテナサイドローブ９ｂは広範囲に大地１１を照射す
る。したがってアンテナメインビーム９ａ及びアンテナ
サイドローブ９ｂが照射された大地１１から反射された
信号はクラッタとなって移動目標１０からのレーダ反射
エコーと共に受信されることになる。前記のようにパル
スドップラーレーダ装置ではその搭載母機９と移動目標
１０とのラジアル方向相対速度Ｖrにより受信信号ｆr
（ｔ）がドップラー周波数偏移を受けるので、パルスド
ップラーレーダ装置搭載母機９及び移動目標１０の対地
速度ベクトルＶm 、Ｖt とアンテナメインビーム９ａが
移動目標１０を見込む視線９ｃとの間の角度θ0 によっ
て受信周波数は異なってくる。即ちラジアル方向の相対
速度Ｖr によりドップラー周波数が決定されるのであ
る。高ＰＲＦのパルスドップラーレーダ装置におけるク
ラッタスペクトラムと移動目標１０からのレーダ反射エ
コーを図示したものが図１６である。図１６（ａ）が対
向接近（ヘッドオン）目標の場合、図１６（ｂ）が追跡
接近（テイルチェイス）目標の場合である。図において
１２はアンテナメインビーム９ａの大地１１照射による
レーダ反射エコーを表わすメインビームクラッタ、１３
がアンテナサイドローブ９ｂの大地１１照射によるレー
ダ反射エコーを表わすサイドローブクラッタ、１４がパ
ルスドップラーレーダ装置搭載母機９の直下の大地１１
照射によるレーダ反射エコーを表わす直下クラッタであ
る。一般的に直下クラッタ１４は大地１１に対する入射
角が０となるため反射係数の絶対値が大きく、かつひと
つのレンジゲート内に含まれる大地１１の面積が大きく
なるため、他の方向のサイドローブクラッタ１３より大
きな値を示す。１５は移動目標１０からの反射によって
生じるレーダ反射エコーである。
【００１５】送信ＲＦ周波数をｆ0 とすると直下クラッ
タ１４の受信周波数はドップラー偏移を受けないので受
信周波数はｆ0 である。メインビームクラッタ１２のド
ップラー周波数偏移ｆmbc は数５である。
タ１４の受信周波数はドップラー偏移を受けないので受
信周波数はｆ0 である。メインビームクラッタ１２のド
ップラー周波数偏移ｆmbc は数５である。
【００１６】
【数５】
【００１７】サイドローブクラッタ１３の受信周波数偏
移の幅はｆ0 ±ｆcmaxの範囲となりｆcmaxは数６で与え
られる。
移の幅はｆ0 ±ｆcmaxの範囲となりｆcmaxは数６で与え
られる。
【００１８】
【数６】
【００１９】また移動目標のレーダ反射エコー１５のド
ップラー周波数偏移ｆt は数７で与えられる。
ップラー周波数偏移ｆt は数７で与えられる。
【００２０】
【数７】
【００２１】即ち移動目標１０が対向して接近して来る
場合（ヘッドオン接近の場合）は移動目標のレーダ反射
エコー１５の受信周波数はサイドローブクラッタ１３の
受信周波数最大値よりも高くなり、図１６（ａ）に示す
ように、クラッタフリーの領域に移動目標のレーダ反射
エコー１５が現われる。一方パルスドップラーレーダ装
置搭載母機９が移動目標１０に対して追跡接近する場合
（テイルチェイスの場合）には図１６（ｂ）に示すよう
に移動目標のレーダ反射エコー１５はその受信周波数が
サイドローブクラッタ１３の受信周波数の範囲内に入る
こととなり、クラッタと競合して検出されなければなら
ない。
場合（ヘッドオン接近の場合）は移動目標のレーダ反射
エコー１５の受信周波数はサイドローブクラッタ１３の
受信周波数最大値よりも高くなり、図１６（ａ）に示す
ように、クラッタフリーの領域に移動目標のレーダ反射
エコー１５が現われる。一方パルスドップラーレーダ装
置搭載母機９が移動目標１０に対して追跡接近する場合
（テイルチェイスの場合）には図１６（ｂ）に示すよう
に移動目標のレーダ反射エコー１５はその受信周波数が
サイドローブクラッタ１３の受信周波数の範囲内に入る
こととなり、クラッタと競合して検出されなければなら
ない。
【００２２】次にこのような高ＰＲＦのパルスドップラ
ーレーダ装置における受信時の周波数追尾動作原理につ
いて図１１を用いて説明する。アンテナ４で受信され、
受信ＲＦ信号Ｓ４となった目標からの反射信号９３はフ
ロントエンド５内の第１のミキサ５ｂで第１局発信号Ｓ
５と混合されて第１中間周波数信号Ｓ６となり受信機６
に送られる。受信機６の内部では、第２のミキサ６ａで
第２局発信号８７と混合されて第２中間周波数信号Ｓ９
となる。このとき第２局発信号８７はドップラー周波数
追尾信号処理の結果得られるドップラー周波数の経時変
化分だけ偏移を加えられて周波数制御されたものとな
る。この周波数制御はドップラー補償信号源１ｄからの
スピードゲート信号Ｓ８を第２局発信号源１ｃに加える
ことにより行われる。またパルスドップラーレーダ装置
の検知、追尾対象となる移動目標１０とパルスドップラ
ーレーダ装置搭載母機９との相対速度の想定範囲から、
パルスドップラーレーダ装置として必要なドップラー周
波数追尾範囲が決定されるので、第２中間周波数信号Ｓ
９の帯域幅も決まる。したがって上記帯域幅を持つ第２
中間周波数信号Ｓ９のみを遠過させるための帯域通過フ
ィルタ６ｃを第３のミキサ６ｂの後段に設けてドップラ
ーフィルタの働きをさせている。上記帯域通過フィルタ
６ｃを通過した第３中間周波数信号Ｓ１１は第４のミキ
サ６ｄで基準信号源１ｆからの基準信号Ｓ１２と混合さ
れてドップラー周波数相当の信号周波数を持つビデオ信
号Ｓ１３となり信号処理器８に入力される。
ーレーダ装置における受信時の周波数追尾動作原理につ
いて図１１を用いて説明する。アンテナ４で受信され、
受信ＲＦ信号Ｓ４となった目標からの反射信号９３はフ
ロントエンド５内の第１のミキサ５ｂで第１局発信号Ｓ
５と混合されて第１中間周波数信号Ｓ６となり受信機６
に送られる。受信機６の内部では、第２のミキサ６ａで
第２局発信号８７と混合されて第２中間周波数信号Ｓ９
となる。このとき第２局発信号８７はドップラー周波数
追尾信号処理の結果得られるドップラー周波数の経時変
化分だけ偏移を加えられて周波数制御されたものとな
る。この周波数制御はドップラー補償信号源１ｄからの
スピードゲート信号Ｓ８を第２局発信号源１ｃに加える
ことにより行われる。またパルスドップラーレーダ装置
の検知、追尾対象となる移動目標１０とパルスドップラ
ーレーダ装置搭載母機９との相対速度の想定範囲から、
パルスドップラーレーダ装置として必要なドップラー周
波数追尾範囲が決定されるので、第２中間周波数信号Ｓ
９の帯域幅も決まる。したがって上記帯域幅を持つ第２
中間周波数信号Ｓ９のみを遠過させるための帯域通過フ
ィルタ６ｃを第３のミキサ６ｂの後段に設けてドップラ
ーフィルタの働きをさせている。上記帯域通過フィルタ
６ｃを通過した第３中間周波数信号Ｓ１１は第４のミキ
サ６ｄで基準信号源１ｆからの基準信号Ｓ１２と混合さ
れてドップラー周波数相当の信号周波数を持つビデオ信
号Ｓ１３となり信号処理器８に入力される。
【００２３】信号処理器８内での処理の流れは図１２の
機能ブロック図に従って説明する。入力されたビデオ信
号Ｓ１３はＡ／Ｄ変換部８ｂでデジタル信号に変換され
た後、ＦＦＴ処理部８ｃで高速フーリエ変換され、さら
に周波数誤差計算部８ｄで追尾誤差計算された後、積分
器８ｅで時間積分され、ドップラー周波数偏移情報ｆd
として加算器８ｉに入力される。一方慣性装置７から入
力されたパルスドップラーレーダ装置搭載母機９の加速
度情報を持つ加速度信号Ｓ１４は、機軸加速度計算部８
ｆ、周波数変化率計算部８ｇを通った後積分器８ｈで時
間積分され、自機ドップラー周波数情報ｆdmとして加算
器８ｉに入力される。加算器８ｉで上記両信号は加算さ
れ、ドップラー補償制御計算部８ｊでドップラー補償信
号源１ｄの補正制御値が求められ、ドップラー補償制御
信号Ｓ１５として励振器１にフィードバックされる。ド
ップラー補償信号源１ｄでは上記ドップラー補償制御信
号Ｓ１５に基いてスピードゲート信号Ｓ８を励振器１内
の第２局発信号源１ｃに送出し、第２局発信号Ｓ７の周
波数を制御する。
機能ブロック図に従って説明する。入力されたビデオ信
号Ｓ１３はＡ／Ｄ変換部８ｂでデジタル信号に変換され
た後、ＦＦＴ処理部８ｃで高速フーリエ変換され、さら
に周波数誤差計算部８ｄで追尾誤差計算された後、積分
器８ｅで時間積分され、ドップラー周波数偏移情報ｆd
として加算器８ｉに入力される。一方慣性装置７から入
力されたパルスドップラーレーダ装置搭載母機９の加速
度情報を持つ加速度信号Ｓ１４は、機軸加速度計算部８
ｆ、周波数変化率計算部８ｇを通った後積分器８ｈで時
間積分され、自機ドップラー周波数情報ｆdmとして加算
器８ｉに入力される。加算器８ｉで上記両信号は加算さ
れ、ドップラー補償制御計算部８ｊでドップラー補償信
号源１ｄの補正制御値が求められ、ドップラー補償制御
信号Ｓ１５として励振器１にフィードバックされる。ド
ップラー補償信号源１ｄでは上記ドップラー補償制御信
号Ｓ１５に基いてスピードゲート信号Ｓ８を励振器１内
の第２局発信号源１ｃに送出し、第２局発信号Ｓ７の周
波数を制御する。
【００２４】以上のパルスドップラーレーダ方式は母機
と目標との速度差によって生じるドップラー効果を利用
して目標を速度情報として探知する方式であり、速度差
に応じて送信信号と受信信号との間に周波数偏移が生じ
ることを利用して大地からの反射（クラッタ）を除き、
移動目標のみを抽出しようとするものである。目標が対
向接近する目標である場合にはクラッタのない領域での
信号検出ができるので、下方にアンテナビームを向けて
の捜索時にも良好な探知性能が得られやすいが、目標に
対する追跡接近の場合、あるいは離遠目標に対する場合
にはサイドロ−ブクラッタとの競合状態下での目標探知
が必要となるため、下方捜索時の目標探知性能が劣化す
る。
と目標との速度差によって生じるドップラー効果を利用
して目標を速度情報として探知する方式であり、速度差
に応じて送信信号と受信信号との間に周波数偏移が生じ
ることを利用して大地からの反射（クラッタ）を除き、
移動目標のみを抽出しようとするものである。目標が対
向接近する目標である場合にはクラッタのない領域での
信号検出ができるので、下方にアンテナビームを向けて
の捜索時にも良好な探知性能が得られやすいが、目標に
対する追跡接近の場合、あるいは離遠目標に対する場合
にはサイドロ−ブクラッタとの競合状態下での目標探知
が必要となるため、下方捜索時の目標探知性能が劣化す
る。
【００２５】追跡目標あるいは離遠目標に対しても良好
な探知性能を得るためには、サイドローブクラッタある
いは直下クラッタの受信レベルを下げることが必要で、
そのためには俯仰角方向の広い角度範囲にわたってサイ
ドロ−ブレベルの低いアンテナが要求される。アンテナ
のサイドロ−ブレベルを低減するには開口面上の振幅分
布を制御し振幅テーパを設けるのが一般的であるが、パ
ルスドップラーレーダ装置の搭載母機９がミサイルシー
カである場合等のようにアンテナ４が小口径のものとな
らざるを得ない場合には、十分な低サイドローブ性が得
られるように開口面上の振幅テーパを制御することが難
しいという問題がある。
な探知性能を得るためには、サイドローブクラッタある
いは直下クラッタの受信レベルを下げることが必要で、
そのためには俯仰角方向の広い角度範囲にわたってサイ
ドロ−ブレベルの低いアンテナが要求される。アンテナ
のサイドロ−ブレベルを低減するには開口面上の振幅分
布を制御し振幅テーパを設けるのが一般的であるが、パ
ルスドップラーレーダ装置の搭載母機９がミサイルシー
カである場合等のようにアンテナ４が小口径のものとな
らざるを得ない場合には、十分な低サイドローブ性が得
られるように開口面上の振幅テーパを制御することが難
しいという問題がある。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】以上のように従来のパ
ルスドップラーレーダ装置は、その搭載母体がミサイル
等のように小口径のアンテナしか装備が許容されない場
合には広い俯仰角角度範囲にわたってのアンテナの低サ
イドローブ化が困難であり、追跡接近目標あるいは離遠
目標の探知に際してはサイドローブクラッタ、直下クラ
ッタとの競合となって探知が困難を極めるため、その使
用目的が専ら対向接近目標の探知に限定されてしまうと
いう問題点があった。
ルスドップラーレーダ装置は、その搭載母体がミサイル
等のように小口径のアンテナしか装備が許容されない場
合には広い俯仰角角度範囲にわたってのアンテナの低サ
イドローブ化が困難であり、追跡接近目標あるいは離遠
目標の探知に際してはサイドローブクラッタ、直下クラ
ッタとの競合となって探知が困難を極めるため、その使
用目的が専ら対向接近目標の探知に限定されてしまうと
いう問題点があった。
【００２７】この発明に係わるパルスドップラーレーダ
装置は上記のような問題点を解決するためになされたも
ので、小口径のアンテナを用いた場合でも、追跡接近目
標あるいは離遠目標に対し良好な探知能カを持つパルス
ドップラーレーダ装置を得ることを目的とする。
装置は上記のような問題点を解決するためになされたも
ので、小口径のアンテナを用いた場合でも、追跡接近目
標あるいは離遠目標に対し良好な探知能カを持つパルス
ドップラーレーダ装置を得ることを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに第１の発明によるパルスドップラーレーダ装置は、
面状の開口を有する主アンテナの開口中央部に広い指向
性を持つガードアンテナを配設し、さらに上記ガードア
ンテナによる受信信号の振幅、位相を調整手段により調
整し、これと主アンテナでの受信信号とを電力合成器に
より合成した信号が受信機に入力されるような構成と
し、ドップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブ
クラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標
のドップラー周波数が含まれるか否かを判定し、含まれ
ると判定された場合は上記移動目標のドップラー周波数
と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドロー
ブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を
計算によって求め、この俯角方向における上記主アンテ
ナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上
記調整手段の設定値を信号処理器内のメモリに保存され
た主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性デ
ータから計算によって求め、上記振幅、位相調整手段の
制御を行わせるようにしたものである。
めに第１の発明によるパルスドップラーレーダ装置は、
面状の開口を有する主アンテナの開口中央部に広い指向
性を持つガードアンテナを配設し、さらに上記ガードア
ンテナによる受信信号の振幅、位相を調整手段により調
整し、これと主アンテナでの受信信号とを電力合成器に
より合成した信号が受信機に入力されるような構成と
し、ドップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブ
クラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標
のドップラー周波数が含まれるか否かを判定し、含まれ
ると判定された場合は上記移動目標のドップラー周波数
と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドロー
ブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を
計算によって求め、この俯角方向における上記主アンテ
ナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上
記調整手段の設定値を信号処理器内のメモリに保存され
た主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性デ
ータから計算によって求め、上記振幅、位相調整手段の
制御を行わせるようにしたものである。
【００２９】また第２の発明によるパルスドップラーレ
ーダ装置は、面状の開口を有する主アンテナの開口中央
部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに
上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整
手段により調整し、また主アンテナでの受信信号の出力
部には第１のスイッチを設けて第１の主アンテナ受信信
号と第２の主アンテナ受信信号に選択切換出力できるよ
うにし、更に第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調
整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合
成器により合成した信号と第１の主アンテナ受信信号と
を選択切換して受信機に入力できるようにするための第
２のスイッチを設けた構成とし、ドップラー周波数追尾
信号処理によりサイドローブクラッタのドップラー周波
数スペクトラム内に移動目標のドップラー周波数が含ま
れるか否かを判定し、含まれないと判定された場合には
第１主アンテナ受信信号を受信信号として使用するよう
にスイッチを接続して通常のパルスドップラーレーダ装
置と同様の受信信号処理を行うようにし、含まれると判
定された場合には第２の主アンテナ受信信号と振幅、位
相調整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電
力合成器により合成した信号を受信信号として使用する
ように第１、第２のスイッチを接続し、信号処理器では
上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波
数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込
むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この
俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信
号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信
号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガード
アンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求
め、上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにし
たものである。
ーダ装置は、面状の開口を有する主アンテナの開口中央
部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに
上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整
手段により調整し、また主アンテナでの受信信号の出力
部には第１のスイッチを設けて第１の主アンテナ受信信
号と第２の主アンテナ受信信号に選択切換出力できるよ
うにし、更に第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調
整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合
成器により合成した信号と第１の主アンテナ受信信号と
を選択切換して受信機に入力できるようにするための第
２のスイッチを設けた構成とし、ドップラー周波数追尾
信号処理によりサイドローブクラッタのドップラー周波
数スペクトラム内に移動目標のドップラー周波数が含ま
れるか否かを判定し、含まれないと判定された場合には
第１主アンテナ受信信号を受信信号として使用するよう
にスイッチを接続して通常のパルスドップラーレーダ装
置と同様の受信信号処理を行うようにし、含まれると判
定された場合には第２の主アンテナ受信信号と振幅、位
相調整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電
力合成器により合成した信号を受信信号として使用する
ように第１、第２のスイッチを接続し、信号処理器では
上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波
数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込
むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この
俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信
号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信
号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガード
アンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求
め、上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにし
たものである。
【００３０】また第３の発明によるパルスドップラーレ
ーダ装置は、面状の開口を有する主アンテナの開口中央
部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに
上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整
手段により調整し、また主アンテナでの受信信号の出力
部には第１のスイッチを設けて第１の主アンテナ受信信
号と第２の主アンテナ受信信号に選択切換出力できるよ
うにし、更に第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調
整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合
成器により合成した信号と第１の主アンテナ受信信号と
を選択切換して受信機に入力できるようにするためのス
イッチを設けた構成とし、ドップラー周波数追尾信号処
理によりサイドローブクラッタのドップラー周波数スペ
クトラム内に移動目標のドップラー周波数が含まれるか
否かを判定し、含まれないと判定された場合には第１の
主アンテナ受信信号を受信信号として使用するようにス
イッチを接続して通常のパルスドップラーレーダ装置と
同様の受信信号処理を行うようにし、含まれると判定さ
れた場合には第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調
整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合
成器により合成した信号を受信信号として使用するよう
に第１、第２のスイッチを接続し、信号処理器では上記
移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成
分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むア
ンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角
方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の
振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処
理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアン
テナの振幅、位相指向性データから計算によって求める
という処理を一定の時間周期で実施して情報を更新し、
飛しょう体と移動目標の相対運動に伴って時々刻々変化
する制御信号として上記振幅、位相調整手段の制御を行
わせるようににしたものである。
ーダ装置は、面状の開口を有する主アンテナの開口中央
部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに
上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整
手段により調整し、また主アンテナでの受信信号の出力
部には第１のスイッチを設けて第１の主アンテナ受信信
号と第２の主アンテナ受信信号に選択切換出力できるよ
うにし、更に第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調
整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合
成器により合成した信号と第１の主アンテナ受信信号と
を選択切換して受信機に入力できるようにするためのス
イッチを設けた構成とし、ドップラー周波数追尾信号処
理によりサイドローブクラッタのドップラー周波数スペ
クトラム内に移動目標のドップラー周波数が含まれるか
否かを判定し、含まれないと判定された場合には第１の
主アンテナ受信信号を受信信号として使用するようにス
イッチを接続して通常のパルスドップラーレーダ装置と
同様の受信信号処理を行うようにし、含まれると判定さ
れた場合には第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調
整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合
成器により合成した信号を受信信号として使用するよう
に第１、第２のスイッチを接続し、信号処理器では上記
移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成
分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むア
ンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角
方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の
振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処
理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアン
テナの振幅、位相指向性データから計算によって求める
という処理を一定の時間周期で実施して情報を更新し、
飛しょう体と移動目標の相対運動に伴って時々刻々変化
する制御信号として上記振幅、位相調整手段の制御を行
わせるようににしたものである。
【００３１】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１はこの発明の
実施の形態１を示すパルスドップラーレーダ装置のブロ
ック図であり１６は面状の開口形状を有するアンテナ４
の中央部に備えられた広い指向性を有するガードアンテ
ナである。以後アンテナ４は上記ガードアンテナ１６と
の区別のため主アンテナと呼称する。フロントエンド５
には主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６が入力される主アン
テナチャンネル５ｃとガードアンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１
９が入力されるガードアンテナチャンネル５ｆが備えら
れ、ガ−ドアンテナチャンネル５ｆも主アンテナチャン
ネル５ｃと同様低雑音増幅器５ｄと第５のミキサ５ｅか
ら成る。またフロントエンド５には第１局発信号源１ｃ
からの第１局発信号Ｓ５を第１のミキサ５ｂと第５のミ
キサ５ｅに分配する電力分配器５ｇが備わる。１７はフ
ロントエンド５の主アンテナチャンネル５ｃで第１中間
周波数信号に変換された主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６
を第１の第１中間周波数信号Ｓ１７と第２の第１中間周
波数信号Ｓ１８に選択切換する働きをする第１のスイッ
チである。１８はフロントエンド５のガードアンテナチ
ャンネル５ｆで第１中間周波数信号に変換されたガード
アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１９の振幅を調整する可変減衰
器、１９は同じく位相を調整する可変移相器である。２
０は上記可変減衰器１８、可変移相器１９により振幅、
位相を調整された第３の第１中間周波数信号Ｓ２０と第
２の第１中間周波数信号Ｓ１８とを合成する電力合成器
で、２０ａはその第１の入力端子、２０ｂはその第２の
入力端子である。２１は上記電力合成器２０により合成
された信号である主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ
２１と第１の第１中間周波数信号Ｓ１７とを選択切換し
て受信機６に送り込む働きをする第２のスイッチであ
る。信号処理器８の内部には主アンテナ及びガードアン
テナの振幅、位相指向性データ等を保持するメモリ８ｋ
と、サイドローブクラッタ１３のドップラー周波数スペ
クトラム内に移動目標のレーダ反射エコー１５が含まれ
るか否かの判定を行い、その結果によって受信機６へ信
号入力の選択切換を行うためのスイッチ制御信号Ｓ２５
を送出する働きと、移動目標のレーダ反射エコー１５と
同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブ
クラッタ１３内領域を見込むアンテナサイドローブ角度
を計算し、この俯角方向における上記主アンテナガード
アンテナ合成信号Ｓ２１の振幅が最小となるような可変
減衰器１８、可変移相器１９の最適設定値を求め、減衰
器制御信号Ｓ２５、移相器制御信号Ｓ２６として送出す
る働きをするクラッタ判定制御部８ｍが備わっている。
実施の形態１を示すパルスドップラーレーダ装置のブロ
ック図であり１６は面状の開口形状を有するアンテナ４
の中央部に備えられた広い指向性を有するガードアンテ
ナである。以後アンテナ４は上記ガードアンテナ１６と
の区別のため主アンテナと呼称する。フロントエンド５
には主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６が入力される主アン
テナチャンネル５ｃとガードアンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１
９が入力されるガードアンテナチャンネル５ｆが備えら
れ、ガ−ドアンテナチャンネル５ｆも主アンテナチャン
ネル５ｃと同様低雑音増幅器５ｄと第５のミキサ５ｅか
ら成る。またフロントエンド５には第１局発信号源１ｃ
からの第１局発信号Ｓ５を第１のミキサ５ｂと第５のミ
キサ５ｅに分配する電力分配器５ｇが備わる。１７はフ
ロントエンド５の主アンテナチャンネル５ｃで第１中間
周波数信号に変換された主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６
を第１の第１中間周波数信号Ｓ１７と第２の第１中間周
波数信号Ｓ１８に選択切換する働きをする第１のスイッ
チである。１８はフロントエンド５のガードアンテナチ
ャンネル５ｆで第１中間周波数信号に変換されたガード
アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１９の振幅を調整する可変減衰
器、１９は同じく位相を調整する可変移相器である。２
０は上記可変減衰器１８、可変移相器１９により振幅、
位相を調整された第３の第１中間周波数信号Ｓ２０と第
２の第１中間周波数信号Ｓ１８とを合成する電力合成器
で、２０ａはその第１の入力端子、２０ｂはその第２の
入力端子である。２１は上記電力合成器２０により合成
された信号である主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ
２１と第１の第１中間周波数信号Ｓ１７とを選択切換し
て受信機６に送り込む働きをする第２のスイッチであ
る。信号処理器８の内部には主アンテナ及びガードアン
テナの振幅、位相指向性データ等を保持するメモリ８ｋ
と、サイドローブクラッタ１３のドップラー周波数スペ
クトラム内に移動目標のレーダ反射エコー１５が含まれ
るか否かの判定を行い、その結果によって受信機６へ信
号入力の選択切換を行うためのスイッチ制御信号Ｓ２５
を送出する働きと、移動目標のレーダ反射エコー１５と
同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブ
クラッタ１３内領域を見込むアンテナサイドローブ角度
を計算し、この俯角方向における上記主アンテナガード
アンテナ合成信号Ｓ２１の振幅が最小となるような可変
減衰器１８、可変移相器１９の最適設定値を求め、減衰
器制御信号Ｓ２５、移相器制御信号Ｓ２６として送出す
る働きをするクラッタ判定制御部８ｍが備わっている。
【００３２】次に動作について説明する。図２はアンテ
ナ開口面の構成を示す図である。主アンテナ４は多数の
素子アンテナ４ｂにより構成される面状のアレーアンテ
ナであり、その中央部にガードアンテナ１６が配設され
ている。上記ガードアンテナ１６は主アンテナ４を構成
する素子アンテナ４ｂと同種のものである。ここで主ア
ンテナ４の俯角方向の振幅、位相指向性図の例を図３に
示す。位相指向性図は開口中心をその位相中心（位相の
基準点）としたものである。図より主アンテナ４はサイ
ドローブレベルが−２０ｄＢ〜−４０ｄＢ程度となる振
幅指向性と、メインビーム領域以外では大きな角度特性
のある位相指向性を有していることがわかる。図４はガ
ードアンテナ１６の同じく俯角方向の振幅、位相指向性
図の例である。位相指向性の基準点はアンテナの中心で
ある。図より俯角９０゜までの範囲でゆるやかな変化を
示す振幅指向性と、この範囲で一定の位相指向性を有し
ていることがわかる。
ナ開口面の構成を示す図である。主アンテナ４は多数の
素子アンテナ４ｂにより構成される面状のアレーアンテ
ナであり、その中央部にガードアンテナ１６が配設され
ている。上記ガードアンテナ１６は主アンテナ４を構成
する素子アンテナ４ｂと同種のものである。ここで主ア
ンテナ４の俯角方向の振幅、位相指向性図の例を図３に
示す。位相指向性図は開口中心をその位相中心（位相の
基準点）としたものである。図より主アンテナ４はサイ
ドローブレベルが−２０ｄＢ〜−４０ｄＢ程度となる振
幅指向性と、メインビーム領域以外では大きな角度特性
のある位相指向性を有していることがわかる。図４はガ
ードアンテナ１６の同じく俯角方向の振幅、位相指向性
図の例である。位相指向性の基準点はアンテナの中心で
ある。図より俯角９０゜までの範囲でゆるやかな変化を
示す振幅指向性と、この範囲で一定の位相指向性を有し
ていることがわかる。
【００３３】処理の手順について説明する。まず装置は
通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の処理を行
う。このときは第１のスイッチ１７、第２のスイッチ２
１共その接点が図１におけるＡ側に接続されるように制
御されており、主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６と第１局
発信号源１ｃからの第１局発信号Ｓ５との第１のミキサ
５ｂでの混合により生成された第１の第１中間周波数信
号Ｓ１７が第１中間周波数信号Ｓ６として受信機６に入
力される。従来のパルスドップラーレーダ装置における
のと同様に、受信機６で生成されたビデオ信号Ｓ１３が
信号処理器８に入力され、周波数追尾処理部８ａにてド
ップラー周波数検出処理が行われる。このとき移動目標
１０に対しパルスドップラーレーダ装置搭載母機９が対
向接近する状況においてはクラッタスペクトラムと移動
目標からのレーダ反射エコー１５の関係は図１６（ａ）
に示すような関係となり良好な周波数追尾動作が可能で
あるが、移動目標１０に対しパルスドップラーレーダ装
置搭載母機９が追跡接近する状況においてはクラッタス
ペクトラムと移動目標からのレーダ反射エコー関係１５
が図１６（ｂ）に示すような関係となり良好な周波数追
尾動作が困難となる。クラッタ判定制御部８ｍに周波数
追尾処理部８ａから送られるドップラー周波数情報Ｓ２
２により、クラッタ判定制御部８ｍが上記クラッタスペ
クトラムと移動目標からのレーダ反射エコー１５の関係
を認識し、受信したビデオ信号Ｓ１３のレベル変動が大
きい等安定した周波数追尾が困難と判定した場合には、
スイッチ制御信号Ｓ２４により第１のスイッチ１７及び
第２のスイッチ２１の接点を図１のＢ側に倒すよう制御
を行う。この状態では、主アンテナ４で受信されサーキ
ュレータ３を通過した主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６が
フロントエンド５の主アンテナチャンネル５ｃで第１局
発信号Ｓ５と混合されることにより生成された第２の第
１中間周波数信号Ｓ１８と、ガードアンテナ１６で受信
されたガードアンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１９がフロントエ
ンド５内のガードアンテナチャンネル５ｆで第１局発信
号Ｓ５と混合されることにより生成された後、可変減衰
器１８、可変移相器１９で振幅、位相を調整された第３
の第１中間周波数信号Ｓ２０とが電力合成器２０に投入
されて合成され、主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ
２１となり、これが最終的な第１中間周波数信号Ｓ６と
して受信機６に入力されることになる。
通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の処理を行
う。このときは第１のスイッチ１７、第２のスイッチ２
１共その接点が図１におけるＡ側に接続されるように制
御されており、主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６と第１局
発信号源１ｃからの第１局発信号Ｓ５との第１のミキサ
５ｂでの混合により生成された第１の第１中間周波数信
号Ｓ１７が第１中間周波数信号Ｓ６として受信機６に入
力される。従来のパルスドップラーレーダ装置における
のと同様に、受信機６で生成されたビデオ信号Ｓ１３が
信号処理器８に入力され、周波数追尾処理部８ａにてド
ップラー周波数検出処理が行われる。このとき移動目標
１０に対しパルスドップラーレーダ装置搭載母機９が対
向接近する状況においてはクラッタスペクトラムと移動
目標からのレーダ反射エコー１５の関係は図１６（ａ）
に示すような関係となり良好な周波数追尾動作が可能で
あるが、移動目標１０に対しパルスドップラーレーダ装
置搭載母機９が追跡接近する状況においてはクラッタス
ペクトラムと移動目標からのレーダ反射エコー関係１５
が図１６（ｂ）に示すような関係となり良好な周波数追
尾動作が困難となる。クラッタ判定制御部８ｍに周波数
追尾処理部８ａから送られるドップラー周波数情報Ｓ２
２により、クラッタ判定制御部８ｍが上記クラッタスペ
クトラムと移動目標からのレーダ反射エコー１５の関係
を認識し、受信したビデオ信号Ｓ１３のレベル変動が大
きい等安定した周波数追尾が困難と判定した場合には、
スイッチ制御信号Ｓ２４により第１のスイッチ１７及び
第２のスイッチ２１の接点を図１のＢ側に倒すよう制御
を行う。この状態では、主アンテナ４で受信されサーキ
ュレータ３を通過した主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６が
フロントエンド５の主アンテナチャンネル５ｃで第１局
発信号Ｓ５と混合されることにより生成された第２の第
１中間周波数信号Ｓ１８と、ガードアンテナ１６で受信
されたガードアンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１９がフロントエ
ンド５内のガードアンテナチャンネル５ｆで第１局発信
号Ｓ５と混合されることにより生成された後、可変減衰
器１８、可変移相器１９で振幅、位相を調整された第３
の第１中間周波数信号Ｓ２０とが電力合成器２０に投入
されて合成され、主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ
２１となり、これが最終的な第１中間周波数信号Ｓ６と
して受信機６に入力されることになる。
【００３４】ここで電力合成器２０の第１の入力端子２
０ａで観測される第２の中間周波数信号Ｓ１８に変換さ
れた主アンテナ４の放射指向性ｆ1 （θ）、電力合成器
２０の第２の入力端子２０ｂで観測される第３の中間周
波数信号Ｓ２０に変換されたガードアンテナ１６の放射
指向性ｆ2 （θ）はそれぞれ数８、数９で表わされる。
０ａで観測される第２の中間周波数信号Ｓ１８に変換さ
れた主アンテナ４の放射指向性ｆ1 （θ）、電力合成器
２０の第２の入力端子２０ｂで観測される第３の中間周
波数信号Ｓ２０に変換されたガードアンテナ１６の放射
指向性ｆ2 （θ）はそれぞれ数８、数９で表わされる。
【００３５】
【数８】
【００３６】
【数９】
【００３７】ここでθは図１５の視線９ｃを基準とする
俯仰角、Ｇ1 （θ）、Φ1 （θ）はそれぞれ主アンテナ
４の入出力端子４ａで見た放射振幅指向性、放射位相指
向性、Ｇ2 （θ）、Φ2 （θ）はそれぞれガードアンテ
ナ１６の出力端子１６ａで見た放射振幅指向性、放射位
相指向性である。またｋ1 、δ1 はそれぞれ主アンテナ
４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１の入力端
子２０ａに至るまでの伝送経路の挿入損失、利得による
振幅係数と透過位相、ｋ2、δ2はそれぞれ主アンテナ１
６の出力端子１６ａから電力合成器２０の第２の入力端
子２０ｂに至るまでの伝送経路の挿入損失、利得による
振幅係数と透過位相である。電力合成器２０が等振幅、
等位相合成器であるものとすると、第２の中間周波数信
号Ｓ１８と第３の中間周波数信号Ｓ２０の合成出力であ
る主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の放射指向
性ｆ3 （θ）は数１０で表わすことができる。
俯仰角、Ｇ1 （θ）、Φ1 （θ）はそれぞれ主アンテナ
４の入出力端子４ａで見た放射振幅指向性、放射位相指
向性、Ｇ2 （θ）、Φ2 （θ）はそれぞれガードアンテ
ナ１６の出力端子１６ａで見た放射振幅指向性、放射位
相指向性である。またｋ1 、δ1 はそれぞれ主アンテナ
４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１の入力端
子２０ａに至るまでの伝送経路の挿入損失、利得による
振幅係数と透過位相、ｋ2、δ2はそれぞれ主アンテナ１
６の出力端子１６ａから電力合成器２０の第２の入力端
子２０ｂに至るまでの伝送経路の挿入損失、利得による
振幅係数と透過位相である。電力合成器２０が等振幅、
等位相合成器であるものとすると、第２の中間周波数信
号Ｓ１８と第３の中間周波数信号Ｓ２０の合成出力であ
る主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の放射指向
性ｆ3 （θ）は数１０で表わすことができる。
【００３８】
【数１０】
【００３９】前述したように移動目標からのレーダ反射
エコー１５はアンテナメインビーム９ａの照射により生
じ、サイドローブクラッタ１３、直下クラッタ１４はア
ンテナサイドローブ９ｂの照射により生じる。したがっ
てクラッタ環境下での目標捜索、探知性能を向上させる
にはアンテナメインビーム９ａによる受信電力に比して
のアンテナサイドローブ９ｂによる受信電力を低減すれ
ばよい。メインビーム方向の俯角は０であり、着目する
サイドローブ方向の俯角をθs とすると、ここで使用し
ている主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の放射
指向性ｆ3 （θ）において｜ｆ3 （θs ）｜が｜ｆ3
（０）｜に比して十分小さくなるようにすればよい。極
端な場合として｜ｆ3 （θs ）｜＝０となる場合を考え
ると数１０より数１１、数１２が同時に成立すればよい
ことになる。
エコー１５はアンテナメインビーム９ａの照射により生
じ、サイドローブクラッタ１３、直下クラッタ１４はア
ンテナサイドローブ９ｂの照射により生じる。したがっ
てクラッタ環境下での目標捜索、探知性能を向上させる
にはアンテナメインビーム９ａによる受信電力に比して
のアンテナサイドローブ９ｂによる受信電力を低減すれ
ばよい。メインビーム方向の俯角は０であり、着目する
サイドローブ方向の俯角をθs とすると、ここで使用し
ている主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の放射
指向性ｆ3 （θ）において｜ｆ3 （θs ）｜が｜ｆ3
（０）｜に比して十分小さくなるようにすればよい。極
端な場合として｜ｆ3 （θs ）｜＝０となる場合を考え
ると数１０より数１１、数１２が同時に成立すればよい
ことになる。
【００４０】
【数１１】
【００４１】
【数１２】
【００４２】主アンテナ４が図２に示すような素子アン
テナ数ｎのアレーアンテナであり、ガードアンテナ１６
が主アンテナ４を構成する単一の素子アンテナ４ｂと同
一なものである場合、通常主アンテナ４に対するガード
アンテナ１６の利得比Ｇ2 （０）／Ｇ1 （０）の値は概
ね１／ｍとなる。この利得比を加味し、振幅の縦軸をそ
れぞれのアンテナの出力端子４ａ、１６ａで見た利得と
して主アンテナ４及びガードアンテナ１６の放射指向性
を１つの図に併記したものが図５である。主アンテナの
指向性のサイドローブ領域において主アンテナ指向性の
振幅Ｇ1 （θｓ）はガードアンテナ指向性の振幅Ｇ２
（θs ）よりも低く、Ｇ1 （θs ）＜Ｇ2（θs ）が成
立している。したがって電力合成器２０が等位相、等振
幅の合成器である場合には、サイドロ−ブレベルが０、
即ち｜ｆ3（θs）｜＝０となる条件式のうち数１１が成
立するためにはＬ1 ＞Ｌ2 でなければならない。即ち主
アンテナ４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１
の入力端子２０ａに至る伝送経路の減衰量に比してガー
ドアンテナ１６の出力端子１６ａから電力合成器２０の
第２の入力端子２０ｂに至る伝送経路の減衰量を大きく
しなければならないが、ガードアンテナ１６の出力端子
１６ａから電力合成器２０の第２の入力端子２０ｂに至
る伝送経路には可変減衰器１８が挿入されているので、
この減衰量を調整することで上記の条件を満足させるこ
とは可能である。また｜ｆ3 （θs ）｜＝０となるため
のもうひとつの条件式である数１２を成立させるための
伝送経路内透過位相の調整は同じくガードアンテナ１６
の出力端子１６ａから電力合成器２０の第２の入力端子
２０ｂに至る伝送経路に挿入された可変移相器１９の移
相量を調整することで可能となる。
テナ数ｎのアレーアンテナであり、ガードアンテナ１６
が主アンテナ４を構成する単一の素子アンテナ４ｂと同
一なものである場合、通常主アンテナ４に対するガード
アンテナ１６の利得比Ｇ2 （０）／Ｇ1 （０）の値は概
ね１／ｍとなる。この利得比を加味し、振幅の縦軸をそ
れぞれのアンテナの出力端子４ａ、１６ａで見た利得と
して主アンテナ４及びガードアンテナ１６の放射指向性
を１つの図に併記したものが図５である。主アンテナの
指向性のサイドローブ領域において主アンテナ指向性の
振幅Ｇ1 （θｓ）はガードアンテナ指向性の振幅Ｇ２
（θs ）よりも低く、Ｇ1 （θs ）＜Ｇ2（θs ）が成
立している。したがって電力合成器２０が等位相、等振
幅の合成器である場合には、サイドロ−ブレベルが０、
即ち｜ｆ3（θs）｜＝０となる条件式のうち数１１が成
立するためにはＬ1 ＞Ｌ2 でなければならない。即ち主
アンテナ４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１
の入力端子２０ａに至る伝送経路の減衰量に比してガー
ドアンテナ１６の出力端子１６ａから電力合成器２０の
第２の入力端子２０ｂに至る伝送経路の減衰量を大きく
しなければならないが、ガードアンテナ１６の出力端子
１６ａから電力合成器２０の第２の入力端子２０ｂに至
る伝送経路には可変減衰器１８が挿入されているので、
この減衰量を調整することで上記の条件を満足させるこ
とは可能である。また｜ｆ3 （θs ）｜＝０となるため
のもうひとつの条件式である数１２を成立させるための
伝送経路内透過位相の調整は同じくガードアンテナ１６
の出力端子１６ａから電力合成器２０の第２の入力端子
２０ｂに至る伝送経路に挿入された可変移相器１９の移
相量を調整することで可能となる。
【００４３】信号処理器８内のメモリ８ｋには主アンテ
ナ４の指向性データであるＧ1 （θ）、Φ1 （θ）及び
ガードアンテナ１６の指向性データであるＧ2 （θ）、
Φ2（θ）が保持記憶されているので、周波数追尾処理
部８ａにおける処理の結果サイドローブクラッタ１３内
に移動目標からのレーダ反射エコー１５が検出されたと
き、周波数追尾処理部８ａはこの情報をクラッタ判定制
御部８ｍにドップラー周波数情報信号Ｓ２２として送
る。クラッタ判定制御部８ｍではそのドップラー周波数
と同じ周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ
領域を見込むアンテナメインビーム９ａの方向（アンテ
ナ正面方向）から測ったサイドローブ角度θs を数１３
の計算により求める。（図９のＳ６）
ナ４の指向性データであるＧ1 （θ）、Φ1 （θ）及び
ガードアンテナ１６の指向性データであるＧ2 （θ）、
Φ2（θ）が保持記憶されているので、周波数追尾処理
部８ａにおける処理の結果サイドローブクラッタ１３内
に移動目標からのレーダ反射エコー１５が検出されたと
き、周波数追尾処理部８ａはこの情報をクラッタ判定制
御部８ｍにドップラー周波数情報信号Ｓ２２として送
る。クラッタ判定制御部８ｍではそのドップラー周波数
と同じ周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ
領域を見込むアンテナメインビーム９ａの方向（アンテ
ナ正面方向）から測ったサイドローブ角度θs を数１３
の計算により求める。（図９のＳ６）
【００４４】
【数１３】
【００４５】数１３の右辺のパラメータのうちｆt は周
波数追尾処理部８ａで、Ｖm は慣性装置７でそれぞれ検
出（図９のＳ１、Ｓ２）される既知量である。また角度
θ0は慣性装置７で検出されるパルスドップラーレーダ
装置搭載母機機軸偏向角θeとアンテナ首振り角θx の
和として知ることができる量（図９のＳ３〜Ｓ５）であ
る。したがって、この俯角θs の方向で主アンテナガー
ドアンテナ合成信号Ｓ２１の放射振幅指向性｜ｆ3 （θ
s ）｜が０となるように、即ち数１１、数１２が成立す
るようにＬ2 ／Ｌ1 の値及びδ2 −δ1 の値を設定する
ことができる。メモリ８ｋには上記の指向性データＧ1
（θ）、Φ1 （θ）、Ｇ2 （θ）、Φ2（θ）の他に主
アンテナ４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１
の入力端子２０ａに至る伝送経路の振幅係数Ｌ1 、透過
位相δ1 の値も固定量として保持記憶させるようにして
おけば、クラッタ判定制御部８ｍではこれらのデータＳ
２３をメモリ８ｋから読み出して所望のＬ2 値、δ2 値
を計算し（図９のＳ７、Ｓ８）、その結果から可変減衰
器１８の最適減衰量設定値、可変移相器１９の最適移相
量設定値を求め、これらをそれぞれ減衰器制御信号Ｓ２
５、移相器制御信号Ｓ２６に乗せて可変減衰器１８、可
変移相器１９に送ることができる。（図９のＳ９）以上
が主アンテナ４のアンテナメインビーム９ａの方向から
測った固定の角度θs に観測されるサイドローブクラッ
タ１３のレベルを低減するための処理の流れである。
波数追尾処理部８ａで、Ｖm は慣性装置７でそれぞれ検
出（図９のＳ１、Ｓ２）される既知量である。また角度
θ0は慣性装置７で検出されるパルスドップラーレーダ
装置搭載母機機軸偏向角θeとアンテナ首振り角θx の
和として知ることができる量（図９のＳ３〜Ｓ５）であ
る。したがって、この俯角θs の方向で主アンテナガー
ドアンテナ合成信号Ｓ２１の放射振幅指向性｜ｆ3 （θ
s ）｜が０となるように、即ち数１１、数１２が成立す
るようにＬ2 ／Ｌ1 の値及びδ2 −δ1 の値を設定する
ことができる。メモリ８ｋには上記の指向性データＧ1
（θ）、Φ1 （θ）、Ｇ2 （θ）、Φ2（θ）の他に主
アンテナ４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１
の入力端子２０ａに至る伝送経路の振幅係数Ｌ1 、透過
位相δ1 の値も固定量として保持記憶させるようにして
おけば、クラッタ判定制御部８ｍではこれらのデータＳ
２３をメモリ８ｋから読み出して所望のＬ2 値、δ2 値
を計算し（図９のＳ７、Ｓ８）、その結果から可変減衰
器１８の最適減衰量設定値、可変移相器１９の最適移相
量設定値を求め、これらをそれぞれ減衰器制御信号Ｓ２
５、移相器制御信号Ｓ２６に乗せて可変減衰器１８、可
変移相器１９に送ることができる。（図９のＳ９）以上
が主アンテナ４のアンテナメインビーム９ａの方向から
測った固定の角度θs に観測されるサイドローブクラッ
タ１３のレベルを低減するための処理の流れである。
【００４６】実際には主アンテナ４、ガードアンテナ１
６の指向性に応じて一定の俯角範囲を設定し、この角度
範囲内で主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の指
向性ｆ3 （θ）におけるサイドローブレベルが平均的に
低くなるようなＬ2 、δ2 の値を選定してやるのがより
実用的な信号処理アルゴリズ である。ここではその実
例１として俯角範囲約５０゜〜６５゜、実例２として俯
角範囲約４５゜〜５０゜、実例３として俯角範囲約３５
゜〜４５゜のサイドローブレベルが平均的に低減される
ように可変減衰器１８、可変移相器１９の制御を行った
例を示す。実例１においてはＬ2 ／Ｌ1 ＝１／√２（−
３ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝−９０゜、実例２においてはＬ
2 ／Ｌ1 ＝０．３９８（−８ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝−１
２０゜、実例３においてはＬ2 ／Ｌ1 ＝０．３９８（−
８ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝１８０゜となるよう振幅、位相
制御が行われている。実例１、実例２、実例３に対応す
る主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の振幅指向
性｜ｆ3 （θ）｜の計算値を表示したものをそれぞれ図
６、図７、図８に示す。これらの図に併記した主アンテ
ナ４の指向性及びガードアンテナ１６の指向性Ｇ1
（θ）、Ｇ2 （θ）は、それぞれ電力合成器２０の第１
の入力端子２０ａ、第２の入力端子２０ｂで観測される
ものであり、主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１
の振幅指向性レベル｜ｆ3 （θ）｜と主アンテナでの受
信信号である第２の第１中間周波数信号Ｓ１８の振幅指
向性レベルＧ1 （θ）との差異はガードアンテナ受信信
号である第３の第１中間周波数信号Ｓ２０との合成によ
って生じるものである。図を見るとメインビーム正面
（俯角０゜方向）の振幅レベルも低下しているが、着目
するサイドローブ角度方向範囲におけるサイドローブレ
ベルの低下量は２０ｄＢ程度と大きく、この方向のアン
テナサイドローブ９ａが大地１１を照射することによっ
て生じるサイドローブクラッタ１３のレベルを低下させ
る効果が大であることを期待させる。以上のような処理
の流れをフローチャートとして図示したものが図９であ
る。このような閉ループ制御を一定の時間間隔で実行す
ることにより、減衰器制御信号Ｓ２５、移相器制御信号
Ｓ２６によって可変移相器１８の減衰量、可変移相器１
９の移相量がその都度最適値に設定され、時々刻々変化
する移動目標１０のドップラー周波数に対応する俯角方
向のサイドローブクラッタ１３のレベルを適宜低下させ
ることができ、移動目標のレーダ反射エコー１５検出時
のＳＣ比（信号対クラッタ比）を向上させることができ
る。この効果を概念的に示したものが図１０である。
６の指向性に応じて一定の俯角範囲を設定し、この角度
範囲内で主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の指
向性ｆ3 （θ）におけるサイドローブレベルが平均的に
低くなるようなＬ2 、δ2 の値を選定してやるのがより
実用的な信号処理アルゴリズ である。ここではその実
例１として俯角範囲約５０゜〜６５゜、実例２として俯
角範囲約４５゜〜５０゜、実例３として俯角範囲約３５
゜〜４５゜のサイドローブレベルが平均的に低減される
ように可変減衰器１８、可変移相器１９の制御を行った
例を示す。実例１においてはＬ2 ／Ｌ1 ＝１／√２（−
３ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝−９０゜、実例２においてはＬ
2 ／Ｌ1 ＝０．３９８（−８ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝−１
２０゜、実例３においてはＬ2 ／Ｌ1 ＝０．３９８（−
８ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝１８０゜となるよう振幅、位相
制御が行われている。実例１、実例２、実例３に対応す
る主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の振幅指向
性｜ｆ3 （θ）｜の計算値を表示したものをそれぞれ図
６、図７、図８に示す。これらの図に併記した主アンテ
ナ４の指向性及びガードアンテナ１６の指向性Ｇ1
（θ）、Ｇ2 （θ）は、それぞれ電力合成器２０の第１
の入力端子２０ａ、第２の入力端子２０ｂで観測される
ものであり、主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１
の振幅指向性レベル｜ｆ3 （θ）｜と主アンテナでの受
信信号である第２の第１中間周波数信号Ｓ１８の振幅指
向性レベルＧ1 （θ）との差異はガードアンテナ受信信
号である第３の第１中間周波数信号Ｓ２０との合成によ
って生じるものである。図を見るとメインビーム正面
（俯角０゜方向）の振幅レベルも低下しているが、着目
するサイドローブ角度方向範囲におけるサイドローブレ
ベルの低下量は２０ｄＢ程度と大きく、この方向のアン
テナサイドローブ９ａが大地１１を照射することによっ
て生じるサイドローブクラッタ１３のレベルを低下させ
る効果が大であることを期待させる。以上のような処理
の流れをフローチャートとして図示したものが図９であ
る。このような閉ループ制御を一定の時間間隔で実行す
ることにより、減衰器制御信号Ｓ２５、移相器制御信号
Ｓ２６によって可変移相器１８の減衰量、可変移相器１
９の移相量がその都度最適値に設定され、時々刻々変化
する移動目標１０のドップラー周波数に対応する俯角方
向のサイドローブクラッタ１３のレベルを適宜低下させ
ることができ、移動目標のレーダ反射エコー１５検出時
のＳＣ比（信号対クラッタ比）を向上させることができ
る。この効果を概念的に示したものが図１０である。
【００４７】尚上記の説明では、手順の最初に実施する
通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の周波数追尾
処理によりサイドローブクラッタ１３内に競合して存在
する移動目標のレーダ反射エコー１５を検出することが
でき、放射指向性のサイドロ−ブレベルを低減すベき俯
角方向を知ることができた場合の、その後の安定追尾継
続のための処理について記述したが、上記最初の手順に
おいてサイドローブクラッタ１３のレベルが高すぎて移
動目標のレーダ反射エコー１５の初期検出すらできなか
った場合には、第１のスイッチ１７、第２のスイッチ２
１の接続をＢ側に切換えて主アンテナガードアンテナ合
成信号Ｓ２１を使用するようにし、上記で説明したのと
同様の処理により放射指向性のサイドローブを低減する
限定俯角範囲を順次変化させることにより移動目標のレ
ーダ反射エコー１５を検出するようにすれば、その後の
動作は前記と同様に行わせることができる。
通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の周波数追尾
処理によりサイドローブクラッタ１３内に競合して存在
する移動目標のレーダ反射エコー１５を検出することが
でき、放射指向性のサイドロ−ブレベルを低減すベき俯
角方向を知ることができた場合の、その後の安定追尾継
続のための処理について記述したが、上記最初の手順に
おいてサイドローブクラッタ１３のレベルが高すぎて移
動目標のレーダ反射エコー１５の初期検出すらできなか
った場合には、第１のスイッチ１７、第２のスイッチ２
１の接続をＢ側に切換えて主アンテナガードアンテナ合
成信号Ｓ２１を使用するようにし、上記で説明したのと
同様の処理により放射指向性のサイドローブを低減する
限定俯角範囲を順次変化させることにより移動目標のレ
ーダ反射エコー１５を検出するようにすれば、その後の
動作は前記と同様に行わせることができる。
【００４８】また上記の説明では、可変減衰器、可変移
相器により振幅、位相を調整された第３の第１中間周波
数信号と第２の第１中間周波数信号とを合成して主アン
テナガードアンテナ合成信号を生成する電力合成器とし
て等振幅、等位相の合成器を使用する場合について示し
たが、これは不等振幅の電力合成器あるいは方向性結合
器であってもよく、第３の第１中間周波数信号Ｓ２０に
対する第２の第１中間周波数信号Ｓ１８の合成振幅比が
大きくなるような電力合成器あるいは方向性結合器を用
いることにより主アンテナガードアンテナ合成信号のア
ンテナメインビーム正面方向の電力合成によるレベル低
下を少なく抑えることができる。
相器により振幅、位相を調整された第３の第１中間周波
数信号と第２の第１中間周波数信号とを合成して主アン
テナガードアンテナ合成信号を生成する電力合成器とし
て等振幅、等位相の合成器を使用する場合について示し
たが、これは不等振幅の電力合成器あるいは方向性結合
器であってもよく、第３の第１中間周波数信号Ｓ２０に
対する第２の第１中間周波数信号Ｓ１８の合成振幅比が
大きくなるような電力合成器あるいは方向性結合器を用
いることにより主アンテナガードアンテナ合成信号のア
ンテナメインビーム正面方向の電力合成によるレベル低
下を少なく抑えることができる。
【００４９】
【発明の効果】この発明は以上に説明したように構成さ
れているので、以下に記載される効果がある。
れているので、以下に記載される効果がある。
【００５０】第１の発明によれば、面状の開口を有する
主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガードアン
テナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受信信
号の振幅、位相を調整手段により調整し、これと主アン
テナでの受信信号とを電力合成器により合成した信号が
受信機に入力されるような構成とし、信号処理器ではド
ップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブクラッ
タのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標のドッ
プラー周波数が含まれるか否か、即ち搭載母機が目標に
対する対向接近状態にあるか追跡接近状態にあるかを判
定し、含まれる場合即ち追跡接近状態にある場合は上記
移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成
分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むア
ンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角
方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の
振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処
理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアン
テナの振幅、位相指向性データから計算によって求め、
上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにしたの
で、目標からのレーダ反射エコーの存在するドップラー
周波数軸上の位置にあってこれと競合するサイドローブ
クラッタ受信レベルを低減することにより目標検出のＳ
／Ｃ比を向上させて、目標に対する追跡接近状態におい
ても安定した周波数追尾動作が可能な、パルスドップラ
ーレーダ装置を得ることができるという効果がある。
主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガードアン
テナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受信信
号の振幅、位相を調整手段により調整し、これと主アン
テナでの受信信号とを電力合成器により合成した信号が
受信機に入力されるような構成とし、信号処理器ではド
ップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブクラッ
タのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標のドッ
プラー周波数が含まれるか否か、即ち搭載母機が目標に
対する対向接近状態にあるか追跡接近状態にあるかを判
定し、含まれる場合即ち追跡接近状態にある場合は上記
移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成
分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むア
ンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角
方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の
振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処
理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアン
テナの振幅、位相指向性データから計算によって求め、
上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにしたの
で、目標からのレーダ反射エコーの存在するドップラー
周波数軸上の位置にあってこれと競合するサイドローブ
クラッタ受信レベルを低減することにより目標検出のＳ
／Ｃ比を向上させて、目標に対する追跡接近状態におい
ても安定した周波数追尾動作が可能な、パルスドップラ
ーレーダ装置を得ることができるという効果がある。
【００５１】また第２の発明によれば、面状の開口を有
する主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガード
アンテナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受
信信号の振幅、位相を調整手段により調整し、また主ア
ンテナでの受信信号の出力部には第１のスイッチを設け
て第１の主アンテナ受信信号と第２の主アンテナ受信信
号を切換出力できるようにし、第２の主アンテナ受信信
号と振幅、位相調整手段を通った後のガードアンテナ受
信信号とを電力合成器により合成した信号と第１の主ア
ンテナ受信信号とを選択切換して受信機に入力できるよ
うにするための第２のスイッチを設けた構成とし、信号
処理器ではドップラー周波数追尾信号処理によりサイド
ローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移
動目標のドップラー周波数が含まれるか否か、即ち搭載
母機が目標に対する対向接近状態にあるか追跡接近状態
にあるかを判定し、含まれない場合即ち対向接近状態に
ある場合には第１の主アンテナ受信信号を受信信号とし
て使用するようにスイッチを接続して通常のパルスドッ
プラーレーダ装置と同様の受信信号処理を行うように
し、含まれる場合即ち追跡接近状態にある場合には第２
の主アンテナ受信信号と振幅、位相調整手段を通った後
のガードアンテナ受信信号とを電力合成器により合成し
た信号を受信信号として使用するようにスイッチを接続
し、上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー
周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を
見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、
この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合
成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値
を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガ
ードアンテナの振幅、位相指向性データから計算によっ
て求め、上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるよう
にしたので、目標に対する追跡接近時においては目標か
らのレーダ反射エコーの存在するドップラー周波数軸上
の位置にあってこれと競合するサイドローブクラッタ受
信レベルを低減することにより目標検出のＳ／Ｃ比を向
上させて安定した周波数追尾動作を可能とするととも
に、目標に対する対向接近時においては通常のパルスド
ップラーレーダ装置と同様な単純な回路構成を取ること
により信号受信レベルの低下を避け、通常の単純な信号
処理により目標検出を行うことができるという、よりフ
レキシブルなパルスドップラーレーダ装置を得ることが
できるという効果がある。
する主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガード
アンテナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受
信信号の振幅、位相を調整手段により調整し、また主ア
ンテナでの受信信号の出力部には第１のスイッチを設け
て第１の主アンテナ受信信号と第２の主アンテナ受信信
号を切換出力できるようにし、第２の主アンテナ受信信
号と振幅、位相調整手段を通った後のガードアンテナ受
信信号とを電力合成器により合成した信号と第１の主ア
ンテナ受信信号とを選択切換して受信機に入力できるよ
うにするための第２のスイッチを設けた構成とし、信号
処理器ではドップラー周波数追尾信号処理によりサイド
ローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移
動目標のドップラー周波数が含まれるか否か、即ち搭載
母機が目標に対する対向接近状態にあるか追跡接近状態
にあるかを判定し、含まれない場合即ち対向接近状態に
ある場合には第１の主アンテナ受信信号を受信信号とし
て使用するようにスイッチを接続して通常のパルスドッ
プラーレーダ装置と同様の受信信号処理を行うように
し、含まれる場合即ち追跡接近状態にある場合には第２
の主アンテナ受信信号と振幅、位相調整手段を通った後
のガードアンテナ受信信号とを電力合成器により合成し
た信号を受信信号として使用するようにスイッチを接続
し、上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー
周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を
見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、
この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合
成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値
を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガ
ードアンテナの振幅、位相指向性データから計算によっ
て求め、上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるよう
にしたので、目標に対する追跡接近時においては目標か
らのレーダ反射エコーの存在するドップラー周波数軸上
の位置にあってこれと競合するサイドローブクラッタ受
信レベルを低減することにより目標検出のＳ／Ｃ比を向
上させて安定した周波数追尾動作を可能とするととも
に、目標に対する対向接近時においては通常のパルスド
ップラーレーダ装置と同様な単純な回路構成を取ること
により信号受信レベルの低下を避け、通常の単純な信号
処理により目標検出を行うことができるという、よりフ
レキシブルなパルスドップラーレーダ装置を得ることが
できるという効果がある。
【００５２】また第３の発明によれば、第２の発明と同
様の構成とし、搭載母機が移動目標に対して追跡接近状
態にある場合に目標のドップラー周波数と同じドップラ
ー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域
を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求
め、この俯角方向における主アンテナガードアンテナ合
成信号の振幅が最小となるような調整手段の設定値を信
号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガード
アンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求
めるという処理を一定の時間周期で実施して情報を更新
し、搭載母機と移動目標の相対運動に伴って時々刻々変
化する制御信号として上記振幅、位相調整手段の制御を
行わせるようにしたので、遭遇し得る全ての状況下で良
好な目標探知、追尾性能を得ることが可能な、適用用途
範囲の広いパルスドップラーレーダ装置を得ることがで
きるという効果がある。
様の構成とし、搭載母機が移動目標に対して追跡接近状
態にある場合に目標のドップラー周波数と同じドップラ
ー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域
を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求
め、この俯角方向における主アンテナガードアンテナ合
成信号の振幅が最小となるような調整手段の設定値を信
号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガード
アンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求
めるという処理を一定の時間周期で実施して情報を更新
し、搭載母機と移動目標の相対運動に伴って時々刻々変
化する制御信号として上記振幅、位相調整手段の制御を
行わせるようにしたので、遭遇し得る全ての状況下で良
好な目標探知、追尾性能を得ることが可能な、適用用途
範囲の広いパルスドップラーレーダ装置を得ることがで
きるという効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置を示すブロック図である。
レーダ装置を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置のアンテナ開口面の構成を示す図である。
レーダ装置のアンテナ開口面の構成を示す図である。
【図３】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置の主アンテナの放射指向性の例を示す図であ
る。
レーダ装置の主アンテナの放射指向性の例を示す図であ
る。
【図４】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置のガードアンテナの放射指向性の例を示す図
である。
レーダ装置のガードアンテナの放射指向性の例を示す図
である。
【図５】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置の主アンテナの放射指向性及びガードアンテ
ナの放射指向性の例を示す図である。
レーダ装置の主アンテナの放射指向性及びガードアンテ
ナの放射指向性の例を示す図である。
【図６】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号
の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減
の実例１の効果を示す図である。
レーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号
の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減
の実例１の効果を示す図である。
【図７】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号
の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減
の実例２の効果を示す図である。
レーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号
の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減
の実例２の効果を示す図である。
【図８】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号
の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減
の実例３の効果を示す図である。
レーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号
の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減
の実例３の効果を示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態１のパルスドップラー
レーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号
の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減
処理の流れを示すフローチャートである。
レーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号
の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減
処理の流れを示すフローチャートである。
【図１０】 この発明の実施の形態１のパルスドップラ
ーレーダ装置における限定範囲内サイドローブクラッタ
レベル低減による目標検出Ｓ／Ｃ比改善の効果を示す概
念図である。
ーレーダ装置における限定範囲内サイドローブクラッタ
レベル低減による目標検出Ｓ／Ｃ比改善の効果を示す概
念図である。
【図１１】 従来のパルスドップラーレーダ装置を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１２】 パルスドップラーレーダ装置の周波数追尾
ループの機能系統図である。
ループの機能系統図である。
【図１３】 パルスドップラーレーダ装置の送信ＲＦ信
号の波形を示す図である。
号の波形を示す図である。
【図１４】 パルスドップラーレーダ装置に用いられる
パルス変調波のスペクトラムを示す図である。
パルス変調波のスペクトラムを示す図である。
【図１５】 移動目標の探知について説明するための図
である。
である。
【図１６】 従来のパルスドップラーレーダ装置におけ
るクラッタスペクトラムと移動目標からのレーダ反射エ
コーの関係を示す図である。
るクラッタスペクトラムと移動目標からのレーダ反射エ
コーの関係を示す図である。
１ 励振器、１ａ 送信ＲＦ信号源、１ｂ 第１局発信
号源、１ｃ 第２局発信号源、１ｄ ドップラー補償信
号源、１ｅ 第３局発信号源、１ｆ 基準信号源、２
送信機、３ サーキュレータ、４ 主アンテナ、４ａ
入出力端子、４ｂ 素子アンテナ、５ フロントエン
ド、５ａ 低雑音増幅器、５ｂ ミキサ、５ｃ 主アン
テナチャンネル、５ｄ 低雑音増幅器、５ｅ ミキサ、
５ｆ ガードアンテナチャンネル、５ｇ 電力分配器、
６ 受信機、６ａ ミキサ、６ｂミキサ、６ｃ 帯域通
過フィルタ、６ｄ ミキサ、７ 慣性装置、８ 信号処
理器、８ａ 周波数追尾処理部、８ｂ Ａ／Ｄ変換部、
８ｃ ＦＥＴ処理部、８ｄ周波数追尾誤差計算部、８ｅ
積分器、８ｆ 機軸加速度補償計算部、８ｇ周波数変
化率計算部、８ｈ 積分器、８ｉ 加算器、８ｊ ドッ
プラー補償制御計算部、８ｋ メモリ、８ｍ クラッタ
判定制御部、９ パルスドップラーレーダ装置搭載母
機、１０ 移動目標、１１ 大地、１６ ガードアンテ
ナ、１６ａ出力端子、１７ スイッチ、１８ 可変減衰
器、１９ 可変移相器、２０ 電力合成器、２０ａ 入
力端子、２０ｂ 入力端子、２１ スイッチ。
号源、１ｃ 第２局発信号源、１ｄ ドップラー補償信
号源、１ｅ 第３局発信号源、１ｆ 基準信号源、２
送信機、３ サーキュレータ、４ 主アンテナ、４ａ
入出力端子、４ｂ 素子アンテナ、５ フロントエン
ド、５ａ 低雑音増幅器、５ｂ ミキサ、５ｃ 主アン
テナチャンネル、５ｄ 低雑音増幅器、５ｅ ミキサ、
５ｆ ガードアンテナチャンネル、５ｇ 電力分配器、
６ 受信機、６ａ ミキサ、６ｂミキサ、６ｃ 帯域通
過フィルタ、６ｄ ミキサ、７ 慣性装置、８ 信号処
理器、８ａ 周波数追尾処理部、８ｂ Ａ／Ｄ変換部、
８ｃ ＦＥＴ処理部、８ｄ周波数追尾誤差計算部、８ｅ
積分器、８ｆ 機軸加速度補償計算部、８ｇ周波数変
化率計算部、８ｈ 積分器、８ｉ 加算器、８ｊ ドッ
プラー補償制御計算部、８ｋ メモリ、８ｍ クラッタ
判定制御部、９ パルスドップラーレーダ装置搭載母
機、１０ 移動目標、１１ 大地、１６ ガードアンテ
ナ、１６ａ出力端子、１７ スイッチ、１８ 可変減衰
器、１９ 可変移相器、２０ 電力合成器、２０ａ 入
力端子、２０ｂ 入力端子、２１ スイッチ。
Claims (3)
- 【請求項１】 飛しょう体に搭載され、パルス変調され
たＲＦ信号を送信する送信機と、上記送信機から送出さ
れるＲＦ信号を空間に放射し、目標からの反射信号を受
信するアンテナと、上記アンテナでの受信ＲＦ信号を増
幅し更に中間周波数信号に変換するフロントエンドと、
上記フロントエンドから送出される中間周波数信号の受
信処理を行う受信機と、ＲＦ原信号の発振、上記フロン
トエンド及び受信機で周波数変換を行うに必要な局発信
号の送出及び目標の速度追尾に必要なドップラー周波数
補償信号の送出を行う励振器と、上記受信機で受信処理
された受信信号を受け、目標検出、追尾等の各種処理を
行う信号処理器とから成り、検知、追尾対象の移動目標
と搭載母体となる飛しょう体との速度差によって生じる
ドップラー周波数を検知することでクラッタから移動目
標を抽出分離して追尾を行うパルスドップラーレーダ装
置において、面状の開口を有する主アンテナと、上記主
アンテナの開口中央部に配設した広い指向性を持つガー
ドアンテナと、上記ガードアンテナによる受信信号の振
幅、位相をそれぞれ変化させる調整手段と、上記主アン
テナでの受信信号と上記調整手段により振幅、位相を調
整された後のガードアンテナ受信信号とを合成して主ア
ンテナガードアンテナ合成信号を生成する信号合成器
と、上記主アンテナ及びガードアンテナの振幅指向性、
位相指向性データ等を保持記憶するメモリ及びその読み
出し手段と、主アンテナのサイドローブにより受信され
るサイドローブクラッタのドップラー周波数スペクトラ
ム内に移動目標からのレーダ反射エコーのドップラー周
波数が含まれる場合には、上記移動目標のドップラー周
波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイド
ローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角
度を計算により求め、この俯角方向における上記主アン
テナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような
上記調整手段の振幅、位相の設定値を上記メモリに保存
された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向
性データから計算によって求め、これを制御信号として
上記調整手段に送出する手段とを備えたことを特徴とす
るパルスドップラーレーダ装置。 - 【請求項２】 飛しょう体に搭載され、パルス変調され
たＲＦ信号を送信する送信機と、上記送信機から送出さ
れるＲＦ信号を空間に放射し、目標からの反射信号を受
信するアンテナと、上記アンテナでの受信ＲＦ信号を増
幅し更に中間周波数信号に変換するフロントエンドと、
上記フロントエンドから送出される中間周波数信号の受
信処理を行う受信機と、ＲＦ原信号の発振、上記フロン
トエンド及び受信機で周波数変換を行うに必要な局発信
号の送出及び目標の速度追尾に必要なドップラー周波数
補償信号の送出を行う励振器と、上記受信機で受信処理
された受信信号を受け、目標検出、追尾等の各種処理を
行う信号処理器とから成り、検知、追尾対象の移動目標
と搭載母体となる飛しょう体との速度差によって生じる
ドップラー周波数を検知することでクラッタから移動目
標を抽出分離して追尾を行うパルスドップラーレーダ装
置において、面状の開口を有する主アンテナと、上記主
アンテナの開口中央部に配設した広い指向性を持つガー
ドアンテナと、上記ガードアンテナによる受信信号出力
部に設けられ、上記ガードアンテナ受信信号の振幅、位
相をそれぞれ変化させる調整手段と、主アンテナでの受
信信号出力部に設けられ、上記主アンテナでの受信信号
を第１の主アンテナ受信信号と第２の主アンテナ受信信
号に選択切換出力させる第１のスイッチと、上記第２の
主アンテナ受信信号と上記調整手段により振幅、位相を
調整された後のガードアンテナ受信信号とを合成して主
アンテナガードアンテナ合成信号を生成する信号合成器
と、上記主アンテナガードアンテナ合成信号あるいは第
１の主アンテナ受信信号のいずれを第１中間周波数信号
周波数信号として受信機に入力するかを選択切換する第
２のスイッチと、上記主アンテナ及びガードアンテナの
振幅指向性、位相指向性データ等を保持記憶するメモリ
及びその読み出し手段と、主アンテナのサイドローブに
より受信されるサイドローブクラッタのドップラー周波
数スペクトラム内に移動目標からレーダ反射エコーのド
ップラー周波数が含まれるか否かで検知、追尾対象目標
が追跡接近目標であるか対向接近目標であるかを判定
し、追跡接近目標であると判定した場合には主アンテナ
ガードアンテナ合成信号を、また対向接近目標であると
判定した場合には、主アンテナ受信信号を目標検出、追
尾処理に使用するよう上記２つのスイッチの接続を制御
する手段と、追跡接近目標の検出、追尾処理に際しては
上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波
数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込
むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この
俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信
号の振幅が最小となるような上記調整手段の振幅、位相
の設定値を上記メモリに保存された主アンテナ及びガー
ドアンテナの振幅、位相指向性データから計算によって
求め、これを制御信号として上記調整手段に送出する手
段とを備えたことを特徴とするパルスドップラーレーダ
装置。 - 【請求項３】 搭載母機が移動目標に対して追跡接近状
態にある場合に、目標のドップラー周波数と同じドップ
ラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領
域を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求
め、この俯角方向における主アンテナガードアンテナ合
成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の振幅、
位相の設定値を信号処理器内のメモリに保存された主ア
ンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データか
ら計算によって求めるという処理を一定の時間周期で実
施して情報を更新し、搭載母機と移動目標の相対運動に
伴って時々刻々変化する制御信号として上記調整手段の
制御を行わせるようにしたことを特徴とする請求項２に
記載のパルスドップラーレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07406998A JP3707235B2 (ja) | 1998-03-23 | 1998-03-23 | パルスドップラーレーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07406998A JP3707235B2 (ja) | 1998-03-23 | 1998-03-23 | パルスドップラーレーダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11271436A true JPH11271436A (ja) | 1999-10-08 |
| JP3707235B2 JP3707235B2 (ja) | 2005-10-19 |
Family
ID=13536536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07406998A Expired - Lifetime JP3707235B2 (ja) | 1998-03-23 | 1998-03-23 | パルスドップラーレーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3707235B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002196069A (ja) * | 2000-12-25 | 2002-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| WO2006086605A2 (en) * | 2005-02-10 | 2006-08-17 | Automotive Systems Laboratory, Inc. | Automotive radar system with guard beam |
| CN113534115A (zh) * | 2021-05-31 | 2021-10-22 | 中国船舶重工集团公司第七一五研究所 | 一种主被动联合处理的声纳目标高精度线谱提取方法 |
| CN114818142A (zh) * | 2022-05-11 | 2022-07-29 | 南京航空航天大学 | 一种弹道导弹天线罩头罩幅相补偿仿真方法及系统 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59105576A (ja) * | 1982-12-09 | 1984-06-18 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | レ−ダ装置 |
| JPH01314984A (ja) * | 1988-06-16 | 1989-12-20 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JPH0445981U (ja) * | 1990-08-21 | 1992-04-20 | ||
| JPH06138219A (ja) * | 1992-10-30 | 1994-05-20 | Toshiba Corp | 移動目標検出レーダ装置 |
| JPH06242215A (ja) * | 1993-02-15 | 1994-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
-
1998
- 1998-03-23 JP JP07406998A patent/JP3707235B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59105576A (ja) * | 1982-12-09 | 1984-06-18 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | レ−ダ装置 |
| JPH01314984A (ja) * | 1988-06-16 | 1989-12-20 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JPH0445981U (ja) * | 1990-08-21 | 1992-04-20 | ||
| JPH06138219A (ja) * | 1992-10-30 | 1994-05-20 | Toshiba Corp | 移動目標検出レーダ装置 |
| JPH06242215A (ja) * | 1993-02-15 | 1994-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002196069A (ja) * | 2000-12-25 | 2002-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| WO2006086605A2 (en) * | 2005-02-10 | 2006-08-17 | Automotive Systems Laboratory, Inc. | Automotive radar system with guard beam |
| WO2006086605A3 (en) * | 2005-02-10 | 2007-04-05 | Automotive Systems Lab | Automotive radar system with guard beam |
| US7411542B2 (en) | 2005-02-10 | 2008-08-12 | Automotive Systems Laboratory, Inc. | Automotive radar system with guard beam |
| CN113534115A (zh) * | 2021-05-31 | 2021-10-22 | 中国船舶重工集团公司第七一五研究所 | 一种主被动联合处理的声纳目标高精度线谱提取方法 |
| CN113534115B (zh) * | 2021-05-31 | 2023-09-29 | 中国船舶重工集团公司第七一五研究所 | 一种主被动联合处理的声纳目标高精度线谱提取方法 |
| CN114818142A (zh) * | 2022-05-11 | 2022-07-29 | 南京航空航天大学 | 一种弹道导弹天线罩头罩幅相补偿仿真方法及系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3707235B2 (ja) | 2005-10-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0913705B1 (en) | FM-CW radar | |
| US9810774B2 (en) | Short-range point defense radar | |
| US6335700B1 (en) | Radar apparatus for preventing erroneous detection by comparing sensitivities of each combination of transmitting and receiving units | |
| JP3285872B2 (ja) | 自走車両の追跡のためのモノパルス方位レーダシステム | |
| US6067048A (en) | Radar apparatus | |
| JP2000258524A (ja) | レーダ装置 | |
| US4005421A (en) | Monopulse radar system and method for improved low elevation tracking | |
| JP2001174539A (ja) | マルチビームレーダ装置 | |
| JPH075252A (ja) | 時分割型ｆｍレーダシステム | |
| JP2008170193A (ja) | レーダ装置 | |
| CN108919271A (zh) | 一种毫米波雷达系统 | |
| JP2010175289A (ja) | レーダ装置、及び障害物検知方法 | |
| US11709261B2 (en) | Radar device for vehicle, controlling method of radar device and radar system for vehicle | |
| JPH11271436A (ja) | パルスドップラーレーダ装置 | |
| JP3489114B2 (ja) | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 | |
| US20220107408A1 (en) | Radar device | |
| JP3113148B2 (ja) | レーダ装置 | |
| JP2002014160A (ja) | レーダ装置 | |
| JP3437735B2 (ja) | 移動目標検出レーダ装置 | |
| US4093950A (en) | Motion-compensation arrangements for MTI radars | |
| JPH05150037A (ja) | レーダ信号処理装置 | |
| JP3894490B2 (ja) | レーダ装置及びアンテナ開口面の分割制御方法 | |
| JP3514297B2 (ja) | レーダ装置 | |
| JP2003130945A (ja) | レーダ装置 | |
| WO2022004140A1 (ja) | 信号処理装置及びそれを備えたレーダ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040621 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050602 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050712 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050725 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080812 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090812 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090812 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100812 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110812 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110812 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120812 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120812 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130812 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |