JPH11215832A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来の入・出力間を絶縁した整流電源装置あ
るいはインバータ装置等の電力変換装置は大型で重く制
御性が低い。 【解決手段】 交流電源３からの交流入力電圧は高周波
フィルタＨ・Ｆｉｌを介して単相ダイオード整流回路Ｒ
ｅｃで整流され、その出力電圧Ｅｉｎはチョッパコンバ
ータ２で制御直流電圧Ｅｏｕｔに変換される。チョッパ
に入力する整流直流電圧Ｅｉｎは半導体スイッチ対Ｑ１
−Ｑ２を介してリアクタＬに与えられ、両端をダイオー
ド対Ｄ１−Ｄ２を介して出力側のコンデンサＣｄに接続
されている。半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２を同時にオ
ン、オフさせることによって入力の直流電力が出力側に
変換される。半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２とダイオード
対Ｄ１−Ｄ２が通電する期間は同時には存在しないので
常に入力と出力側は絶縁された状態が保たれる。破線部
のＳはスナバー回路である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、整流電源、インバ
ータ等の電力変換装置の構成に関する。詳しくはこれら
の電力変換装置の入出力間を絶縁するための手段に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図５は整流電源における入出力間絶縁の
必要性を説明する概念図（その１）である。図におい
て、１２は商用電源、１３は整流電源、１５は直流負荷
であり、ｎ１とｎ２は整流電源１３の絶縁トランスの入
力側と出力側の巻線である。商用電力を受けて所望の直
流あるいは交流の電力に変換する電力変換装置、例えば
整流電源やインバータにはその入力と出力間の絶縁を求
められる場合が多い。商用交流電源の配電系では保安の
目的で給電線の１端が接地されている。直流負荷でも例
えば公衆電話回線で使われている４８Ｖ電源では正極が
接地されている。一般の電子機器でも電磁ノイズの抑圧
策として電極と大地間をコンデンサで結合している例が
多い。これは交流的に接地したものである。入力の交流
側と出力の直流側（負荷を含む）の接地点間に電位差が
あると大地を介したループに漏洩電流が生じて保安用の
漏洩継電器を誤動作させたり、負荷の機器のノイズ誤動
作や人体保安上の不都合を招く。この電位差の発生源と
しては装置に使われている電力変換回路があげられる。
対処策として整流電源装置の入力側の交流回路部に絶縁
トランス（入力側と出力側に独立した巻線ｎ１．ｎ２を
もつ電磁気応用のトランス）を設ける方法がとられる。
この絶縁トランスは低周波である商用電源の５０（また
は６０）Ｈｚの交流回路に設けるために占有スペースが
大きくまた重い。このため装置の小形・軽量化の要求に
応えるのが難しい。

【０００３】図６（ａ，ｂ）は整流電源における入出力
間絶縁の必要性を説明する概念図（その２）である。図
は三相整流電源内でも安定した動作をさせるには絶縁を
必要とする例である。最近、商用電力系統から給電を受
けている負荷、たとえば整流電源やインバータで発生し
た高調波電流が商用電力系統に流れ込む量が増し、結果
として系統の電圧の波形歪が増し、系統から給電を受け
る他の設備側で機器の焼損、誤動作を招く高調波公害が
頻発するようになり問題視されている。 そのためこ
れら高調波公害の抑止策として電源から電力系統側へ高
調波電流を流さないようにすることが求められている。
整流電源における対策としては入力電流の波形を正弦波
状に整形して、つまり高調波電流成分を含まない電流波
形にする方法がとられている。

【０００４】三相入力の整流電源で出力の直流電圧の制
御と同時に入力電流の波形制御をする例として、各相毎
に入力交流電流波形制御および出力の直流電圧制御をす
る方法がある（例えば、特公平６−６７１９６）。三相
交流から単相を取り出す場合には線間電圧を使う場合と
中性点と線電圧との間の相電圧を使う場合がある。

【０００５】以下、線間電圧を使う場合を例にとって説
明する。図６Ａは各線間電圧から得た直流出力を並列に
接続して電流容量を増している例であり、図６Ｂは直列
に加算して直流電圧を高めている例である。これらの場
合、各相の交流回路が直流回路を介して短絡したり、回
り込みの回路ができて相互の干渉が起きるのを避けるた
めに各単相整流電源１４の入力の交流側と出力の直流側
とを絶縁することが必要になる。

【０００６】図７は無停電電源装置（ＵＰＳ）における
入出力間絶縁の必要性を説明する概念図である。図にお
いて、破線部がＵＰＳであり、整流電源１３、インバー
タ１６およびバッテリ１７からなる。ＵＰＳの入出力間
に絶縁が必要な場合、例えば交流負荷１８の１つに接地
されたものがある場合には、整流電源１３あるいはイン
バータ１６のうち少なくとも一方に絶縁トランスの挿入
が必要となる。この絶縁にはＵＰＳの容量が大きい場合
には大きくて重い商用周波数用のトランスが使われてい
る。なお、バッテリ１７は商用電源１２が停電している
期間中の交流負荷１８への給電に必要なエネルギー源で
ある。このバッテリ１７を除いた装置も実用に供されて
いる。いわゆる周波数変換装置であり、商用周波数の５
０Ｈｚの電力を６０Ｈｚに変換する場合、あるいはこの
逆の場合もある。また、商用周波数から４００Ｈｚに変
換する電源もある。

【０００７】次に小容量の整流電源でとられている高周
波絶縁トランスによる絶縁を説明する。従来の回路例と
しては「特公平６−６７１９６整流装置」がある。高周
波インバータと絶縁トランスを使った一般のＤＣ−ＤＣ
コンバータで交流入力の電流波形の整形、高力率化を進
める方法を開示している。トランスや平滑リアクタなど
のコストの高い電磁部品を使い、構成は複雑である。

【０００８】図８は、回路構成が簡素な例としてチョッ
パ回路を使ったチョッパコンバータを示している。高周
波絶縁用にトランス（リアクタ）Ｌをもっている。この
回路には絶縁、直流電圧調整の他に交流入力電流波形の
正弦波化の機能も持たせられる。この回路を整流電源装
置の直流部に設けて商用周波数用のトランスに代替す
る。この回路は単相交流入力の例である。これを図６の
各相に適用すれば三相整流電源になる。

【０００９】図８の回路の動作を説明する。交流電源３
からの商用交流電圧を受けてこれを単相ダイオード整流
回路Ｒｅｃで整流直流電圧Ｅｉｎに変換し、これをチョ
ッパ回路で受ける。半導体スイッチＱｘ，ダイオードＤ
ｘ，リアクタＬおよびコンデンサＣｄでチョッパ回路を
構成する。半導体スイッチＱｘは図には示されていない
制御装置から信号を受けて動作する。動作を説明する。
半導体スイッチＱｘをオンさせてリアクタＬの巻線ｎ１
に電流を流し、これに電磁エネルギを蓄えさせる。半導
体スイッチＱｘがオフしている期間にリアクタＬに蓄え
られた電磁エネルギを２次巻線ｎ２，ダイオードＤｘの
回路でコンデンサＣｄ側に放電させる。コンデンサＣｄ
の電圧を整流電源の出力である制御直流電圧Ｅｏｕｔと
する。このリアクタＬがエネルギーの蓄積と同時に絶縁
トランスの役割を果たし、整流電源の入・出力間を絶縁
する。

【００１０】次に直流電圧の制御について説明する。半
導体スイッチＱｘをオンさせてリアクタＬの１次巻線ｎ
１に電流を流し、このリアクタＬに電磁エネルギを蓄え
る。リアクタＬに流れる電流は式（１）に示すように半
導体スイッチＱｘの通電時間に比例して増加する。 電流＝Ｅｉｎ／（インダクタンス）×（時間） （１） リアクタＬに蓄えられるエネルギーの大きさは１／２×
（インダクタンス）×（電流）² である。この期間には
各巻線には図示の極性の電圧が誘起され、ダイオードＤ
ｘにより阻止されコンデンサＣｄ側には電流が流れな
い。半導体スイッチＱｘをオフさせるとエネルギー保存
則に則ってリアクタＬの各巻線には図示とは逆の極性の
電圧が誘起してダイオードＤｘが通電してリアクタＬの
電磁エネルギーがコンデンサＣｄ側に放出される。この
期間におけるリアクタＬに流れる電流は式（２）に従っ
て減少する。 電流＝−Ｅｏｕｔ／（インダクタンス）×（時間） （２） リアクタＬに流れる電流が連続となる場合には半導体ス
イッチＱｘのスイッチング・デューティ比 ｘ＝オン期
間／（オン期間＋オフ期間）を変化させると制御直流電
圧Ｅｏｕｔは次のように電圧ゼロから整流直流電圧Ｅｉ
ｎより高いレベルまで変えられる。 Ｅｏｕｔ＝ｘ／（１−ｘ）・ｎ２／ｎ１・Ｅｉｎ （０≦ｘ＜１）（３） 例えばｎ２／ｎ１＝１の場合にはＸ＝０．５でＥｏｕｔ
＝Ｅｉｎとなる。式（３）の関係は流れる電流の大きさ
には影響されない。

【００１１】図８のＳ１，Ｓ２は半導体素子Ｑｘ，Ｄｘ
に加わるサージ電圧を抑制するスナバー回路である。交
流入力側のＨ・Ｆｉｌは高周波の平滑フィルタである。
半導体スイッチＱｘのオン、オフ動作に伴って単相ダイ
オード整流回路Ｒｅｃの入力電流が断続波になるため、
このフイルタで平滑して商用電力系統へ流出する高周波
電流や電磁ノイズを抑制する。このチョッパコンバータ
ではスイッチングの周波数を任意に、例えば２０ｋＨｚ
に高められるので絶縁用のリアクタＬ自体は小さく、ま
た軽量になる。すなわち、式（１），（２）から通電時
間を短くできるのでインダクタンスを小さくしても必要
な電流のレベルまで電流を制御できる。いいかえれば、
リアクタＬを小さくしても制御性は失われない。

【００１２】しかし、リアクタＬの電力容量が大きくな
ると実用性がなくなってくる。すなわち、巻線径が太く
なるため、入力巻線ｎ１と出力巻線ｎ２の電磁気的な結
合が粗になる。これはリアクタの漏洩インダクタンスが
増すことであり、リアクタンスドロップによる電圧降下
が増し装置としての制御性を低下させる。また、漏洩イ
ンダクタンスによってサージ電圧が大きくなるため、こ
れを抑制するために使われるスナバー回路の吸収エネル
ギも大きくなり、回路損失が増加するので、装置の効率
も低いものとなる。さらに電磁気的な放射あるいは伝導
ノイズが大きくでるので、これらにより電子回路等の干
渉、誤動作をなくすために強力な対策を打つ必要が出て
コストアップを招く。巻線間の結合を密にするためのリ
アクタ製作の困難さから、このチョッパコンバータは、
大容量装置には適せず、一般に数１００Ｗ以下の小容量
の装置に使われる。

【００１３】一般に入出力間の絶縁を必要とする整流電
源の場合、１ｋＶＡ以上の容量では、大きくかつ重くな
る商用周波数のトランスをやむなく採用し、１ｋＶＡ以
下の小容量の装置に限って高周波トランスが使われてい
る。なお、図８の半導体スイッチとしては図示のバイポ
ーラ・トランジスタの他にパワー・ＭＯＳＦＥＴやＩＧ
ＢＴも使われている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来の入・出力間を絶縁した整流電源装置あるいはイン
バータ装置等の電力変換装置は大型で重く制御性が低下
するという問題がある。

【００１５】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、装置の入・出力間を絶縁でき、小形で軽量で
あって制御性低下のない大容量でも実用性のある整流電
源装置あるいはインバータ装置等の電力変換装置を提供
することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】電源装置に内蔵している
チョッパコンバータ用トランス（リアクタ）の入・出力
間の結合を密にできないという欠点を補うために、入・
出力で共通の巻線を使うことにより結合の問題を解決
し、またこれによって失われる装置の入・出力間の絶縁
は半導体素子（半導体スイッチ、ダイオード）を直列に
挿入してこれを不導通とすることによって実現する。

【００１７】

【発明の実施の形態】上記課題を解決するために本発明
の電力変換装置は、交流入力電圧を受けこれを単相ダイ
オード整流回路により整流直流電圧に変換し、この整流
直流電圧をチョッパコンバータによって制御直流電圧に
変換して出力する電力変換装置であって、このチョッパ
コンバータ２は、半導体スイッチＱ１，ダイオードＤ
１，コンデンサＣｄ，ダイオードＤ２および半導体スイ
ッチＱ２の直列回路を有し、この直列回路を構成する半
導体スイッチＱ１とダイオードＤ１の接続点および半導
体スイッチＱ２とタイオードＤ２の接続点の間にまたが
ってリアクタＬを接続してなり、前記直列回路で前記整
流直流電圧Ｅｉｎを受け、前記コンデンサＣｄの電圧を
制御直流電圧Ｅｏｕｔとし、半導体スイッチＱ１及び半
導体スイッチＱ２を同時にオン、オフ動作させるための
制御信号を生成する制御装置を備えたことに特徴を有し
ている。

【００１８】また、三相交流電圧を３組の単相ダイオー
ド整流回路Ｒｅｃで受け、それぞれの整流直流電圧Ｅｉ
ｎの正極側をそれぞれ半導体スイッチＱ１，３，５を介
してリアクタＬの一方に接続し、また負極側をそれぞれ
半導体スイッチＱ２，４，６を介して前記リアクタＬの
他方に接続し、また前記リアクタＬにはダイオードＤ１
とコンデンサＣｄ及びダイオードＤ２からなる直列回路
を並列に接続し、このコンデンサＣｄの電圧を制御直流
電圧Ｅｏｕｔとして出力し、前記３組の整流直流電圧Ｅ
ｉｎを受ける半導体スイッチを各組毎に同時にオン・オ
フさせる制御信号を生成する制御装置を備えたことに特
徴を有している。

【００１９】さらに、三相交流電圧を３組の請求項１の
電力変換装置１で受け、これらの電力変換装置１を構成
するコンデンサＣｄを並列接続し、このコンデンサＣｄ
の電圧を制御直流電圧Ｅｏｕｔとして出力することに特
徴を有している。

【００２０】三相交流電圧を３組の請求項１の電力変換
装置１で受け、これらの電力変換装置１を構成するコン
デンサＣｄの電圧を加算してなる制御直流電圧Ｅｏｕｔ
を出力することに特徴を有している。

【００２１】三相交流電圧をダイオードＤｒ１〜６と半
導体スイッチＱ１〜６との直列接続素子で構成した三相
ブリッジ整流回路で受け、この三相ブリッジ整流回路の
直流出力をリアクタＬで受け、このリアクタＬと並列に
ダイオードＤ１とコンデンサＣｄ及びダイオードＤ２の
直列回路を接続してなり、このコンデンサＣｄの電圧を
制御直流電圧Ｅｏｕｔとして出力し、前記三相ブリッジ
整流回路の正極出力側の半導体スイッチの１つと負極側
出力の半導体スイッチの１つを順次選択して、これら選
択した半導体スイッチを同時にオン、オフさせるための
制御装置を備えたことに特徴を有している。

【００２２】請求項１ないし５の電力変換装置の１つ
と、その出力の制御直流電圧Ｅｏｕｔを交流に変換する
インバータ装置を組み合わせてなり、交流電圧を出力す
ることに特徴を有している。

【００２３】

【実施例】〔実施例１〕以下、本発明の一実施例を図面
に基づいて説明する。図１（ａ，ｂ）は本発明の第１の
実施例である。図８の２巻線をもつリアクタＬに代わっ
て１巻線のリアクタＬが使われている。チョッパに入力
する整流直流電圧Ｅｉｎは半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２
を介してリアクタＬに与えられる。リアクタＬの巻線は
また、両端をダイオード対Ｄ１−Ｄ２を介して出力側の
コンデンサＣｄに接続されている。半導体スイッチ対Ｑ
１−Ｑ２をオンさせてリアクタＬに図示の極性の電圧を
印加すると電流が増加する。これに伴いリアクタＬの電
磁エネルギーの蓄積量が増加する。この間、ダイオード
対Ｄ１−Ｄ２にはリアクタＬとコンデンサーＣｄの図示
の極性の和の電圧が加わる。この電圧の極性はダイオー
ド対Ｄ１−Ｄ２にとって逆方向になり電流は流れない。

【００２４】半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２をオフにする
とエネルギー保存則に則ってリアクタＬの巻線には図示
とは逆の極性の電圧が誘起されダイオード対Ｄ１−Ｄ２
が通電し、リアクタＬに蓄えられた電磁エネルギーはコ
ンデンサＣｄおよび負荷側へ放出される。このように半
導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２を同時にオン、オフさせるこ
とによって入力の直流電力が出力側に変換される。制御
直流電圧Ｅｏｕｔは半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２のオン
とオフのデューティ比ｘを高くすると増加する。これは
図８の従来例のチョッパ回路の制御と同じである（式
（３））。

【００２５】このように半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２が
オンしている期間にはダイオード対Ｄ１−Ｄ２によって
入力と出力の間は切り離されている。つまり絶縁されて
いる。一方、ダイオード対Ｄ１−Ｄ２が通電している期
間には半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２がオフになってい
て、この期間も入力と出力側は切り離されている。つま
り絶縁されている。半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２とダイ
オード対Ｄ１−Ｄ２が通電する期間は同時には存在しな
いので常に入力と出力側は絶縁された状態が保たれる。

【００２６】破線部のＳはスナバー回路である。半導体
スイッチＱ１，Ｑ２，ダイオードＤ１，Ｄ２の電流断続
にともなって生じるスパイク状のサージ電圧をスナバー
コンデンサＣＳに吸収させる。このコンデンサＣＳに吸
収した電荷（エネルギー）は並列に設けた抵抗ＲＳに放
電させてコンデンサＣＳの電圧が過度に増加するのを防
止する。抵抗ＲＳに代わってツエナーダイオードを設け
てこれに放電させても同じ効果が得られる。またスナバ
ー回路Ｓに代わって抵抗とコンデンサの直列回路をリア
クタＬと並列に設けても効果はある。図示のスナバー回
路の場合にはコンデンサＣＳとして容量の大きい電解コ
ンデンサも使えるので充分な効果をあげられる。なお、
スナバーとして従来例（図８）のように半導体スイッチ
ＱｘおよびダイオードＤｘの端子間に設けてもサージ電
圧抑制の効果はあるが、半導体スイッチ，ダイオード等
の半導体素子のオフの期間にこのスナバー回路を介して
入出力間に漏洩電流が流れてしまい、入・出力間を絶縁
する効果は弱まる。

【００２７】図１（ａ）における高周波フィルタＨ・Ｆ
ｉｌは半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２のスイッチング動作
に伴って発生する高周波電流を平滑して交流電源側にノ
イズ等の流出を抑えるために設けたものである。ノイズ
の発生源は半導体スイッチＱ１，Ｑ２であるから高周波
フィルタＨ・Ｆｉｌを図１（ｂ）のように単相整流回路
Ｒｅｃの直流側に移しても効果は同等に得られる。

【００２８】図２は、第１の実施例におけるチョッパコ
ンバータを使って出力の制御直流電圧および交流入力電
流の波形を正弦波状に整形する制御方法を説明する図で
ある。整流電源の制御直流電圧Ｅｏｕｔのとるべき基準
直流電圧源Ｅｒを例えば定電圧特性を示すツエナーダイ
オード回路でつくる。制御直流電圧Ｅｏｕｔを差動増幅
器Ａ４で基準直流電圧源Ｅｒと比較して誤差対応直流電
圧Ｅｅを得る。商用交流電圧の周波数を持つ基準正弦波
信号Ｅｓ×ｓｉｎ（ωｔ）をつくり、これを整流して絶
対値の信号とする（装置の入力の交流電圧を整流して流
用することも可）。乗算器５で誤差対応直流電圧Ｅｅと
基準正弦波信号の絶対値｜Ｅｓ×ｓｉｎ（ωｔ）｜の積
である｜Ｅｅ×Ｅｓ×ｓｉｎ（ωｔ）｜をつくる。これ
は制御直流電圧Ｅｏｕｔに対応した振幅をもつ正弦波絶
対値の信号である。誤差対応直流電圧Ｅｅが変われば正
弦波信号の振幅が変わり、制御直流電圧Ｅｏｕｔの補正
をする。整流電源の交流入力電流Ｉａｃ（図１）をセン
シングしてこれを整流した信号と絶対値正弦波信号｜Ｅ
ｅ×Ｅｓ×ｓｉｎ（ωｔ）｜を差動増幅器Ｂ６に入力し
て誤差対応信号Ｉｅを得る。この誤差対応信号Ｉｅと高
周波の三角波信号Ｓｔとを比較器９に入力し、誤差対応
信号Ｉｅが三角波信号Ｓｔのレベルを超えている期間に
信号を出す制御信号Ｉｐｗｍを得る。この三角波信号Ｓ
ｔの周波数がチョッパコンバータのスイッチング周波数
をきめる。例えば２０ｋＨｚとする。この制御信号Ｉｐ
ｗｍを電力増幅、絶縁してチョッパコンバータの半導体
スイッチ対Ｑ１−Ｑ２に与える。このように図２の制御
装置を図１の実施例に適用してチョッパコンバータの動
作を基準正弦波信号の絶対値｜Ｅｅ×Ｅｓ×ｓｉｎ（ω
ｔ）｜に追従させて制御直流電圧Ｅｏｕｔを定電圧化
し、かつ交流入力電流Ｉａｃの波形を正弦波状に整形す
る。また入力力率も１にする。

【００２９】〔実施例２〕図３は本発明の第２の実施例
で、三相整流電源の例である。１個のリアクタをタイム
・シアリングで３つの回路で共用して使うことにより各
相の絶縁機能を実現している。三相交流電源の３つの線
間電圧をそれぞれ単相ダイオード整流回路Ｒｅｃ１，
２，３に与える。Ｒｅｃ１，２，３の出力である整流直
流電圧Ｅｉｎは両極を半導体スイッチＱ１〜Ｑ６を介し
て正極の電圧はリアクタＬの１端に、また負極はリアク
タＬの他端に与えられる。このリアクタＬの両端はそれ
ぞれダイオード対Ｄ１，Ｄ２を介してコンデンサＣｄの
両極に与えられる。このコンデンサＣｄの電圧を制御直
流電圧Ｅｏｕｔとして出力する。

【００３０】半導体スイッチの対Ｑ１−Ｑ２，Ｑ３−Ｑ
４，Ｑ５−Ｑ６は３者択一のタイムシアリングでスイッ
チ・オンさせる。同時期にオンしているのは１組の半導
体スイッチ対のみであるから各相間に短絡回路が形成さ
れることはない。リアクタＬに印加される電圧の周波数
を２０ｋＨｚとすると１周期は５０ｍｓｅｃである。こ
の５０ｍｓｅｃの１／３をそれぞれの半導体スイッチ対
の動作許容時間に割り当て作動させる。図３の結線では
単相ダイオード整流回路Ｒｅｃの入力として三相の線間
電圧を当てたが、一般に使われているように相電圧を入
力としても同様な効果があることは言うまでもない。ま
た、図３の実施例においても図１の実施例におけるスナ
バー回路ＳをリアクタＬの巻線に付加すると半導体にか
かる電圧ストレス緩和に有効であることは言うまでもな
い。

【００３１】各相の半導体スイッチ対Ｑ１−Ｑ２，Ｑ３
−Ｑ４，Ｑ５−Ｑ６は相互干渉を防ぐために対のスイッ
チング・オンの時間帯を重ならないように制御する。こ
の制御装置は図２の単相用を基本構成としスイッチング
動作のタイミングに位相差をもたせて使う。すなわち、
基準正弦波信号Ｅｓ×ｓｉｎ（ωｔ）と高周波の三角波
信号Ｓｔをそれぞれ順次π／３だけ位相差を持たせて実
現する。

【００３２】第１および第２の実施例において半導体ス
イッチのオン、オフの繰り返し周波数を高くする、たと
えば２０ｋＨｚとすればリアクタＬは小形になり、軽く
もなる。

【００３３】半導体スイッチとしてはバイポーラ・トラ
ンジスタを例示したが、これに限らず、パワー・ＭＯＳ
ＦＥＴやＩＧＢＴも使えることは言うまでもない。

【００３４】〔実施例３〕図６ａは従来の単相整流電源
を３組使い、出力を並列にした整流電源の例であるが、
この従来の単相整流電源に代わって本発明の第１実施例
（図１）を適用すれば小形の大電流出力の整流電源装置
が構成できる。この場合、図１のコンデンサＣｄが３組
存在することになるが、これらは並列に接続されてお
り、これらに代わって共通のコンデンサを設けても等価
である。また、図２の制御装置を組み込めば交流入力の
電流波形の整形および高力率化制御が可能となる。

【００３５】〔実施例４〕図６ｂは従来の単相整流電源
を３組使い、出力を直列にした、つまり３つの電圧を加
算して高い電圧を得る整流電源の例であるが、この従来
の単相整流電源に代わって第１の実施例（図１）を適用
すれば小形で高電圧を得られる整流電源装置が構成でき
る。また、図２の制御装置を組み込めば交流入力の電流
波形の整形および高力率化制御が可能となる。

【００３６】〔実施例５〕図４に第５の実施例を示す。
これまでの実施例では単相ダイオード整流回路Ｒｅｃと
チョッパ回路を分離した構成としているが、図４の実施
例では両回路を一体化している。すなわち、半導体スイ
ッチとダイオードの直列接続素子を６個使って三相ブリ
ッジ整流回路を構成している。この直流出力を共通のリ
アクタＬで受け、ダイオードＤ１，コンデンサＣｄ，ダ
イオードＤ２の直列回路をリアクタＬと並列に接続し、
コンデンサＣｄの電圧を制御直流電圧Ｅｏｕｔとして出
力する。正極側と負極側からそれぞれ１個の半導体スイ
ッチを選択してこれらをオンさせリアクタＬに電流を流
し、これに電磁エネルギーを蓄える。次に両半導体スイ
ッチをオフにしてリアクタＬのエネルギーをコンデンサ
Ｃｄ側に放出する。順次、他の半導体スイッチの組を選
びリアクタＬへのエネルギーの注入を行わせる。リアク
タＬの正極側と負極側につながる半導体スイッチを同時
にオン、オフすることによって交流入力側と直流出力側
との絶縁が可能となる。半導体スイッチと直列にダイオ
ードを付加する目的は、逆方向耐圧の小さい半導体スイ
ッチの保護のためである。すなわち、ダイオードを挿入
することによって半導体スイッチに逆方向電流が流れる
のを阻止する。半導体スイッチとして逆方向耐圧の高い
素子が実用になれば、この直列のダイオードは必要とし
ない。

【００３７】第１から第４までの実施例では整流電源装
置を取り上げたが、整流電源装置単独に限らず、この整
流電源装置と直流を交流に変換するインバータ装置およ
びバッテリとを組み合わせて無停電電源装置、いわゆる
ＵＰＳを構成できる。同様に、バッテリを除いた周波数
変換装置も構成できる。

【００３８】〔実施例６〕第６の実施例は、第１から第
４までの整流電源を図７の構成における整流電源に適用
した構成である。この構成ではインバータ回路に絶縁用
のトランスを必要とせず、小形であって、容量も大きく
とれるＵＰＳあるいは周波数変換装置となる。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように、 本発明を採用す
れば半導体スイッチおよびダイオードによって電力変換
装置の入・出力間の絶縁ができるのでリアクタＬとして
図８のような複数巻線を必要としない。従って巻線間の
結合がかかえる部品構造上の欠陥がなくなり、リアクタ
部品の製造性が容易になる。これにより電流容量の大き
なリアクタＬでも実用に供することができる。また、装
置としても制御性がよくなる。スイッチング周波数を容
易に高められるのでリアクタＬの小形化が図れる。これ
らにより、整流電源装置、ＵＰＳ，周波数変換装置等の
制御性改善、小形化、軽量化等に大きく寄与する。特に
大容量の装置では顕著な効果がある。入・出力とは独立
したスナバー回路を設けることにより、入・出力間の絶
縁性を損なうことなく半導体に印加される電圧ストレス
を緩和できるので電力変換装置の寿命ならびに信頼性を
高められる。また、装置の交流入力電流の波形も正弦波
状に整形して高調波公害対策も容易にできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す回路構成図であり、
（ａ）は全体構成を示し、（ｂ）は他の整流・平滑部を
示す図である。

【図２】第１実施例における制御装置の説明図であり、
（ａ）は制御の流れを示し、（ｂ）はその波形を示す図
である。

【図３】本発明の第２実施例を示す回路構成図である。

【図４】本発明の第５実施例を示す回路構成図である。

【図５】整流電源における入出力間絶縁の必要性を説明
する概念図である。

【図６】整流電源における入出力間絶縁の必要性を説明
する概念図である。

【図７】無停電電源装置（ＵＰＳ）における入出力間絶
縁の必要性を説明する概念図である。

【図８】従来の整流電源の構成例を示す図である。

【記号の説明】

１ 電力変換装置 ２ チョッパコンバータ ３ 交流電源 ４ 差動増幅器Ａ ５ 乗算器 ６ 差動増幅器Ｂ ７ 整流器Ａ ８ 整流器Ｂ ９ 比較器 １０ 増幅・絶縁Ａ １１ 増幅・絶縁Ｂ １２ 商用電源 １３ 整流電源 １４ 単相整流電源 １５ 直流負荷 １６ インバータ １７ バッテリ １８ 交流負荷 Ｃｄ コンデンサ Ｃｓ スナバーコンデンサ Ｄ１〜６，Ｄｘ ダイオード Ｄｒ１〜６ ダイオード Ｅｅ 誤差対応電圧 Ｅｉｎ 整流直流電圧 Ｅｏｕｔ 制御直流電圧 Ｅｒ 基準直流電圧源 Ｅｓ×ｓｉｎ（ωｔ） 基準正弦波信号 Ｈ・Ｆｉｌ 高周波フィルタ Ｉａｃ 交流入力電流 Ｉｅ 誤差対応信号 Ｉｐｗｍ 制御信号 Ｌ リアクタ ｎ１ １次巻線 ｎ２ ２次巻線 Ｑ１〜６，Ｑｘ 半導体スイッチ Ｒｅｃ 単相ダイオード整流回路 Ｒｓ スナバー抵抗 Ｓ，Ｓ１，Ｓ２ スナバー回路 Ｓｔ 三角波信号 ＵＰＳ 無停電電源装置 ｘ デューティ比

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流入力電圧を受けこれを単相ダイオー
   ド整流回路により整流直流電圧に変換し、この整流直流
   電圧をチョッパコンバータによって制御直流電圧に変換
   して出力する電力変換装置であって、 このチョッパコンバータ（２）は、半導体スイッチ（Ｑ
   １），ダイオード（Ｄ１），コンデンサ（Ｃｄ），ダイ
   オード（Ｄ２）および半導体スイッチ（Ｑ２）の直列回
   路を有し、 この直列回路を構成する半導体スイッチ（Ｑ１）とダイ
   オード（Ｄ１）の接続点および半導体スイッチ（Ｑ２）
   とタイオード（Ｄ２）の接続点の間にまたがってリアク
   タ（Ｌ）を接続してなり、 前記直列回路で前記整流直流電圧（Ｅｉｎ）を受け、 前記コンデンサ（Ｃｄ）の電圧を制御直流電圧（Ｅｏｕ
   ｔ）とし、 半導体スイッチ（Ｑ１）及び半導体スイッチ（Ｑ２）を
   同時にオン、オフ動作させるための制御信号を生成する
   制御装置を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 三相交流電圧を３組の単相ダイオード整
   流回路（Ｒｅｃ）で受け、 それぞれの整流直流電圧（Ｅｉｎ）の正極側をそれぞれ
   半導体スイッチ（Ｑ１，３，５）を介してリアクタ
   （Ｌ）の一方に接続し、 また負極側をそれぞれ半導体スイッチ（Ｑ２，４，６）
   を介して前記リアクタ（Ｌ）の他方に接続し、 また前記リアクタ（Ｌ）にはダイオード（Ｄ１）とコン
   デンサ（Ｃｄ）及びダイオード（Ｄ２）からなる直列回
   路を並列に接続し、 このコンデンサ（Ｃｄ）の電圧を制御直流電圧（Ｅｏｕ
   ｔ）として出力し、 前記３組の整流直流電圧（Ｅｉｎ）を受ける半導体スイ
   ッチを各組毎に同時にオン・オフさせる制御信号を生成
   する制御装置を備えたことを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 三相交流電圧を３組の請求項１の電力変
   換装置（１）で受け、 これらの電力変換装置（１）を構成するコンデンサ（Ｃ
   ｄ）を並列接続し、 このコンデンサ（Ｃｄ）の電圧を制御直流電圧（Ｅｏｕ
   ｔ）として出力することを特徴とする電力変換装置。
4. 【請求項４】 三相交流電圧を３組の請求項１の電力変
   換装置（１）で受け、 これらの電力変換装置（１）を構成するコンデンサ（Ｃ
   ｄ）の電圧を加算してなる制御直流電圧（Ｅｏｕｔ）を
   出力することを特徴とする電力変換装置。
5. 【請求項５】 三相交流電圧をダイオード（Ｄｒ１〜
   ６）と半導体スイッチ（Ｑ１〜６）との直列接続素子で
   構成した三相ブリッジ整流回路で受け、 この三相ブリッジ整流回路の直流出力をリアクタ（Ｌ）
   で受け、 このリアクタ（Ｌ）と並列にダイオード（Ｄ１）とコン
   デンサ（Ｃｄ）及びダイオード（Ｄ２）の直列回路を接
   続してなり、 このコンデンサ（Ｃｄ）の電圧を制御直流電圧（Ｅｏｕ
   ｔ）として出力し、 前記三相ブリッジ整流回路の正極出力側の半導体スイッ
   チの１つと負極側出力の半導体スイッチの１つを順次選
   択して、 これら選択した半導体スイッチを同時にオン、オフさせ
   るための制御装置を備えたことを特徴とする電力変換装
   置。
6. 【請求項６】 請求項１ないし５の電力変換装置の１つ
   と、 その出力の制御直流電圧（Ｅｏｕｔ）を交流に変換する
   インバータ装置を組み合わせてなり、交流電圧を出力す
   ることを特徴とする電力変換装置。