JPH11196140A - Power amplifier - Google Patents
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- JPH11196140A JPH11196140A JP10000368A JP36898A JPH11196140A JP H11196140 A JPH11196140 A JP H11196140A JP 10000368 A JP10000368 A JP 10000368A JP 36898 A JP36898 A JP 36898A JP H11196140 A JPH11196140 A JP H11196140A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する利用分野】本発明は、ディジタル無線機
の電力増幅器における非線形歪み補償に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to non-linear distortion compensation in a power amplifier of a digital radio.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来技術として、カーテシアンループを
用いた単一チャネルの電力増幅器非線形歪み補償方法の
構成図を図３に示す。送信データ信号同相成分（以下Ｉ
成分）発生部101より出力したＩ成分信号は、Ｉ成分デ
ィジタル−アナログ変換部301を介して、Ｉ成分加算器3
03に入力する。同様に送信データ信号直交成分（以下Ｑ
成分）発生部102より出力したＱ成分信号は、Ｑ成分デ
ィジタル−アナログ変換部302を介して、Ｑ成分加算器3
04に入力する。前記Ｉ成分加算器303より出力した信号
は、Ｉ成分ループフィルタ305を介して、直交変調器307
に入力する。搬送波発振器315より出力した搬送波は、
前記直交変調器307と直交復調器316に入力する。前記Ｑ
成分加算器304より出力した信号は、Ｑ成分ループフィ
ルタ306を介して、前記直交変調器307に入力する。前記
直交変調器307より出力した信号は、高周波増幅器308-1
を介して、ミクサ309-1に入力する。局部発振器314より
出力した局部周波は、前記ミクサ309-1に入力する。前
記ミクサ309-1より出力した信号は、フィルタ310-1、電
力増幅器311、及び方向性結合器312を介して、アンテナ
端子313より出力する。2. Description of the Related Art As a prior art, FIG. 3 shows a configuration diagram of a single-channel power amplifier nonlinear distortion compensation method using a Cartesian loop. The transmission data signal in-phase component (hereinafter I
The I-component signal output from the (component) generating unit 101 is passed through an I-component digital-analog
Enter 03. Similarly, the transmission data signal quadrature component (hereinafter Q
The Q component signal output from the component) generator 102 is passed through a Q component digital-analog
Enter in 04. The signal output from the I-component adder 303 is passed through an I-component loop filter 305 to a quadrature modulator 307.
To enter. The carrier output from the carrier oscillator 315 is
Input to the quadrature modulator 307 and quadrature demodulator 316. The Q
The signal output from the component adder 304 is input to the quadrature modulator 307 via the Q component loop filter 306. The signal output from the quadrature modulator 307 is a high-frequency amplifier 308-1
And input to the mixer 309-1. The local frequency output from the local oscillator 314 is input to the mixer 309-1. The signal output from the mixer 309-1 is output from the antenna terminal 313 via the filter 310-1, the power amplifier 311, and the directional coupler 312.
【０００３】一方、前記方向性結合器312はフィルタ310
-2に信号を分波出力し、ミクサ309-2、フィルタ310-3、
高周波増幅器308-2を介して、前記直交復調器316に入力
する。前記直交復調器316より出力したＩ成分は、Ｉ成
分復調器出力段アンプ317を介して前記Ｉ成分加算器303
に入力する。同様に前記直交復調器316より出力したＱ
成分は、Ｑ成分復調器出力段アンプ318を介して前記Ｑ
成分加算器304に入力する。On the other hand, the directional coupler 312 includes a filter 310
-2 outputs the signal to the mixer 309-2, filter 310-3,
The signal is input to the quadrature demodulator 316 via the high frequency amplifier 308-2. The I component output from the quadrature demodulator 316 is passed through the I component demodulator output stage amplifier 317 to the I component adder 303.
To enter. Similarly, the Q output from the quadrature demodulator 316
The Q component is passed through a Q component demodulator output stage amplifier 318.
Input to the component adder 304.
【０００４】以下、この従来技術の動作の一例を図４を
用いて説明する。信号入力端子401（図３のＩ成分ディ
ジタル−アナログ変換部301、 Ｑ成分ディジタル−アナ
ログ変換部302の出力）からの送信データ信号をＸ、主
回路403（図３のＩ成分ループフィルタ305、 Ｑ成分ル
ープフィルタ306、直交変調器307、高周波増幅器308-
1、ミクサ309-1、フィルタ310-1、電力増幅器311、方向
性結合器312）の利得をＡ、帰還回路406（図３の方向性
結合器312、フィルタ310-2、ミクサ309-2、フィルタ310
-3、高周波増幅器308-2、直交復調器316、 Ｉ成分復調
器出力段アンプ317、 Ｑ成分復調器出力段アンプ318）
の利得をＢとする。前記帰還回路406の信号成分は、負
加算器402において送信データ信号Ｘに加算する。図３
の電力増幅器311で発生する非線形歪み量Ｄが歪み加算
器404において主回路403の出力信号に付加され、出力端
子405（図３のアンテナ端子313）より送信データ出力信
号Ｙが出力する。Hereinafter, an example of the operation of the conventional technique will be described with reference to FIG. The transmission data signal from the signal input terminal 401 (the output of the I-component digital-to-analog converter 301 and the output of the Q-component digital-to-analog converter 302 in FIG. 3) is X, and the main circuit 403 (the I-component loop filter 305, Q in FIG. Component loop filter 306, quadrature modulator 307, high-frequency amplifier 308
1, the gain of the mixer 309-1, the filter 310-1, the power amplifier 311, and the directional coupler 312) is A, and the feedback circuit 406 (the directional coupler 312, the filter 310-2, the mixer 309-2, Filter 310
-3, high frequency amplifier 308-2, quadrature demodulator 316, I component demodulator output stage amplifier 317, Q component demodulator output stage amplifier 318)
Is B. The signal component of the feedback circuit 406 is added to the transmission data signal X in the negative adder 402. FIG.
Is added to the output signal of the main circuit 403 in the distortion adder 404, and the transmission data output signal Y is output from the output terminal 405 (the antenna terminal 313 in FIG. 3).
【０００５】図４の関係を式にすると、式(1)のように
なる。 Ｙ＝（（Ａ／（１＋Ａ×Ｂ））×Ｘ）＋（（１／（１＋Ａ×Ｂ））×Ｄ） ＝（（１／Ｂ）×Ｘ）＋（（１／（Ａ×Ｂ））×Ｄ） ……式(1) 式(1)より、ループ利得（Ａ×Ｂ）の値が１に対して、
十分大きい場合、入力信号Ｘは、（１／Ｂ）倍、非線形
歪み量Ｄは、（１／（Ａ×Ｂ））倍になって出力端子40
5より出力する。従って図４に示すように帰還回路406を
負帰還方式にすることで、非線形歪み（図４の非線形歪
み量Ｄ ）が改善されるのは、周知の事実である。[0005] When the relationship of FIG. 4 is expressed by an equation, the equation (1) is obtained. Y = ((A / (1 + A × B)) × X) + ((1 / (1 + A × B)) × D) = ((1 / B) × X) + ((1 / (A × B)) × D) Equation (1) From equation (1), when the value of the loop gain (A × B) is 1,
When it is sufficiently large, the input signal X becomes (1 / B) times and the nonlinear distortion amount D becomes (1 / (A × B)) times, and the output terminal 40
Output from 5. Therefore, it is a well-known fact that the nonlinear distortion (the amount of nonlinear distortion D 1 in FIG. 4) is improved by using the feedback circuit 406 in the negative feedback system as shown in FIG.
【０００６】この図４の動作をＩ成分、Ｑ成分毎に行う
ことで、送信データ信号の振幅、及び位相の非線形を制
御する。 そのため、Ｉ成分とＱ成分を送信データ出力
信号に変換するための直交変調器と、負帰還側の送信デ
ータ出力信号からＩ成分とＱ成分を抽出するための直交
復調器が必要になり、図３のような構成になる。By performing the operation shown in FIG. 4 for each of the I component and the Q component, the nonlinearity of the amplitude and phase of the transmission data signal is controlled. Therefore, a quadrature modulator for converting the I and Q components into a transmission data output signal and a quadrature demodulator for extracting the I and Q components from the transmission data output signal on the negative feedback side are required. The configuration is as shown in FIG.
【０００７】また一般に、図３のような構成を用いて複
数チャネル（チャネル数：Ｎ）についてのＦＤＭＡ伝送
を行う場合、異なる周波数に対してＮ個の送信機と、負
帰還を並列に配置すれば実現可能である。In general, when performing FDMA transmission on a plurality of channels (the number of channels: N) using the configuration as shown in FIG. 3, N transmitters and negative feedbacks are arranged in parallel for different frequencies. It is feasible.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術では、
送信データ信号のＩ成分、Ｑ成分ともアナログ信号の状
態で扱うため、使用素子間に直流オフセット、振幅オフ
セット等が発生し、キャリアリーク、直交振幅、位相誤
差が生じるといった問題と、ＦＤＭＡ伝送を行う場合、
装置規模が増大するといった問題があった。In the above prior art,
Since both the I component and the Q component of the transmission data signal are handled in the form of analog signals, DC offset and amplitude offset occur between the elements used, causing carrier leak, quadrature amplitude, phase error, and FDMA transmission. If
There is a problem that the scale of the device increases.
【０００９】本発明の目的は、これらの欠点を除去し、
直流成分を除去と直交変調誤差の向上と、装置規模の小
さな電力増幅器を提供することにある。It is an object of the present invention to eliminate these disadvantages,
It is an object of the present invention to remove a DC component, improve a quadrature modulation error, and provide a small power amplifier.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために、送信データ信号の直交変調、負帰還側の
送信データ信号の復調、及び非線形歪み補償処理をディ
ジタル信号処理で行い、ＦＤＭＡ通信システムにおいて
電力増幅器を共通化してリニアライザを実施したもので
ある。According to the present invention, in order to achieve the above object, quadrature modulation of a transmission data signal, demodulation of a transmission data signal on the negative feedback side, and nonlinear distortion compensation processing are performed by digital signal processing. In the FDMA communication system, a power amplifier is shared and a linearizer is implemented.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施例で、カー
テシアンループを用いたディジタル方式の電力増幅器非
線形歪み補償方法の構成図である。Ｉ成分発生部101よ
り出力した信号は、第１のＩ成分ディジタル補間フィル
タ103を介して、Ｉ成分ディジタル加算器105に入力す
る。同様にＱ成分発生部102より出力した信号は、第１
のＱ成分ディジタル補間フィルタ104を介して、Ｑ成分
ディジタル加算器106に入力する。 Ｉ成分ディジタル加
算器105より出力した信号は、第２のＩ成分ディジタル
補間フィルタ107を介して、ディジタル直交変調器109に
入力する。ディジタル搬送波発振器110より出力した搬
送波は、前記ディジタル直交変調器109とディジタル直
交復調器113に入力する。同様に前記Ｑ成分ディジタル
加算器106より出力した信号もまた、第２のＱ成分ディ
ジタル補間フィルタ108を介して、前記ディジタル直交
変調器109に入力する。前記ディジタル直交変調器109よ
り出力した信号は、送信データ信号用ディジタル−アナ
ログ変換器111と高周波増幅器308-1を介して、ミクサ30
9-1に入力する。 局部発振器314より出力した局部周波
は、前記ミクサ309-1及びミクサ309-2に入力する。前記
ミクサ309-1より出力した信号は、フィルタ310-1、電力
増幅器311、及び方向性結合器312を介して、アンテナ端
313より出力する。1 is a block diagram of a digital power amplifier nonlinear distortion compensation method using a Cartesian loop according to an embodiment of the present invention. The signal output from the I component generator 101 is input to an I component digital adder 105 via a first I component digital interpolation filter 103. Similarly, the signal output from the Q component generator 102 is
Is input to the Q-component digital adder 106 via the Q-component digital interpolation filter 104. The signal output from the I-component digital adder 105 is input to a digital quadrature modulator 109 via a second I-component digital interpolation filter 107. The carrier outputted from the digital carrier oscillator 110 is inputted to the digital quadrature modulator 109 and the digital quadrature demodulator 113. Similarly, the signal output from the Q component digital adder 106 is also input to the digital quadrature modulator 109 via a second Q component digital interpolation filter 108. The signal output from the digital quadrature modulator 109 is passed through a digital-to-analog converter 111 for a transmission data signal and a high-frequency amplifier 308-1 to be mixed by a mixer 30.
Enter 9-1. The local frequency output from the local oscillator 314 is input to the mixer 309-1 and the mixer 309-2. The signal output from the mixer 309-1 is passed through a filter 310-1, a power amplifier 311, and a directional coupler 312 to an antenna terminal.
Output from 313.
【００１２】一方、前記方向性結合器312はフィルタ310
-2に信号を分波出力し、ミクサ309-2、フィルタ310-3、
高周波増幅器308-2と帰還データ信号用アナログ−ディ
ジタル変換器112を介して、前記直交復調器113に入力す
る。前記直交復調器113は入力信号を復調し、復調され
たＩ成分とＱ成分は、非線形補償部114に入力し、該非
線形補償部114からの信号のＩ成分とＱ成分が、それぞ
れ前記加算器105と106に入力する。On the other hand, the directional coupler 312 includes a filter 310
-2 outputs the signal to the mixer 309-2, filter 310-3,
The signal is input to the quadrature demodulator 113 via the high-frequency amplifier 308-2 and the analog-to-digital converter 112 for the feedback data signal. The quadrature demodulator 113 demodulates the input signal, and the demodulated I component and Q component are input to a non-linear compensator 114. The I and Q components of the signal from the non-linear compensator 114 are added to the adder Enter 105 and 106.
【００１３】また図２は本発明の第２の実施例を示す図
で、複数チャネル（チャネル数：３）の場合の構成の一
例である。図２において、チャネル１のＩ成分発生部20
1及びチャネル２のＩ成分発生部203並びにチャネル３の
Ｉ成分発生部205から出力した信号は、Ｉ成分合成器207
に入力する。同様にチャネル１のＱ成分発生部202及び
チャネル２のＱ成分発生部204並びにチャネル３のＱ成
分発生部206から出力した信号は、Ｑ成分合成器208に入
力する。前記Ｉ成分合成器207から出力した信号は、加
算器105を介してＩ成分ディジタル補間フィルタ107に入
力し、同様に前記Ｑ成分合成器208から出力した信号
は、加算器106を介してＱ成分ディジタル補間フィルタ1
08に入力する。以下の信号の流れは、図１と同じであ
る。FIG. 2 is a diagram showing a second embodiment of the present invention, and is an example of a configuration in the case of a plurality of channels (the number of channels: 3). In FIG. 2, an I component generator 20 of channel 1
The signals output from the I component generator 203 of channel 1 and channel 2 and the I component generator 205 of channel 3
To enter. Similarly, signals output from the Q component generator 202 of channel 1, the Q component generator 204 of channel 2, and the Q component generator 206 of channel 3 are input to the Q component combiner 208. The signal output from the I component synthesizer 207 is input to an I component digital interpolation filter 107 via an adder 105, and the signal output from the Q component synthesizer 208 is similarly output to a Q component via an adder 106. Digital interpolation filter 1
Enter 08. The following signal flows are the same as in FIG.
【００１４】図５は本発明の第３の実施例で、ＰＤ方式
を用いた場合の構成図である。図５において、Ｉ成分発
生部101より出力した信号は、第１のＩ成分ディジタル
補間フィルタ103を介して、逆非線形歪み発生部501に入
力する。同様にＱ成分発生部102より出力した信号は、
第１のＱ成分ディジタル補間フィルタ104を介して、前
記逆非線形歪み発生部501に入力する。前記逆非線形歪
み発生部501より出力した信号は、Ｉ，Ｑ各々第２のＩ
成分ディジタル補間フィルタ107、第２のＱ成分ディジ
タル補間フィルタ108を介して、ディジタル直交変調器1
09に入力する。ディジタル搬送波発振器110より出力し
た搬送波は、前記ディジタル直交変調器109とディジタ
ル直交復調器113に入力する。FIG. 5 is a block diagram of a third embodiment of the present invention in which a PD system is used. In FIG. 5, the signal output from the I component generator 101 is input to the inverse nonlinear distortion generator 501 via the first I component digital interpolation filter 103. Similarly, the signal output from the Q component generator 102 is
The signal is input to the inverse nonlinear distortion generator 501 via the first Q component digital interpolation filter 104. The signal output from the inverse non-linear distortion generator 501 is the second I
The digital quadrature modulator 1 passes through a component digital interpolation filter 107 and a second Q component digital interpolation filter 108.
Enter in 09. The carrier outputted from the digital carrier oscillator 110 is inputted to the digital quadrature modulator 109 and the digital quadrature demodulator 113.
【００１５】前記ディジタル直交変調器109より出力し
た信号は、送信データ信号用ディジタル−アナログ変換
器111を介してアナログ部に入力する。アナログ部の構
成と動作は、図１と同じである。The signal output from the digital quadrature modulator 109 is input to an analog section via a transmission data signal digital-analog converter 111. The configuration and operation of the analog unit are the same as those in FIG.
【００１６】前記アナログ部の帰還として、高周波増幅
器308-2より出力した信号は、帰還データ信号用アナロ
グ−ディジタル変換器112を介して、前記直交復調器113
に入力する。前記直交復調器113は入力信号を復調し、
復調されたＩ成分とＱ成分は、逆非線形歪み算出部502
に入力し、該逆非線形歪み算出部502からのＩとＱの各
成分は、それぞれ前記逆非線形歪み発生部501に入力す
る。The signal output from the high-frequency amplifier 308-2 as the feedback of the analog section is passed through the feedback data signal analog-to-digital converter 112 to the quadrature demodulator 113.
To enter. The quadrature demodulator 113 demodulates the input signal,
The demodulated I component and Q component are output to the inverse nonlinear distortion calculation unit 502.
, And the I and Q components from the inverse nonlinear distortion calculator 502 are respectively input to the inverse nonlinear distortion generator 501.
【００１７】[0017]
【発明の効果】上記の結果、直流オフセット等の歪み補
償項目の低減と、歪み補償回路の無調整化が実現でき、
装置規模の削減が実現できる。As a result of the above, it is possible to reduce the distortion compensation items such as the DC offset and to eliminate the adjustment of the distortion compensation circuit.
A reduction in device scale can be realized.
【００１８】本発明によれば送信データ信号の直交変
調、負帰還側の送信データ信号の復調、及び非線形歪み
補償処理をディジタル信号処理で行うことで、直流オフ
セット等の歪み補償項目の低減と、歪み補償回路の無調
整化が実現でき、装置規模の削減が実現できる。According to the present invention, the quadrature modulation of the transmission data signal, the demodulation of the transmission data signal on the negative feedback side, and the nonlinear distortion compensation processing are performed by digital signal processing, thereby reducing distortion compensation items such as a DC offset. The adjustment of the distortion compensating circuit can be eliminated, and the device scale can be reduced.
【図１】 本発明の構成の一例を説明する図。FIG. 1 illustrates an example of a configuration of the present invention.
【図２】 本発明図の他の例を示す構成図。FIG. 2 is a configuration diagram showing another example of the present invention.
【図３】 従来技術の構成図。FIG. 3 is a configuration diagram of a conventional technique.
【図４】 信号流れ図。FIG. 4 is a signal flow diagram.
【図５】 本発明の他の例を示す構成図。FIG. 5 is a configuration diagram showing another example of the present invention.
101：Ｉ成分発生部、 102：Ｑ成分発生部、 103：第
１のＩ成分ディジタル補間フィルタ、 104：第１のＱ
成分ディジタル補間フィルタ、 105：Ｉ成分ディジタ
ル加算器、 106：Ｑ成分ディジタル加算器、 107：第
２のＩ成分ディジタル補間フィルタ、 108：第２のＱ
成分ディジタル補間フィルタ、 109：ディジタル直交
変調器、 110：ディジタル搬送波発振器、 111：送信
データ信号用ディジタル−アナログ変換器、 112：帰
還データ信号用アナログ−ディジタル変換器、 113：
ディジタル直交復調器、 114：非線形補償部、 201：
チャネル１のＩ成分発生部、 202：チャネル１のＱ成
分発生部、 203：チャネル２のＩ成分発生部、 204：
チャネル２のＱ成分発生部、 205：チャネル３のＩ成
分発生部、 206：チャネル３のＱ成分発生部、 207：
Ｉ成分合成器、 208：Ｑ成分合成器、 301：Ｉ成分デ
ィジタル−アナログ変換器、 302：Ｑ成分ディジタル
−アナログ変換器、 303：Ｉ成分加算器、 304：Ｑ成
分加算器、 305：Ｉ成分ループフィルタ、 306：Ｑ成
分ループフィルタ、 307：直交変調器、308-1，308-
2：高周波増幅器、 309-1，309-2：ミクサ、 310-1，
310-2，310-3：フィルタ、 311：電力増幅器、 312：
方向性結合器、 313：アンテナ端子、 314：局部発振
器、 315：搬送波発振器、 316：直交復調器、 31
7： Ｉ成分復調器出力段アンプ、 318： Ｑ成分復調器
出力段アンプ、 401：信号入力端子、 402：負加算
器、 403：主回路、 404：歪み加算器、 405：出力
端子、 406：帰還回路、 501：逆非線形歪み発生部、
502：逆非線形歪み算出部、101: I component generator, 102: Q component generator, 103: first I component digital interpolation filter, 104: first Q
Component digital interpolation filter, 105: I component digital adder, 106: Q component digital adder, 107: second I component digital interpolation filter, 108: second Q
Component digital interpolation filter, 109: Digital quadrature modulator, 110: Digital carrier oscillator, 111: Digital-analog converter for transmission data signal, 112: Analog-digital converter for feedback data signal, 113:
Digital quadrature demodulator, 114: Non-linear compensator, 201:
Channel 1 I component generator, 202: Channel 1 Q component generator, 203: Channel 2 I component generator, 204:
Channel 2 Q component generator 205: Channel 3 I component generator 206: Channel 3 Q component generator 207:
I component combiner, 208: Q component combiner, 301: I component digital-analog converter, 302: Q component digital-analog converter, 303: I component adder, 304: Q component adder, 305: I component Loop filter, 306: Q component loop filter, 307: Quadrature modulator, 308-1, 308-
2: High frequency amplifier, 309-1, 309-2: Mixer, 310-1,
310-2, 310-3: Filter, 311: Power amplifier, 312:
Directional coupler, 313: antenna terminal, 314: local oscillator, 315: carrier oscillator, 316: quadrature demodulator, 31
7: I component demodulator output stage amplifier, 318: Q component demodulator output stage amplifier, 401: signal input terminal, 402: negative adder, 403: main circuit, 404: distortion adder, 405: output terminal, 406: Feedback circuit, 501: inverse nonlinear distortion generator,
502: inverse nonlinear distortion calculator,
Claims (4)
補償する電力増幅器において、データ信号同相成分（以
下Ｉ成分と称する）とデータ信号直交成分（以下Ｑ成分
と称する）とによる直交変調、及び直交復調をディジタ
ル信号処理により行うことを特徴とする電力増幅器。1. A power amplifier for compensating nonlinear distortion by Cartesian control, wherein a quadrature modulation and a quadrature demodulation by a data signal in-phase component (hereinafter, referred to as I component) and a data signal quadrature component (hereinafter, referred to as Q component) are digitally performed. A power amplifier characterized by performing signal processing.
タ信号と帰還データ信号をディジタル処理を用いて算出
し、負帰還動作において歪み補償を行うことを特徴とし
た電力増幅器。2. The power amplifier according to claim 1, wherein the input data signal and the feedback data signal are calculated using digital processing, and distortion is compensated for in a negative feedback operation.
ストーション（以下ＰＤと称する）を用いて非線形歪み
を補償することを特徴とする電力増幅器。3. The power amplifier according to claim 1, wherein the non-linear distortion is compensated by using a pre-distortion (hereinafter referred to as PD).
ャネルを１つの電力増幅器で送信することを特徴とする
電力増幅器。4. The power amplifier according to claim 1, wherein a plurality of channels are transmitted by one power amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10000368A JPH11196140A (en) | 1998-01-05 | 1998-01-05 | Power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10000368A JPH11196140A (en) | 1998-01-05 | 1998-01-05 | Power amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11196140A true JPH11196140A (en) | 1999-07-21 |
Family
ID=11471858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10000368A Pending JPH11196140A (en) | 1998-01-05 | 1998-01-05 | Power amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11196140A (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002214331A (en) * | 2001-01-18 | 2002-07-31 | Mitsubishi Electric Corp | Radar pulse compression device |
| JP2002319989A (en) * | 2001-04-19 | 2002-10-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dc offset and phase correcting device and radio communication device |
| KR100408043B1 (en) * | 2001-09-21 | 2003-12-01 | 엘지전자 주식회사 | Predistortion type digital linearier with digital if circuit |
| KR100469408B1 (en) * | 2000-12-30 | 2005-01-31 | 엘지전자 주식회사 | Apparatus and method for linearly amplifying power in cdma system |
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| JP4538157B2 (en) * | 2000-01-28 | 2010-09-08 | 株式会社日立国際電気 | Power amplifier circuit having negative feedback circuit and phase control method |
-
1998
- 1998-01-05 JP JP10000368A patent/JPH11196140A/en active Pending
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| JP2007059960A (en) * | 2005-08-22 | 2007-03-08 | Nec Network & Sensor Systems Ltd | Transmitter |
| JP4698331B2 (en) * | 2005-08-22 | 2011-06-08 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | Transmitter |
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