JPH1116278A - 情報再生方法および情報再生装置 - Google Patents
情報再生方法および情報再生装置Info
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- JPH1116278A JPH1116278A JP16710697A JP16710697A JPH1116278A JP H1116278 A JPH1116278 A JP H1116278A JP 16710697 A JP16710697 A JP 16710697A JP 16710697 A JP16710697 A JP 16710697A JP H1116278 A JPH1116278 A JP H1116278A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 検出精度を落とすことなく、従来より消費電
力を低減することが可能な情報再生方法および情報再生
装置を提供すること。 【解決手段】 ハードディスク等の情報再生方法におい
て、入力信号をＡ／Ｄ変換し、デジタルデータを出力す
る第１の工程と、複数の前記デジタルデータに基づき、
入力信号を復号して情報を再生する第２の工程とを含
む。そして、Ａ／Ｄ変換器としては、複数の信号存在点
の中間にある情報識別の境界値の近傍においては細かい
ステップ幅で量子化し、逆に信号存在点付近あるいは存
在点の外側においては大きなステップ幅で量子化を行う
ものを使用する。このことにより、復号時の精度を落と
すこと無く、Ａ／Ｄ変換器のコンパレータの数を低減す
ることができ、消費電力の低減が可能となる。
力を低減することが可能な情報再生方法および情報再生
装置を提供すること。 【解決手段】 ハードディスク等の情報再生方法におい
て、入力信号をＡ／Ｄ変換し、デジタルデータを出力す
る第１の工程と、複数の前記デジタルデータに基づき、
入力信号を復号して情報を再生する第２の工程とを含
む。そして、Ａ／Ｄ変換器としては、複数の信号存在点
の中間にある情報識別の境界値の近傍においては細かい
ステップ幅で量子化し、逆に信号存在点付近あるいは存
在点の外側においては大きなステップ幅で量子化を行う
ものを使用する。このことにより、復号時の精度を落と
すこと無く、Ａ／Ｄ変換器のコンパレータの数を低減す
ることができ、消費電力の低減が可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はデジタル情報の記録
再生装置や伝送装置における情報再生方法および情報再
生装置に関し、特に、従来と比べて回路規模が減少し、
消費電力の低減が可能な情報再生方法および情報再生装
置に関するものである。
再生装置や伝送装置における情報再生方法および情報再
生装置に関し、特に、従来と比べて回路規模が減少し、
消費電力の低減が可能な情報再生方法および情報再生装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、磁気ディスク等のデジタル情報記
録再生装置やデジタル信号伝送装置において、再生信号
あるいは受信信号から情報を再生する手段として、パー
シャルレスポンス方式と最尤復号法を組み合わせたＰＲ
ＭＬという信号処理方法が知られている。例えば磁気デ
ィスクの再生信号の処理を行う場合には、再生信号を等
化器によってパーシャルレスポンス系列に等化し、Ａ／
Ｄコンバータによってデジタル信号に変換された後に、
最尤復号法の一種であるビタビデコーダによってビタビ
復号される。
録再生装置やデジタル信号伝送装置において、再生信号
あるいは受信信号から情報を再生する手段として、パー
シャルレスポンス方式と最尤復号法を組み合わせたＰＲ
ＭＬという信号処理方法が知られている。例えば磁気デ
ィスクの再生信号の処理を行う場合には、再生信号を等
化器によってパーシャルレスポンス系列に等化し、Ａ／
Ｄコンバータによってデジタル信号に変換された後に、
最尤復号法の一種であるビタビデコーダによってビタビ
復号される。
【０００３】ＰＲＬＭの種類には、用いるパーシャルレ
スポンスの種類によってＰＲ４、ＥＰＲ４などがあり、
より複雑な演算を行うことによって高い検出性能を得る
ことができるものもある。また、ＰＲＭＬとチャネル符
号化法を組み合わせたトレリス符号化ＰＲＭＬ（ＴＣＰ
Ｒ）という手法も提案されている。この技術について
は、例えば、文献１：H.Thapar他「On the Performance
of a Rate 8/10 Matched Spectral Null Code for Cla
ss-4 Partial Responce」IEEE Trans. Magn.,Vol.28,N
o.5,p.2883-2888,1992年9月発行、あるいは文献２：J.
W.Rae他「Design and Performance of a VLSI 120Mb/s
Trellis-Coded Partial Responce Channel」IEEE Tran
s. Magn.,Vol.31,No.2,p.1208-1214,1995年5月発行に開
示されている。
スポンスの種類によってＰＲ４、ＥＰＲ４などがあり、
より複雑な演算を行うことによって高い検出性能を得る
ことができるものもある。また、ＰＲＭＬとチャネル符
号化法を組み合わせたトレリス符号化ＰＲＭＬ（ＴＣＰ
Ｒ）という手法も提案されている。この技術について
は、例えば、文献１：H.Thapar他「On the Performance
of a Rate 8/10 Matched Spectral Null Code for Cla
ss-4 Partial Responce」IEEE Trans. Magn.,Vol.28,N
o.5,p.2883-2888,1992年9月発行、あるいは文献２：J.
W.Rae他「Design and Performance of a VLSI 120Mb/s
Trellis-Coded Partial Responce Channel」IEEE Tran
s. Magn.,Vol.31,No.2,p.1208-1214,1995年5月発行に開
示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記したような、従来
のＰＲＭＬにおいては、パーシャルレスポンス等化した
信号をＡ／Ｄ変換している。このＡ／Ｄ変換器として
は、５ビットでは復号特性が劣化してしまうので、従来
６ビットあるいは７ビットのＡ／Ｄ変換器が使用されて
いた。図２の中央部は、従来の６ビット線形量子化Ａ／
Ｄコンバータの変換特性を示す説明図である。再生され
た入力信号における信号存在点がＡ／Ｄ変換器の出力コ
ードの（１６、０、−１６）に対応する場合、例えばＡ
／Ｄ変換器は＋３１から−３１までの範囲を等間隔に６
３に分割して量子化していた。
のＰＲＭＬにおいては、パーシャルレスポンス等化した
信号をＡ／Ｄ変換している。このＡ／Ｄ変換器として
は、５ビットでは復号特性が劣化してしまうので、従来
６ビットあるいは７ビットのＡ／Ｄ変換器が使用されて
いた。図２の中央部は、従来の６ビット線形量子化Ａ／
Ｄコンバータの変換特性を示す説明図である。再生され
た入力信号における信号存在点がＡ／Ｄ変換器の出力コ
ードの（１６、０、−１６）に対応する場合、例えばＡ
／Ｄ変換器は＋３１から−３１までの範囲を等間隔に６
３に分割して量子化していた。
【０００５】このようなＡ／Ｄコンバータにおいては、
信号を等間隔で量子化するために（（２の６乗−２）＝
６２個のコンパレータ（電圧比較器）が必要であった。
そして、Ａ／Ｄコンバータはチャネルのビットレートか
それ以上の周波数でサンプリングを行う必要があり、多
数のコンパレータを高速で動作させると、消費電力が大
きくなってしまうという問題点があった。本発明の目的
は、前記のような従来技術の問題点を解決し、検出精度
を落とすことなく、従来より消費電力を低減することが
可能な情報再生方法および情報再生装置を提供すること
にある。
信号を等間隔で量子化するために（（２の６乗−２）＝
６２個のコンパレータ（電圧比較器）が必要であった。
そして、Ａ／Ｄコンバータはチャネルのビットレートか
それ以上の周波数でサンプリングを行う必要があり、多
数のコンパレータを高速で動作させると、消費電力が大
きくなってしまうという問題点があった。本発明の目的
は、前記のような従来技術の問題点を解決し、検出精度
を落とすことなく、従来より消費電力を低減することが
可能な情報再生方法および情報再生装置を提供すること
にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の情報再生方法
は、少なくとも入力信号における複数の信号存在点の振
幅値の中間値近傍を他の領域よりも細かい量子化ステッ
プ幅でＡ／Ｄ変換し、デジタルデータを出力する第１の
工程と、複数の前記デジタルデータに基づき、入力信号
を復号して情報を再生する第２の工程とを含むことを特
徴とし、また、該方法を実行する情報再生装置にも特徴
がある。
は、少なくとも入力信号における複数の信号存在点の振
幅値の中間値近傍を他の領域よりも細かい量子化ステッ
プ幅でＡ／Ｄ変換し、デジタルデータを出力する第１の
工程と、複数の前記デジタルデータに基づき、入力信号
を復号して情報を再生する第２の工程とを含むことを特
徴とし、また、該方法を実行する情報再生装置にも特徴
がある。
【０００７】本発明においては、Ａ／Ｄ変換器として、
等間隔に量子化を行う従来のものに代えて、複数の信号
存在点の中間にある情報識別の境界値の近傍においては
細かいステップ幅で量子化し、逆に信号存在点付近ある
いは存在点の外側においては大きなステップ幅で量子化
を行うものを使用する。このように構成することによ
り、復号時の精度を落とすこと無く、Ａ／Ｄ変換器のコ
ンパレータの数を低減することができ、消費電力の低減
が可能となる。
等間隔に量子化を行う従来のものに代えて、複数の信号
存在点の中間にある情報識別の境界値の近傍においては
細かいステップ幅で量子化し、逆に信号存在点付近ある
いは存在点の外側においては大きなステップ幅で量子化
を行うものを使用する。このように構成することによ
り、復号時の精度を落とすこと無く、Ａ／Ｄ変換器のコ
ンパレータの数を低減することができ、消費電力の低減
が可能となる。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して詳細に説明する。図１は、本発明を適用した
磁気ディスク装置の信号処理回路の構成を示すブロック
図である。図示しないディスクコントローラから入力さ
れた書き込みデータはチャネル符号器１によって例えば
周知の８／１０変換符号等にブロック（チャネル）符号
化される。符号化されたデータは記録アンプ２を介して
磁気ディスク３に書き込まれる。
を参照して詳細に説明する。図１は、本発明を適用した
磁気ディスク装置の信号処理回路の構成を示すブロック
図である。図示しないディスクコントローラから入力さ
れた書き込みデータはチャネル符号器１によって例えば
周知の８／１０変換符号等にブロック（チャネル）符号
化される。符号化されたデータは記録アンプ２を介して
磁気ディスク３に書き込まれる。
【０００９】ヘッドを介して磁気ディスク３から読み出
された再生信号は再生アンプ４を経て等化器５に入力さ
れる。磁気ディスクの再生特性は微分特性であるので、
磁気ディスクに書き込まれ、再生された信号は、元の信
号に対してシステム多項式（（１−Ｄ）で表される（Ｄ
は１ビット遅延演算子）信号となる。等化器５はこの再
生信号をパーシャルレスポンスクラス４（ＰＲ４）に属
するインターリーブドＮＲＺＩ符号（ＰＲ（１，０，−
１））の波形に等化する。
された再生信号は再生アンプ４を経て等化器５に入力さ
れる。磁気ディスクの再生特性は微分特性であるので、
磁気ディスクに書き込まれ、再生された信号は、元の信
号に対してシステム多項式（（１−Ｄ）で表される（Ｄ
は１ビット遅延演算子）信号となる。等化器５はこの再
生信号をパーシャルレスポンスクラス４（ＰＲ４）に属
するインターリーブドＮＲＺＩ符号（ＰＲ（１，０，−
１））の波形に等化する。
【００１０】周知のＰＲ（１，０，−１）の特性はダイ
パルスレスポンスの等化波形がサンプル点において
（１，０，−１）となるように等化する方式であり、シ
ステム多項式は（１−Ｄの２乗）＝（１＋Ｄ）（１−
Ｄ）となる。再生信号はすでに再生特性として１−Ｄの
特性を有している。従って、等化器５においてはシステ
ム多項式（１＋Ｄ）の特性で等化することによって、記
録、再生系全体の特性がＰＲ（１，０，−１）の特性と
なる。等化器５の構成としては、例えば８極４ゼロ型の
アナログフィルタ等を使用可能である。
パルスレスポンスの等化波形がサンプル点において
（１，０，−１）となるように等化する方式であり、シ
ステム多項式は（１−Ｄの２乗）＝（１＋Ｄ）（１−
Ｄ）となる。再生信号はすでに再生特性として１−Ｄの
特性を有している。従って、等化器５においてはシステ
ム多項式（１＋Ｄ）の特性で等化することによって、記
録、再生系全体の特性がＰＲ（１，０，−１）の特性と
なる。等化器５の構成としては、例えば８極４ゼロ型の
アナログフィルタ等を使用可能である。
【００１１】Ａ／Ｄ変換器６は、ＰＬＬ回路７によって
生成されるクロック信号に基づき、等化器５の出力信号
をサンプリング、量子化、符号化を行ってデジタルデー
タを出力する。一般に、入力信号の特性としては信号存
在点（レベル）付近に殆どのサンプル値がガウス分布し
ており、それ以外の領域には殆ど存在していない。そし
て、ビットエラーとなるノイズの大きさについて考えて
見ると、通常の復号器においてはノイズが信号存在点間
のレベル差の中間値を越えるとビットエラーが発生する
可能性が高い。また、ビタビデコーダにおいてもやはり
複数の時刻のノイズレベルが信号存在点間のレベル差の
中間値を連続して越えるとビットエラーが発生する可能
性が高いと考えられる。
生成されるクロック信号に基づき、等化器５の出力信号
をサンプリング、量子化、符号化を行ってデジタルデー
タを出力する。一般に、入力信号の特性としては信号存
在点（レベル）付近に殆どのサンプル値がガウス分布し
ており、それ以外の領域には殆ど存在していない。そし
て、ビットエラーとなるノイズの大きさについて考えて
見ると、通常の復号器においてはノイズが信号存在点間
のレベル差の中間値を越えるとビットエラーが発生する
可能性が高い。また、ビタビデコーダにおいてもやはり
複数の時刻のノイズレベルが信号存在点間のレベル差の
中間値を連続して越えるとビットエラーが発生する可能
性が高いと考えられる。
【００１２】すなわち、どのデコーダでもノイズの大き
さが信号存在点間のレベル差の中間値付近である場合が
エラー発生の分かれ目になっており、この付近の振幅方
向の分解能がデコーダの性能を左右することが分かる。
逆に、信号存在点付近の分解能はあまり重要ではない。
さが信号存在点間のレベル差の中間値付近である場合が
エラー発生の分かれ目になっており、この付近の振幅方
向の分解能がデコーダの性能を左右することが分かる。
逆に、信号存在点付近の分解能はあまり重要ではない。
【００１３】図２の右側は、本発明における６ビット非
線形Ａ／Ｄ変換器６の変換特性を示す説明図である。信
号存在点を（１６、０、−１６）とした場合、このＡ／
Ｄ変換器は、入力信号レベルが１４以上あるいは−１４
以下の場合には出力として「「１６」あるいは「−１
６」を、入力信号レベルが２から−２の間である場合に
は出力として「０」を、これ以外の値の場合には該値に
最も近い整数値を出力する。この実施例においては、信
号存在点間の中間値は±８であり、この付近のみが細か
く量子化されていることになる。実際に実験を行ったと
ころ、本発明の６ビット非線形Ａ／Ｄ変換器を使用した
情報再生装置のビット誤り率は、従来の６ビット線形Ａ
／Ｄ変換器を使用した情報再生装置のビット誤り率に比
べて全く劣化していないことが確認された。
線形Ａ／Ｄ変換器６の変換特性を示す説明図である。信
号存在点を（１６、０、−１６）とした場合、このＡ／
Ｄ変換器は、入力信号レベルが１４以上あるいは−１４
以下の場合には出力として「「１６」あるいは「−１
６」を、入力信号レベルが２から−２の間である場合に
は出力として「０」を、これ以外の値の場合には該値に
最も近い整数値を出力する。この実施例においては、信
号存在点間の中間値は±８であり、この付近のみが細か
く量子化されていることになる。実際に実験を行ったと
ころ、本発明の６ビット非線形Ａ／Ｄ変換器を使用した
情報再生装置のビット誤り率は、従来の６ビット線形Ａ
／Ｄ変換器を使用した情報再生装置のビット誤り率に比
べて全く劣化していないことが確認された。
【００１４】図３は、本発明のＡ／Ｄ変換器６の構成例
を示す回路図である。信号入力端子は２４個のコンパレ
ータ２４の＋端子に並列に接続されており、各コンパレ
ータ２４の−端子は基準電圧発生回路に接続されてい
る。基準電圧発生回路は、入力信号の最大値および最小
値に相当する電圧ＶrefおよびＶref-に基づき、各コン
パレータ２４に基準電圧を供給する抵抗の直列回路から
なる。ここで、各抵抗値の比率は、Ｖrefに近い方から
１８、１…（１１個）…１、５、１…（１１個）…１、
１９となっている。従って、各コンパレータ２４には、
図２右側に示すような特性に相当する基準電圧（図の横
線に対応する）が供給される。従って、入力信号レベル
より基準電圧発生回路からの電圧の方が低いコンパレー
タのみが「「１」を出力する。
を示す回路図である。信号入力端子は２４個のコンパレ
ータ２４の＋端子に並列に接続されており、各コンパレ
ータ２４の−端子は基準電圧発生回路に接続されてい
る。基準電圧発生回路は、入力信号の最大値および最小
値に相当する電圧ＶrefおよびＶref-に基づき、各コン
パレータ２４に基準電圧を供給する抵抗の直列回路から
なる。ここで、各抵抗値の比率は、Ｖrefに近い方から
１８、１…（１１個）…１、５、１…（１１個）…１、
１９となっている。従って、各コンパレータ２４には、
図２右側に示すような特性に相当する基準電圧（図の横
線に対応する）が供給される。従って、入力信号レベル
より基準電圧発生回路からの電圧の方が低いコンパレー
タのみが「「１」を出力する。
【００１５】各コンパレータ２４の出力信号はＤ型フリ
ップフロップ（ラッチ）回路２５に入力され、該ラッチ
回路２５の出力は一方が反転入力になっているＡＮＤゲ
ート回路２６の反転入力端子に接続されている。ＡＮＤ
ゲート回路２６の他方の入力端子は、１つ下のレベルの
ラッチ回路の出力に接続されている。従って、任意の入
力信号レベルにおいて、出力が「０」であるコンパレー
タの内の最低のレベルのコンパレータに対応する１つの
ＡＮＤゲートのみが「１」を出力する。
ップフロップ（ラッチ）回路２５に入力され、該ラッチ
回路２５の出力は一方が反転入力になっているＡＮＤゲ
ート回路２６の反転入力端子に接続されている。ＡＮＤ
ゲート回路２６の他方の入力端子は、１つ下のレベルの
ラッチ回路の出力に接続されている。従って、任意の入
力信号レベルにおいて、出力が「０」であるコンパレー
タの内の最低のレベルのコンパレータに対応する１つの
ＡＮＤゲートのみが「１」を出力する。
【００１６】ＡＮＤゲート回路２６の出力は例えばダイ
オードマトリックスからなるエンコード回路２７に入力
され、符号付きの６ビットデータに符号化される。そし
て出力データラッチ回路２９にラッチされ、出力され
る。なおエンコード回路２７の丸印２８は該交点がダイ
オードによって接続されていることを示している。以上
説明したように、従来の線形量子化Ａ／Ｄ変換器におい
ては６２個必要であったコンパレータ、ラッチ、ゲート
等の回路が当実施例においては２４個に削減されてい
る。
オードマトリックスからなるエンコード回路２７に入力
され、符号付きの６ビットデータに符号化される。そし
て出力データラッチ回路２９にラッチされ、出力され
る。なおエンコード回路２７の丸印２８は該交点がダイ
オードによって接続されていることを示している。以上
説明したように、従来の線形量子化Ａ／Ｄ変換器におい
ては６２個必要であったコンパレータ、ラッチ、ゲート
等の回路が当実施例においては２４個に削減されてい
る。
【００１７】図１に戻って、Ａ／Ｄ変換器６の出力デー
タはビタビデコーダ８に入力され、周知のビタビ復号処
理が行われる。ビタビデコーダ８の出力データはチャネ
ル復号器９によってチャネル符号器１の逆変換が行わ
れ、元の記録データが再生されて図示しないハードディ
スクコントローラに出力される。
タはビタビデコーダ８に入力され、周知のビタビ復号処
理が行われる。ビタビデコーダ８の出力データはチャネ
ル復号器９によってチャネル符号器１の逆変換が行わ
れ、元の記録データが再生されて図示しないハードディ
スクコントローラに出力される。
【００１８】図４は、ビタビデコーダ８の構成例を示す
ブロック図である。ＰＲ（１，０，−１）の方式におい
ては、信号が（１，０，−１）に等化されるので、２ビ
ット前の信号から符号間干渉を受ける。ビタビ復号器に
おいては、符号長が長くなると指数関数的に演算量が増
加して処理速度が低下する。従って、このビタビデコー
ダ８においては、入力データを偶数／奇数切り替え回路
４３およびスイッチ４２によって奇数番目と偶数番目に
分離し、それぞれのデータを、ＰＲ（１，−１）方式に
対応する２つのビタビデコーダ４０、４１によって復号
し、復号結果を合成回路４４において合成して出力して
いる。このような構成にすることによってビタビデコー
ダの計算量、回路規模を削減できる。
ブロック図である。ＰＲ（１，０，−１）の方式におい
ては、信号が（１，０，−１）に等化されるので、２ビ
ット前の信号から符号間干渉を受ける。ビタビ復号器に
おいては、符号長が長くなると指数関数的に演算量が増
加して処理速度が低下する。従って、このビタビデコー
ダ８においては、入力データを偶数／奇数切り替え回路
４３およびスイッチ４２によって奇数番目と偶数番目に
分離し、それぞれのデータを、ＰＲ（１，−１）方式に
対応する２つのビタビデコーダ４０、４１によって復号
し、復号結果を合成回路４４において合成して出力して
いる。このような構成にすることによってビタビデコー
ダの計算量、回路規模を削減できる。
【００１９】各ビタビデコーダ４０、４１は全く同一の
構成のＰＲ（１，−１）に対応するビタビデコーダであ
る。ブランチメトリック演算回路４５においては、任意
の状態から次の任意の状態への遷移についてのＡ／Ｄ変
換器からの入力信号信号とレプリカ（基準値）との距離
関数であるブランチメトリックを求める。最尤パスメト
リック選択回路４６においては、ラッチ４７に格納され
ているパスメトリック情報および入力されたブランチメ
トリックに基づき、次の任意の状態に移行する最大のパ
スメトリックをそれぞれ求める。そして、最尤ブランチ
の選択結果がパスメモリ４８に出力される。パスメモリ
４８においては最尤ブランチの選択結果をメモリに保持
し、生き残りパスが１つに絞られた時点までの状態デー
タを出力する。
構成のＰＲ（１，−１）に対応するビタビデコーダであ
る。ブランチメトリック演算回路４５においては、任意
の状態から次の任意の状態への遷移についてのＡ／Ｄ変
換器からの入力信号信号とレプリカ（基準値）との距離
関数であるブランチメトリックを求める。最尤パスメト
リック選択回路４６においては、ラッチ４７に格納され
ているパスメトリック情報および入力されたブランチメ
トリックに基づき、次の任意の状態に移行する最大のパ
スメトリックをそれぞれ求める。そして、最尤ブランチ
の選択結果がパスメモリ４８に出力される。パスメモリ
４８においては最尤ブランチの選択結果をメモリに保持
し、生き残りパスが１つに絞られた時点までの状態デー
タを出力する。
【００２０】以上、実施例について開示したが、以下に
述べるような変形例も考えられる。実施例においてはパ
ーシャルレスポンスＰＲ（１，０，−１）について開示
したが、本発明は、ＥＰＲ４など他の任意のパーシャル
レスポンス方式にも適用可能である。また、本発明の復
号器としては、前記文献１、２に開示されているよう
な、特殊なチャネル符号化方式を採用することによっ
て、演算量および回路規模が減少し、かつ復号精度が向
上するようなビタビ復号器を始めとして、任意の最尤復
号器を採用可能である。更に、複数のサンプル値に基づ
き、演算によって情報の再生を行う任意の復号器を採用
した場合においても効果がある。実施例においてはＡ／
Ｄ変換器の量子化ステップ幅として、±３〜±１３まで
は量子化ステップ幅が一定である例を開示したが、例え
ば３と４、１２と１３はまとめて３、１３とするという
ように、信号存在点の中間値からの距離に応じてステッ
プ幅を変化させてもよい。
述べるような変形例も考えられる。実施例においてはパ
ーシャルレスポンスＰＲ（１，０，−１）について開示
したが、本発明は、ＥＰＲ４など他の任意のパーシャル
レスポンス方式にも適用可能である。また、本発明の復
号器としては、前記文献１、２に開示されているよう
な、特殊なチャネル符号化方式を採用することによっ
て、演算量および回路規模が減少し、かつ復号精度が向
上するようなビタビ復号器を始めとして、任意の最尤復
号器を採用可能である。更に、複数のサンプル値に基づ
き、演算によって情報の再生を行う任意の復号器を採用
した場合においても効果がある。実施例においてはＡ／
Ｄ変換器の量子化ステップ幅として、±３〜±１３まで
は量子化ステップ幅が一定である例を開示したが、例え
ば３と４、１２と１３はまとめて３、１３とするという
ように、信号存在点の中間値からの距離に応じてステッ
プ幅を変化させてもよい。
【００２１】
【発明の効果】以上述べたように、本発明においては、
情報再生回路におけるＡ／Ｄ変換器において、必要な範
囲のみを量子化してＡ／Ｄ変換するので、精度を落とす
ことなく、コンパレータ等の個数を削減でき、消費電力
の大幅な低減が可能となるという効果がある。また同じ
消費電力であれば、より精度の高い復号器を作成できる
という効果もある。
情報再生回路におけるＡ／Ｄ変換器において、必要な範
囲のみを量子化してＡ／Ｄ変換するので、精度を落とす
ことなく、コンパレータ等の個数を削減でき、消費電力
の大幅な低減が可能となるという効果がある。また同じ
消費電力であれば、より精度の高い復号器を作成できる
という効果もある。
【図１】本発明を適用した磁気ディスク装置の信号処理
回路の構成を示すブロック図である。
回路の構成を示すブロック図である。
【図２】従来例および本発明におけるＡ／Ｄ変換器の変
換特性を示す説明図である。
換特性を示す説明図である。
【図３】本発明のＡ／Ｄ変換器６の構成例を示す回路図
である。
である。
【図４】ビタビデコーダ８の構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
１…チャネル符号器、２…記録アンプ、３…磁気ディス
ク、４…再生アンプ、５…等化器、６…Ａ／Ｄ変換器、
７…ＰＬＬ回路、８…ビタビデコーダ、９…チャネル復
号器、２０、２１、２２、２３…抵抗、２４…コンパレ
ータ、２５、２９…ラッチ回路、２６…ＡＮＤゲート、
２７…デコーダ
ク、４…再生アンプ、５…等化器、６…Ａ／Ｄ変換器、
７…ＰＬＬ回路、８…ビタビデコーダ、９…チャネル復
号器、２０、２１、２２、２３…抵抗、２４…コンパレ
ータ、２５、２９…ラッチ回路、２６…ＡＮＤゲート、
２７…デコーダ
Claims (5)
- 【請求項１】 少なくとも入力信号における複数の信号
存在点の振幅値の中間値近傍を他の領域よりも細かい量
子化ステップ幅でＡ／Ｄ変換し、デジタルデータを出力
する第１の工程と、 複数の前記デジタルデータに基づき、入力信号を復号し
て情報を再生する第２の工程とを含むことを特徴とする
情報再生方法。 - 【請求項２】 パーシャルレスポンス方式を利用する情
報再生方法であって、 前記第１の工程の前に、入力信号をパーシャルレスポン
ス等化する工程を含み、 前記第２の工程においては、最尤復号法によって情報を
再生することを特徴とする請求項１に記載の情報再生方
法。 - 【請求項３】 入力信号における複数の信号存在点の振
幅値の中間値近傍を他の領域よりも細かい量子化ステッ
プ幅でＡ／Ｄ変換し、デジタルデータを出力するＡ／Ｄ
変換手段と、 複数の前記デジタルデータに基づき、入力信号を復号し
て情報を再生する復号手段とを含むことを特徴とする情
報再生装置。 - 【請求項４】 パーシャルレスポンス方式を利用する情
報再生装置であって、 前記Ａ／Ｄ変換手段の前に、入力信号をパーシャルレス
ポンス等化する等化手段を含み、 前記復号手段におては、最ゆう復号法によって情報を再
生することを特徴とする請求項３に記載の情報再生装
置。 - 【請求項５】 前記情報再生装置は情報記録媒体に記録
された情報を再生する装置であることを特徴とする請求
項４に記載の情報再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16710697A JPH1116278A (ja) | 1997-06-24 | 1997-06-24 | 情報再生方法および情報再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16710697A JPH1116278A (ja) | 1997-06-24 | 1997-06-24 | 情報再生方法および情報再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1116278A true JPH1116278A (ja) | 1999-01-22 |
Family
ID=15843548
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16710697A Pending JPH1116278A (ja) | 1997-06-24 | 1997-06-24 | 情報再生方法および情報再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1116278A (ja) |
-
1997
- 1997-06-24 JP JP16710697A patent/JPH1116278A/ja active Pending
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