JPH11127205A - 高周波電力増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡易な構成の位相制御回路として性能劣化無
く小型で安価な高周波電力増幅器を提供する。 【解決手段】 デジタル無線通信装置の高周波電力増幅
器において、帰還信号が所定値を越えるか否かで２値化
する２値化手段と、２値化手段の出力信号とバースト信
号の立ち上がりタイミングを示す信号から、入力信号と
帰還信号の位相差を推定して位相手段の制御信号を出力
する位相制御手段を備え、送信回路のバースト信号の立
ち上がり時に、入力ベースバンド信号と帰還ベースバン
ド信号をサンプリングして、ＩＱ仮想平面のＩ軸或いは
Ｑ軸における交点を検出して、その検出される交点の正
負の順により入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド
信号の位相差を推定して位相器の位相制御量を決定す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル無線通信
装置の高周波電力増幅装置に関し、特に、送信用高周波
電力増幅器の非線形歪みを補償するために負帰還制御を
行うＴＤＭＡ方式のデジタル無線装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年の携帯電話やＰＨＳ等では周波数の
有効利用のためにＴＤＭＡ方式のデジタル無線通信技術
が用いられており、そのようなデジタル無線通信装置で
は、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ等の線形変調方式が用いられ
ることが多くなっている。一方、無線通信装置の高周波
電力増幅装置には入力のレベルの変化をそのまま増幅し
て出力するような線形の増幅度が望まれるが、実際の高
周波電力増幅装置の増幅特性は非線形の歪みを有してい
る。多くのデジタル無線通信装置では、上記の高周波電
力増幅装置の増幅特性における非線形の歪みを、出力の
一部を負帰還回路で復調しながら戻し、その線形が期待
される増幅度と実際の高周波電力増幅装置の出力の差を
補償するようにしている。そのような負帰還増幅装置の
例として、カーティシャンループ型の負帰還増幅装置が
上げられる。以下に図１０を用いて、従来のカーティシ
ャンループ型の負帰還増幅装置の構成の一例を説明す
る。端子１５と端子１６には、入力ベースバンド信号Ｉ
及びＱが入力される。このＩとＱとは、線形変調方式に
おけるデジタル値をベースバンドの位相変化に投影させ
るための仮想平面の直交する２軸の値であり、入力ベー
スバンド信号の位相がＩとＱの合成角に対応し、入力ベ
ースバンド信号の振幅がＩとＱの値で表される。減算器
１と減算器２では、入力ベースバンド信号Ｉ及びＱか
ら、増幅後のアンテナ出力信号より復調されて負帰還で
戻された帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を減算し
て、その結果の差信号Ｉｘ及びＱｘを出力する。直交変
調器３は、後述する発信器７で発生する角周波数ωｃの
搬送波信号を入力した差信号Ｉｘ及びＱｘにより直交変
調してアンテナ送信用の直交変調波Ｓを出力するもので
ある。直交変調波Ｓは、次の式で表される。 Ｓ＝Ｉｘｃｏｓωｃｔ＋Ｑｘｓｉｎωｃｔ 電力増幅器４は、直交変調器３から入力した直交変調波
Ｓを、増幅して送信信号ＳＡとして出力する。

【０００３】アンテナ５は、デジタル無線通信装置の送
信波を放射し、或いは受信波を受けるためのものであ
り、この図１０の場合には、送信信号ＳＡを放射する。
減衰器６は、電力増幅器４で増幅された送信信号ＳＡ
を、負帰還回路における増幅前の回路のレベルまで減衰
させて帰還信号ＳＢを出力する。発信器７は、無線送受
信用の角周波数ωｃの搬送波信号を発生するためのもの
である。位相器８は、発信器７で発生した搬送波信号の
位相を任意の角周波数分だけシフトした復調用搬送波信
号を出力できるものである。直交復調器９は、入力した
帰還信号ＳＢを復調用搬送波信号で直交復調して、帰還
ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を出力する。この帰還ベ
ースバンド信号Ｉ’及びＱ’は、前述したように負帰還
信号として減算器１と減算器２に入力されて入力ベース
バンド信号Ｉ及びＱとの差信号が出力され、その差信号
が小さくなるように電力増幅器４の増幅度が制御される
ことで、電力増幅器４の非線形歪みを補償することがで
きる。ところで、このような負帰還を行うデジタル無線
通信装置の高周波増幅器では、一般的に負帰還回路の負
帰還ループの長さや電力増幅器４の周波数特性や温度特
性、アンテナ５の負荷変動等により、送信信号ＳＡに比
べて帰還信号ＳＢが遅延し、両者の搬送波の位相が異な
ってしまう。従って、上記位相器８の位相シフト量が固
定値であると、上記理由から遅延量が変化する場合に入
力ベースバンド信号ＳＡと帰還ベースバンド信号ＳＢと
で搬送波の位相に違いが発生し、負帰還増幅器の歪みの
補償特性が劣化してしまう。

【０００４】上記した送信信号ＳＡに比べて帰還信号Ｓ
Ｂが遅延し、両者の搬送波の位相は異なることを、説明
のためＩＱ仮想平面に例示した図が図１１である。図１
１では、ＩＱ仮想平面上に入力ベースバンド信号ＳＡに
対して帰還ベースバンド信号ＳＢが遅延したことにより
位相差Δθを有している場合を示している。入力ベース
バンド信号ＳＡ及び帰還ベースバンド信号ＳＢは、それ
ぞれＩ軸とＱ軸に沿った、入力ベースバンド信号ＩとＱ
及び帰還ベースバンド信号Ｉ’とＱ’の合成ベクトルと
して示され、その合成ベクトルＳＡに対して合成ベクト
ルＳＢは位相差Δθだけ位相が遅れて示される。このよ
うにＩＱ仮想平面上の入力ベースバンド信号ＳＡに対し
て帰還ベースバンド信号ＳＢが遅延して合成ベクトルに
位相差が発生すると、負帰還増幅器の歪みの補償特性が
劣化する。ここで図１０に戻り、位相器８が固定値であ
ると、上記のように負帰還増幅器の歪みの補償特性が劣
化してしまうので、位相器８を遅延量の変化に合わせて
変化できるように、従来のカーティシャンループ型負帰
還増幅器では、入力ベースバンド信号ＳＡと帰還ベース
バンド信号ＳＢの位相差を検出して、その位相差分だけ
位相器８で発信器７の搬送波の位相をシフトさせて直交
復調器９に入力させるようにしている。まず、入力ベー
スバンド信号ＩとＱをＡ／Ｄ変換器１１と１２でデジタ
ル信号に変換した信号と、帰還ベースバンド信号Ｉ’と
Ｑ’をＡ／Ｄ変換器１３と１４でデジタル信号に変換し
た信号とを位相制御回路１０に入力して、両信号の位相
差を次式に従って計算する。 Δθ＝ｔａｎ-1（Ｑ’／Ｉ’）- ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ） 位相制御回路１０では、計算結果の位相差Δθに基づい
て、位相器８で発信器７の搬送波の位相を位相差Δθだ
けシフトさせる制御信号を出力し、その結果、入力ベー
スバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差は軽減さ
れ、最終的に負帰還増幅器の歪みの補償特性の劣化が軽
減される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
デジタル無線通信装置の高周波電力増幅器では、入力ベ
ースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差を得る
ためには、４つのＡ／Ｄ変換器が必要になり、それぞれ
の変換器のタイミングを正確に一致させる必要が有っ
た。さらに、４つのＡ／Ｄ変換器の入力ベースバンド信
号ＩとＱ及び帰還ベースバンド信号Ｉ’とＱ’の入力信
号から入力ベースバンド信号ＳＡと帰還ベースバンド信
号ＳＢの合成ベクトルを演算し、両合成ベクトルの位相
差Δθを計算するため演算量が大きく演算素子の回路規
模が大きくなり結果的にコストアップになっている。本
発明は、上記した背景に鑑みてなされたもので、簡易な
構成の位相制御回路とすることにより性能劣化無く小型
で安価な高周波電力増幅器を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ため、本発明では、送信回路の負帰還回路と帰還信号を
復調するために用いられる搬送波信号の位相を帰還信号
に合わせるための位相手段とを有するデジタル無線通信
装置の高周波電力増幅器において、帰還信号が所定値を
越えるか否かで２値化する２値化手段と、２値化手段の
出力信号とバースト信号の立ち上がりタイミングを示す
信号から、入力信号と帰還信号の位相差を推定して位相
手段の制御信号を出力する位相制御手段を備えることを
特徴とし、送信回路のバースト信号の立ち上がり時に、
入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号をサンプ
リングしてＩＱ仮想平面のＩ軸或いはＱ軸における交点
を検出し、その検出された交点の正負の順により入力ベ
ースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差を推定
して位相器の位相制御量を決定している。即ち、請求項
１の発明は、信号発生手段から発生した送信用の搬送波
信号を入力信号で変調した変調信号とし、該変調信号を
増幅して出力信号とし送信する送信回路と、前記出力信
号の一部を帰還信号として分岐させて該帰還信号及び前
記搬送波信号で復調して復調帰還信号とし、前記入力信
号と前記復調帰還信号の差から補償入力信号を得る前記
送信回路の負帰還回路と、前記復調帰還信号に用いられ
る前記搬送波信号の位相を前記帰還信号に合わせるため
の位相手段とを有するデジタル無線通信装置の高周波電
力増幅器において、前記帰還信号が所定値を越えるか否
かで２値化する２値化手段と、前記２値化手段の出力信
号とバースト信号の立ち上がりタイミングを示す信号と
から、前記入力信号と前記帰還信号との位相差を推定し
て前記位相手段の制御信号を出力する位相制御手段を備
えることを特徴とする。請求項２の発明は、前記位相制
御手段が、前記２値化手段のサンプリングのクロック信
号と前記２値化手段の出力信号との論理積を出力するＡ
ＮＤ手段と、前記ＡＮＤ手段の出力信号をバースト信号
の立ち上がりタイミングを示す信号まで計数してリセッ
トする計数手段と、前記計数手段の出力と入力信号の位
相から期待されるクロック信号との差を得る演算手段
と、前記演算手段の演算結果を前記位相手段における位
相制御量に変換する変換手段とを備えることを特徴とす
る。請求項３の発明は、前記２値化手段における所定値
は、ＩＱ仮想平面におけるＱが０（Ｉ軸）又はＩが０
（Ｑ軸）の値であることを特徴とする。請求項４の発明
は、前記バースト信号の立ち上がりタイミングを示す信
号が、ＩＱ仮想平面におけるＩ又はＱの信号が立ち上が
る期間のクロック信号の数であることを特徴とする。請
求項５の発明は、前記位相制御手段は、前記入力信号と
前記帰還信号の位相差を、ＩＱ仮想平面における少なく
とも前記帰還信号の立ち上がり時に、該信号がＩ軸又は
Ｑ軸と交差するタイミングの差に置き換えて検出するこ
とを特徴とする。請求項６の発明は、前記位相制御手段
における前記信号がＩ軸又はＱ軸と交差するタイミング
の検出は、信号のＩ又はＱが正から負に変わるか逆に負
から正に変わることで検出することを特徴とする。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下に、本発明のデジタル無線通
信装置の高周波電力増幅器を図を用いて説明する。図１
は、本発明の一実施形態を示すブロック図である。図１
において、従来技術の図１０と同じ機能を示すものには
同じ番号を付与している。具体的には、送信系及び負帰
還系の端子１５と端子１６、減算器１と減算器２、直交
変調器３、電力増幅器４、アンテナ５、減衰器６、発信
器７、位相器８、及び、直交復調器９については従来技
術の図１０と同様であるのでここでは説明を省略する。
従来技術の図１０が本発明の図１で特に異なる点として
は、従来技術の図１０では、位相制御回路１０に入力す
る信号は、入力ベースバンド信号のＩとＱの双方と帰還
ベースバンド信号のＩ’とＱ’の双方を各々独自のＡ／
ＤコンバータでＡ／Ｄ変換した信号であり、位相制御回
路１０では、その４信号から入力ベースバンド信号と帰
還ベースバンド信号の位相差を検出して位相制御信号を
位相器８に送出していた点が挙げられる。一方、本発明
の図１の位相制御回路１８の入力する信号は、帰還ベー
スバンド信号のＩ’のゼロクロスコンパレータ１７で検
出された２値化信号Ｉ’ｚと、バースト立ち上がりのタ
イミング信号ＴＵ、及び、サンプルクロックＣＬＫであ
り、それらの信号から入力ベースバンド信号と帰還ベー
スバンド信号の位相差を推定して位相制御信号を位相器
８に送出するものである。 尚、位相制御回路１８へ入
力する２値化信号は、本実施形態では２値化信号Ｉ’ｚ
としたが、帰還ベースバンド信号のＩ’かＱ’の少なく
ともどちらか一方（又は両方）の信号をゼロクロスコン
パレータで検出した２値化信号として用いることができ
る。

【０００８】ゼロクロスコンパレータ１７は、直交復調
器９で復調された帰還ベースバンド信号ＳＢのＩ’信号
（又はＱ’信号）が入力されて、その信号がＩＱ仮想平
面のＩ軸（又はＱ軸）と交差する（ゼロクロスする）点
を検出して、その交差点がＩ軸（又はＱ軸）における正
負の違いの２値化信号Ｉ’ｚ（又はＱ’ｚ）を出力す
る。位相制御回路１８は、前記２値化信号Ｉ’ｚ 、後
述するバースト立ち上がりタイミング信号ＴＵ、及び、
サンプルクロックＣＬＫが入力されて、入力ベースバン
ド信号ＳＡと帰還ベースバンド信号ＳＢの立ち上がり時
における位相差Δθを推定して、その位相差に従って位
相器８への位相制御出力を行うものである。ここで、本
発明の基本的な概念であるＩＱ仮想平面における入力と
帰還ベースバンド信号の立ち上がり時の位相差の検出に
ついて説明する。

【０００９】図２は、ＩＱ仮想平面での入力或いは帰還
のどちらかのベースバンド信号が立ち上がり時にＱ軸と
交差する（ゼロクロスする）点での位相差の検出範囲を
示す図である。ＩＱ仮想平面においてバースト信号の立
ち上がり信号は、立ち上がり信号ＬＳ１のように表され
る。この立ち上がり信号ＬＳ１が入力ベースバンド信号
の立ち上がり時のものであるとすると、理想的な帰還ベ
ースバンド信号の立ち上がり信号は、この立ち上がり信
号ＬＳ１と位相差が０°で立ち上がり信号ＬＳ１と同一
の軌跡となる信号である。ところが、実際の帰還ベース
バンド信号は前述した電力増幅器の周波数特性等で位相
が遅延するので、例えば、図２の立ち上がり信号ＬＳ２
のように表される。言い換えれば、この立ち上がり信号
ＬＳ２は、立ち上がり信号ＬＳ１が入力ベースバンド信
号の立ち上がり時である場合の、位相差が９０°遅れた
場合の帰還ベースバンド信号を表していると言える。Ｉ
Ｑ仮想平面のＱ軸の正側で、入力ベースバンド信号の立
ち上がり時の位相と帰還ベースバンド信号の立ち上がり
時の位相を検出できるのは、入力と帰還の双方のベース
バンド信号が立ち上がり時にＱ軸の正側と交差（ゼロク
ロス）することが必要になるので、双方のベースバンド
信号の立ち上がり時が図２の立ち上がり信号ＬＳ２と立
ち上がり信号ＬＳ３の間であれば、その位相差が検出可
能ということになる。この場合の立ち上がり信号ＬＳ２
は、Ｑ軸の正側と交差するのが、立ち上がり時から送信
電力が一定になる直前の立ち上がり信号の軌跡であり、
立ち上がり信号ＬＳ３は、Ｑ軸の正側と立ち上がり時に
交差しなくなる直前の立ち上がり信号の軌跡を表してい
る。ＩＱ仮想平面のＱ軸の正側と負側、及びＩ軸の正側
と負側で上記のように立ち上がり信号の位相差を検出す
ることで、ＩＱ仮想平面のほぼ全面での位相差の検出が
可能になる。

【００１０】図３は、上記のバースト信号の立ち上がり
信号の位相差を検出する様々な場合を説明する図であ
る。図３（ａ）は、図２と同様な立ち上がり信号がＩＱ
仮想平面のＱ軸の正側を通過する場合で、この場合には
Ｉの値（２値化信号Ｉ’ｚ ）が正から負に変わるタイ
ミングを検出することで位相差を検出することになる。
図３（ｂ）は、立ち上がり信号がＩＱ仮想平面のＱ軸の
負側を通過する場合で、この場合にはＩの値（２値化信
号Ｉ’ｚ ）が負から正に変わるタイミングを検出する
ことで位相差を検出することになる。図３（ｃ）は、立
ち上がり信号がＩＱ仮想平面のＩ軸の負側を通過する場
合で、この場合にはＱの値（２値化信号Ｑ’ｚ ）が正
から負に変わるタイミングを検出することで位相差を検
出することになる。図３（ｄ）は、立ち上がり信号がＩ
Ｑ仮想平面のＩ軸の正側を通過する場合で、この場合に
はＱの値（２値化信号Ｑ’ｚ ）が負から正に変わるタ
イミングを検出することで位相差を検出することにな
る。

【００１１】図４は、送信時の入力ベースバンド信号の
バースト信号の立ち上がりのタイミングを示す図であ
る。図４（ａ）は、バースト信号の立ち上がり期間のタ
イミング信号を表すタイミングチャートである。バース
ト信号は、送信期間ＴＸＴの時間出力されると、そのバ
ースト信号の立ち上がり時に立ち上がり期間ＢＬが発生
する。この立ち上がり期間ＢＬを後述する立ち上がり信
号発生装置で検出してバースト信号の立ち上がりのタイ
ミング信号ＴＵを得る。図４（ｂ）は、ＩＱ仮想平面に
おける入力ベースバンド信号のバースト信号の立ち上が
り期間の信号軌跡を表す図である。バースト信号の立ち
上がり時には、ＩＢ１、ＩＢ２、ＩＢ３、ＩＢ４のよう
な反時計回りに立ち上がり期間の信号ベクトルが連続し
て推移していき、図４（ａ）における送信期間ＴＸＴが
立ち上がった後の安定した値の送信電力を示す点線の円
の値まで信号ベクトルが達すると立ち上がり期間が終了
する。

【００１２】図５は、ＩＱ仮想平面における帰還ベース
バンド信号の立ち上がり期間の信号ベクトルの軌跡を表
す図である。帰還ベースバンド信号信号の立ち上がり時
には、ＦＢ１、ＦＢ２、ＦＢ３、ＦＢ４、ＦＢ５のよう
な反時計回りに立ち上がり期間の信号ベクトルが連続し
て推移していき、立ち上がった後の安定した値を示す点
線の円の値まで信号ベクトルが達すると立ち上がり期間
が終了する。図４（ｂ）と図５の位相差が、求めようと
している位相差Δθであり、本願では、その位相差を信
号ベクトルがＱ軸と交差するタイミングの違いから推定
して求めている。図６は、図１の位相制御回路１８の一
実施形態を示すブロック図である。ＡＮＤ回路２１で
は、サンプリングのためのクロック信号ＣＬＫとゼロク
ロスコンパレータ１７からの２値化された出力の信号
Ｉ’ｚが入力され、両信号のＡＮＤ条件が満たされる場
合に信号を出力する。カウンタ２２は、前記ＡＮＤ回路
２１の出力信号と図４（ａ）に示したバースト信号の立
ち上がりのタイミング信号ＴＵを入力するカウンタであ
り、タイミング信号ＴＵでリセットされた後に、前記Ａ
ＮＤ回路２１の出力をカウントする。前記ＡＮＤ回路２
１の出力信号は、前記クロック信号ＣＬＫと信号Ｉ’ｚ
がＡＮＤ条件で出力される信号であるので、信号Ｉ’ｚ
が正である間のクロック信号ＣＬＫのクロックパルス数
がカウンタ２２でカウントされた結果の出力値Ｋが出力
される。減算器２３では、カウンタ２２の出力値Ｋと、
予め求められた入力ベースバンド信号の立ち上がり信号
ベクトルの位相軌跡がＱ軸と交差するタイミングを示す
サンプリングのクロックパルス数Ｄが入力され、そのＫ
からＤを減算した値が出力される。重みづけ回路２４で
は、減算器２３の出力から入力ベースバンド信号と帰還
ベースバンド信号の位相差を推定し、その位相差に応じ
て重みづけ（×α）を行い位相制御量Ｐを得て、位相器
８に位相制御量Ｐを出力する。上記位相制御回路１８
で、カウンタ２２の出力値Ｋは、入力ベースバンド信号
のバースト信号でリセットされてから帰還ベースバンド
信号の信号ベクトルがＱ軸と交差するまでのタイミング
を示し、入力ベースバンド信号の立ち上がりのタイミン
グは後述するＩＱ信号発生器等から予め求めることがで
きるので、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信
号の位相差Δθを求めることができる。

【００１３】図７は、図６の位相制御回路１８の各入力
とカウンタ２２の出力Ｋの値の変化を表すタイミングチ
ャートである。バースト信号の立ち上がりのタイミング
信号ＴＵがオンされると、ゼロクロスコンパレータ１７
の出力信号Ｉ’ｚもオンされ、ＡＮＤ回路２１へ入力さ
れて、サンプリングのクロックパルスがカウンタ２２で
カウントされ始める。帰還ベースバンド信号がＱ軸と交
差してＩの値が正から負になるとゼロクロスコンパレー
タ１７の出力信号Ｉ’ｚがオフになりＡＮＤ回路２１の
出力も無くなるのでカウンタ２２でのクロックパルスの
カウントが中止されその中止された時のカウンタの値Ｋ
がカウンタ２２から減算器２３へ出力される。バースト
信号の立ち上がりのタイミング信号ＴＵがオフになる
と、カウンタ２２のカウンタの値Ｋがリセットされ、次
のバースト立ち上がりのタイミング信号ＴＵがオンされ
るまではカウンタの値は０になる。

【００１４】図８は、バースト信号の立ち上がりのタイ
ミング信号ＴＵの発生装置の一実施形態を示すブロック
図である。ＩＱ信号発生器３１では、デジタル無線通信
装置の送信データ信号ＴＤとサンプリングのクロック信
号ＣＬＫ、及び、バースト信号のタイミングＢＴが入力
され、入力された送信データ信号ＴＤとクロック信号Ｃ
ＬＫに基づいてＩ、Ｑ信号が発生され、タイミングＢＴ
で送信するバーストのタイミングが決定される。タイミ
ング信号発生装置３２では、サンプリングのクロック信
号ＣＬＫとバースト信号のタイミングＢＴが入力され、
ＩＱ信号発生器３１における遅延時間と同等時間だけ
遅延され、ＩＱ信号発生器３１におけるバースト信号の
Ｉ、Ｑ信号が立ち上がる処理と同等時間だけカウントさ
れたクロック信号ＣＬＫが、バースト信号の立ち上がり
のタイミング信号ＴＵとして出力される。遅延素子４１
では、バースト信号のタイミングＢＴをＩＱ信号発生器
３１の遅延時間τだけ遅延させて出力する。遅延素子４
２では、サンプリングのクロック信号ＣＬＫをＩＱ信号
発生器３１の遅延時間τだけ遅延させて出力する。カウ
ンタ４３は、遅延素子４２から出力されたクロック信号
ＣＬＫをカウントする。フリップフロップ４４は、遅延
素子４１からのバースト信号のタイミングＢＴの入力に
よりセットされてタイミング信号ＴＵの出力を開始し、
カウンタ４３からのＩＱ信号発生器３１におけるバース
ト信号のＩ、Ｑ信号が立ち上がる処理と同等時間だけカ
ウントされたクロック信号ＣＬＫが入力されるとリセッ
トされてタイミング信号ＴＵの出力を中止し、再度、遅
延素子４１からのバースト信号のタイミングＢＴの入力
されるまでタイミング信号ＴＵの出力は行わない。

【００１５】図９は、図８のタイミング信号ＴＵの発生
装置の一実施形態に入出力される各信号のタイミングチ
ャートである。サンプリングのクロックＣＬＫは、コン
スタントにクロックパルスとしてＩＱ信号発生器３１と
タイミング信号発生装置３２に入力され、送信データＴ
Ｄとバースト信号のタイミングＢＴが同じタイミングで
ＩＱ信号発生器３１とタイミング信号発生装置３２に入
力される。ＩＱ信号発生器３１からのＩ、Ｑ信号は遅延
時間τだけ遅延されて出力を開始し、その際にクロック
ＣＬＫで数パルス分の立ち上がり期間が発生する。例え
ば、ＩＱ信号発生器３１からのＩ、Ｑ信号の発生時の立
ち上がり期間が６パルスのクロック数（データ６ビット
分）とすると、タイミング信号ＴＵも６パルスのクロッ
ク数の期間だけ出力される。従って、タイミング信号発
生装置３２から出力されるタイミング信号ＴＵは、遅延
時間τだけ遅延されたＩ、Ｑ信号の立ち上がり期間とし
て出力される。上記のように構成することで、従来は入
力ベースバンド信号と出力からの帰還ベースバンド信号
のそれぞれのＩ、Ｑ信号をＡ／Ｄ変換して多大な演算を
行って位相制御を行っていたことが、簡単な構成で且つ
少ない演算量でできることになる。尚、本実施形態で
は、位相制御回路１８に入力する信号にタイミング信号
ＴＵとしてタイミング信号発生装置３２から出力される
タイミング信号を用いたが、従来技術と同様に入力ベー
スバンド信号Ｉ、Ｑからタイミング信号ＴＵを得て本発
明を実施することもできる。又、本実施形態では、ＩＱ
仮想平面でＱ軸の正側と帰還ベースバンド信号が交差す
るタイミングを主体に記述したが、ＩＱ仮想平面でＱ軸
の負側、或いは、Ｉ軸の正側や負側においても、上記と
同様な構成や方法を用いて各軸をベースバンド信号が交
差するタイミングを検出することで、入力ベースバンド
と帰還ベースバンドの位相差を推定して位相制御量Ｐを
得ることができる。

【００１６】

【発明の効果】以上のように本発明に係る高周波電力増
幅装置では、性能を劣化させることなく、従来に比べて
位相制御回路を簡単な構成にでき、且つ演算量が少なく
なり、従って、小型で安価な高周波増幅回路を提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明の一実施形態を示すブロック図
である。

【図２】ＩＱ仮想平面での入力或いは帰還のどちらかの
ベースバンド信号が立ち上がり時にＱ軸と交差する（ゼ
ロクロスする）点での位相差の検出範囲を示す図であ
る。

【図３】（ａ）乃至（ｄ）は上記のバースト信号の立ち
上がり信号の位相差を検出する様々な場合を説明する図
である。

【図４】（ａ）はバースト信号の立ち上がり期間のタイ
ミング信号を表すタイミングチャートであり、（ｂ）は
ＩＱ仮想平面における入力ベースバンド信号のバースト
信号の立ち上がり期間の信号軌跡を表す図である。

【図５】ＩＱ仮想平面における帰還ベースバンド信号の
立ち上がり期間の信号ベクトルの軌跡を表す図である。

【図６】図１の位相制御回路１８の一実施形態を示すブ
ロック図である。

【図７】図６の位相制御回路１８の各入力とカウンタ２
２の出力Ｋの値の変化を表すタイミングチャートであ
る。

【図８】バースト信号の立ち上がりのタイミング信号Ｔ
Ｕの発生装置の一実施形態を示すブロック図である。

【図９】図８のタイミング信号ＴＵの発生装置の一実施
形態に入出力される各信号のタイミングチャートであ
る。

【図１０】従来のカーティシャンループ型の負帰還増幅
装置の構成の一例を説明するブロック図である。

【図１１】ＩＱ仮想平面上に入力ベースバンド信号ＳＡ
に対して帰還ベースバンド信号ＳＢが遅延したことによ
り位相差Δθを有する場合を示す図である。

【符号の説明】

１ 、２、２３・・・減算器、 ３・・・直交変調器、
４・・・電力増幅器、 ５・・・アンテナ、 ６・・
・減衰器、 ７・・・発振器、 ８・・・位相器、 ９
・・・直交復調器、 １０、１８・・・位相制御回路、
１１、１２、１３、１４・・・Ａ／Ｄ変換器、 １
５、１６・・・端子、 １７・・・２値化回路、２１・
・・ＡＮＤ回路、 ２２、４３・・・カウンタ、 ２４
・・・重みづけ回路、 ３１・・・ＩＱ信号発生器、
３２・・・タイミング信号発生装置、 ４１、４２・・
・遅延素子、 ４４・・・フリップフロップ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 信号発生手段から発生した送信用の搬送
   波信号を入力信号で変調した変調信号とし、該変調信号
   を増幅して出力信号とし送信する送信回路と、前記出力
   信号の一部を帰還信号として分岐させて該帰還信号及び
   前記搬送波信号で復調して復調帰還信号とし、前記入力
   信号と前記復調帰還信号の差から補償入力信号を得る前
   記送信回路の負帰還回路と、前記復調帰還信号に用いら
   れる前記搬送波信号の位相を前記帰還信号に合わせるた
   めの位相手段とを有するデジタル無線通信装置の高周波
   電力増幅器において、 前記帰還信号が所定値を越えるか否かで２値化する２値
   化手段と、 前記２値化手段の出力信号とバースト信号の立ち上がり
   タイミングを示す信号とから、前記入力信号と前記帰還
   信号との位相差を推定して前記位相手段の制御信号を出
   力する位相制御手段を備えることを特徴とする高周波電
   力増幅装置。
2. 【請求項２】 前記位相制御手段が、 前記２値化手段のサンプリングのクロック信号と前記２
   値化手段の出力信号との論理積を出力するＡＮＤ手段
   と、 前記ＡＮＤ手段の出力信号をバースト信号の立ち上がり
   タイミングを示す信号まで計数してリセットする計数手
   段と、 前記計数手段の出力と入力信号の位相から期待されるク
   ロック信号との差を得る演算手段と、 前記演算手段の演算結果を前記位相手段における位相制
   御量に変換する変換手段とを備えることを特徴とする請
   求項１に記載の高周波電力増幅装置。
3. 【請求項３】 前記２値化手段における所定値は、ＩＱ
   仮想平面におけるＱが０（Ｉ軸）又はＩが０（Ｑ軸）の
   値であることを特徴とする請求項１又は２に記載の高周
   波電力増幅装置。
4. 【請求項４】 前記バースト信号の立ち上がりタイミン
   グを示す信号が、 ＩＱ仮想平面におけるＩ又はＱの信号が立ち上がる期間
   のクロック信号の数であることを特徴とする請求項１又
   は２に記載の高周波電力増幅装置。
5. 【請求項５】 前記位相制御手段は、前記入力信号と前
   記帰還信号の位相差を、ＩＱ仮想平面における少なくと
   も前記帰還信号の立ち上がり時に、該信号がＩ軸又はＱ
   軸と交差するタイミングの差に置き換えて検出すること
   を特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電力増幅装
   置。
6. 【請求項６】 前記位相制御手段における前記信号がＩ
   軸又はＱ軸と交差するタイミングの検出は、信号のＩ又
   はＱが正から負に変わるか逆に負から正に変わることで
   検出することを特徴とする請求項５に記載の高周波電力
   増幅装置。