JPH11103236A

JPH11103236A - フィルタ回路

Info

Publication number: JPH11103236A
Application number: JP26242397A
Authority: JP
Inventors: Takayuki Shimizu; 隆行清水; Seiichi Yokogawa; 成一横川
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1997-09-26
Filing date: 1997-09-26
Publication date: 1999-04-13
Anticipated expiration: 2017-09-26
Also published as: JP3350414B2

Abstract

(57)【要約】【課題】トランスコンダクタンスアンプ１１，１２を
備え、赤外線リモートコントローラの受信機などで使用
されるバンドパスフィルタ４において、電源電圧に対す
る汎用性を拡大する。【解決手段】入力電圧に対応した出力電流を出力する
トランスコンダクタンスアンプ１１，１２に対して、バ
ンドギャップ電流源などの電源電圧に依存しない電流源
を備えるバイアス回路４０から、バイアス電流を供給す
る。これによって、相互コンダクタンスアンプ１１，１
２の相互コンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２、したがってバ
ンドパスフィルタ４の中心周波数が、電源電圧Ｖｃｃに
対して変化しなくなり、たとえば３Ｖと５Ｖとの複数種
類の電源電圧に対応可能となり、汎用性を拡大すること
ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、赤外線遠隔制御装
置や、光空間伝送装置の受信機におけるバンドパスフィ
ルタとして好適に用いられ、入力電圧の振幅に比例した
振幅の出力電流を発生するトランスコンダクタンスアン
プを用いるフィルタ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】前記トランスコンダクタンスアンプは、
ピーク周波数やゲイン等を比較的容易に変化させること
ができ、バイポーラトランジスタを使用して集積回路化
されて、特に赤外線データ通信の分野で広く用いられて
いる。前記赤外線データ通信には、家電製品に広く用い
られている、いわゆる赤外線リモコンや、パーソナルコ
ンピュータおよびその周辺機器で使用され、赤外線デー
タ協議会による統一規格であるＩｒＤＡ１．０，１．１
等が挙げられる。

【０００３】図４は、一般的な赤外線リモコンの受信機
１の等価回路ブロック図である。送信機からの赤外線信
号は、通常、３８ｋＨｚで強度変調され、さらに搬送波
（３８ｋＨｚ）の有無でコード化された信号であり、フ
ォトダイオードなどで実現される受光素子２で光電変換
され、アンプ３に入力される。アンプ３で増幅された受
信信号は、中心周波数ｆｏを３８ｋＨｚとするバンドパ
スフィルタ４に入力されて、搬送周波数成分のみが抽出
される。バンドパスフィルタ４からの出力は、ピークホ
ールド回路５において、ピーク値がホールドされ、その
ホールド値の所定の分圧レベルが検波レベルとして、コ
ンパレータ６の反転入力端子に入力される。コンパレー
タ６は、非反転入力端子に入力される前記バンドパスフ
ィルタ４からの出力を前記検波レベルでレベル弁別し、
こうして前記搬送波の有無が検出されて、その弁別結果
が、積分回路７およびヒステリシスコンパレータ８によ
って波形整形されて、出力端子９に出力信号Ｖｏとして
出力され、動作制御用のマイクロコントローラなどに与
えられる。

【０００４】図５は、上述のような赤外線リモコンの受
信機などで用いられる一般的なバンドパスフィルタ４の
概略的構成を示すブロック図である。このバンドパスフ
ィルタ４は、前記トランスコンダクタンスアンプ１１，
１２と、バッファ１３，１４と、コンデンサ１５，１６
とを備えて構成されている。このバンドパスフィルタ４
では、トランスコンダクタンスアンプ１１，１２のトラ
ンスコンダクタンスをそれぞれｇｍ１，ｇｍ２とし、コ
ンデンサ１５，１６の静電容量をそれぞれＣ１，Ｃ２と
し、コンデンサ１５，１６に流れる電流をそれぞれｉ
１，ｉｏとするとき、入力端子１７に与えられる入力信
号ｖｉと、出力端子１８に出力される出力信号ｖｏとの
間の伝達関数は、

【０００５】

【数１】

【０００６】で表される。ただし、Ｓはラプラス演算子
であり、Ｓ＝ｊωである。また、中心周波数ｆｏは、

【０００７】

【数２】

【０００８】で表される。

【０００９】したがって、トランスコンダクタンスｇｍ
１，ｇｍ２を変化することによって、中心周波数ｆｏを
任意に設定することができる。

【００１０】一方、前記トランスコンダクタンスアンプ
１１，１２は、具体的には、たとえば図６で示すように
構成されている。図６は、一般的なトランスコンダクタ
ンスアンプ２０の電気回路図である。このトランスコン
ダクタンスアンプ２０は、第１段目の差動入力回路２１
と、第２段目の差動入力回路２２と、出力回路２３とを
備えて構成されている。

【００１１】差動入力回路２１は、入力端子ｎ１，ｎ２
への入力信号がそれぞれ与えられる入力用のトランジス
タＱ１，Ｑ４と、前記トランジスタＱ１，Ｑ４の出力が
それぞれ与えられ、差動対を構成するトランジスタＱ
２，Ｑ３と、前記トランジスタＱ２，Ｑ３のそれぞれに
関連して設けられる負荷用のダイオードＤ１，Ｄ２と、
前記トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ間に介在される
抵抗ＲＥと、トランジスタＱ１，Ｑ４にそれぞれ定電流
Ｉを供給する定電流源Ｆ１，Ｆ４と、前記トランジスタ
Ｑ２，Ｑ３にそれぞれ定電流Ｉ１を供給する定電流源Ｆ
２，Ｆ３とを備えて構成されている。

【００１２】入力端子ｎ１，ｎ２に電位差Ｖｉｎの差動
入力が与えられ、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流が
Δｉだけ変化して、それぞれＩ１＋Δｉ，Ｉ１−Δｉと
なると、ダイオードＤ１，Ｄ２での電圧降下をそれぞれ
ＶＤ１，ＶＤ２とするとき、

【００１３】

【数３】

【００１４】

【数４】

【００１５】で表すことができる。ただし、ＶＴはトラ
ンジスタＱ２，Ｑ３の熱電圧であり、Ｉｓは逆方向飽和
電流である。

【００１６】また、差動入力回路２２は、前記トランジ
スタＱ２，Ｑ３のコレクタ電圧をそれぞれ入力とし、前
記エミッタ間抵抗ＲＥを備えていない差動対を構成する
トランジスタＱ５，Ｑ６と、これらのトランジスタＱ
５，Ｑ６に前記定電流Ｉをそれぞれ供給する定電流源Ｆ
５，Ｆ６と、前記トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタか
ら所定の定電流Ｉ２を引抜く定電流源Ｆ７とを備えて構
成されている。

【００１７】前記電流Δｉの変化によるトランジスタＱ
５，Ｑ６のコレクタ電流を、それぞれＩ２／２＋ΔＩ，
Ｉ２／２−ΔＩとするとき、

【００１８】

【数５】

【００１９】が得られる。したがって、

【００２０】

【数６】

【００２１】から、

【００２２】

【数７】

【００２３】が得られる。

【００２４】出力回路２３は、ベースに基準電圧Ｖｒｅ
ｆがそれぞれ与えられ、エミッタに前記トランジスタＱ
５，Ｑ６からの電流Ｉ−（Ｉ２／２＋ΔＩ），Ｉ−（Ｉ
２／２−ΔＩ）がそれぞれ与えられるトランジスタＱ
７，Ｑ８と、カレントミラー回路を構成するトランジス
タＱ９，Ｑ１０と、相互に等しい抵抗値の抵抗ｒ１，ｒ
２とを備えて構成されている。

【００２５】ここで、入力の電位差Ｖｉｎに対する差動
対のトランジスタＱ２，Ｑ３を流れる電流の差分Δｉの
関係は、

【００２６】

【数８】

【００２７】で表すことができ、したがって、出力回路
２３のトランジスタＱ１０のコレクタ側から出力端子ｎ
３に出力される電流ｉｎ３は、トランジスタＱ８のコレ
クタ電流と、トランジスタＱ７のコレクタ電流の反転値
との加算値であり、

【００２８】

【数９】

【００２９】となる。

【００３０】したがって、トランスコンダクタンスｇｍ
は、

【００３１】

【数１０】

【００３２】で表すことができる。

【００３３】したがって、前記図５におけるトランスコ
ンダクタンスアンプ１１，１２のトランスコンダクタン
スｇｍ１，ｇｍ２をｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍとし、式１０
を前記式２に代入すると、

【００３４】

【数１１】

【００３５】から、

【００３６】

【数１２】

【００３７】となり、電流Ｉ１，Ｉ２を調整することに
よって、前記バンドパスフィルタ４の中心周波数ｆｏを
変化可能であることが理解される。

【００３８】図７は、上述のようなトランスコンダクタ
ンスアンプ２０と、該トランスコンダクタンスアンプ２
０における前記電流Ｉ１，Ｉ２を規定する典型的な従来
技術のバイアス回路３０を組合わせて示す電気回路図で
ある。この図７では、前記定電流源Ｆ１はトランジスタ
Ｑ１１と抵抗ｒ１１とで構成されており、同様に、前記
定電流源Ｆ２がトランジスタＱ１２と抵抗ｒ１２とで、
定電流源Ｆ３がトランジスタＱ１３と抵抗ｒ１３とで、
前記定電流源Ｆ４がトランジスタＱ１４と抵抗ｒ１４と
で、定電流源Ｆ５がトランジスタＱ１５と抵抗ｒ１５と
で、定電流源Ｆ６がトランジスタＱ１６と抵抗ｒ１６と
で、定電流源Ｆ７がトランジスタＱ１７と抵抗ｒ１７と
でそれぞれ構成されている。

【００３９】前記電流Ｉを規定するトランジスタＱ１
１，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６は、ともにバイアス回路３
０のトランジスタＱ３１とカレントミラー回路を構成し
ており、これらのトランジスタＱ１１，Ｑ１４，Ｑ１
５，Ｑ１６；Ｑ３１のエミッタ面積比は、相互に同一に
形成されている。また、トランジスタＱ３１に関連して
設けられている抵抗ｒ３１と、前記抵抗ｒ１１，ｒ１
４，ｒ１５，ｒ１６とは、抵抗値が相互に等しく形成さ
れている。トランジスタＱ３１のコレクタ電流は、定電
流源Ｆ３１によって前記電流Ｉに規定されており、した
がって前記トランジスタＱ１１，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１
６を流れる電流は、ともにＩとなる。この電流Ｉは、前
記式１２には現れず、すなわち中心周波数ｆｏには殆ど
影響しない。

【００４０】これに対して、前記電流Ｉ１を供給するト
ランジスタＱ１２，Ｑ１３は、バイアス回路３０のトラ
ンジスタＱ３２とカレントミラー回路を構成しており、
このトランジスタＱ３２のエミッタは、抵抗ｒ３２を介
して接地され、コレクタは、抵抗Ｒｈを介してハイレベ
ルの電源電圧Ｖｃｃの電源ライン３１に接続されてい
る。また、このトランジスタＱ３２のベースは、トラン
ジスタＱ３３のエミッタと接続され、コレクタは、トラ
ンジスタＱ３３のベースと接続され、トランジスタＱ３
３のコレクタは、前記電源ライン３１に接続されてい
る。

【００４１】したがって、トランジスタＱ３２とトラン
ジスタＱ１２，Ｑ１３とのエミッタ面積比を等しいもの
とし、抵抗ｒ３２と抵抗ｒ１２，ｒ１３との抵抗値を等
しく、かつ、抵抗Ｒｈに比べて充分小さいとすると、電
流Ｉ１は、Ｉ１＝（Ｖｃｃ−２ＶＢＥ）／Ｒｈ …（１３）となる。ただし、トランジスタＱ３２，Ｑ３３のベース
−エミッタ間電圧は、ＶＢＥで等しいものとしている。

【００４２】したがって、上記式１３から、電流Ｉ１は
電源電圧Ｖｃｃに比例して変化することになる。

【００４３】また、同様に、前記電流Ｉ２を供給するト
ランジスタＱ１７は、バイアス回路３０のトランジスタ
Ｑ３４とカレントミラー回路を構成している。このトラ
ンジスタＱ３４のエミッタは、抵抗ｒ３３を介して接地
され、コレクタは、抵抗Ｒｆｏを介して前記電源ライン
３１に接続されている。また、このトランジスタＱ３４
のベースは、トランジスタＱ３５のエミッタと接続さ
れ、コレクタは、トランジスタＱ３５のベースと接続さ
れ、トランジスタＱ３５のコレクタは、前記電源ライン
３１に接続されている。

【００４４】したがって、トランジスタＱ３４とトラン
ジスタＱ１７とのエミッタ面積比が相互に等しく、抵抗
ｒ３３と抵抗ｒ１７との抵抗値が相互に等しいものとす
ると、前記電流Ｉ２も、Ｉ２＝（Ｖｃｃ−２ＶＢＥ）／Ｒｆｏ …（１４）となり、電源電圧Ｖｃｃに比例することになる。なお、
トランジスタＱ３４，Ｑ３５のベース−エミッタ間電圧
をＶＢＥとしている。

【００４５】前記式１０に、これらの式１３，式１４を
代入すると、

【００４６】

【数１３】

【００４７】となる。ここで、ＲＥ≫ＶＴ×Ｒｈ／（Ｖｃｃ−２ＶＢＥ） …（１６）であるときには、上記式１５は、

【００４８】

【数１４】

【００４９】と近似することができる。したがって、抵
抗ＲＥと抵抗Ｒｈとに、同じ温度係数の抵抗を使用し、
抵抗Ｒｆｏを温度係数の小さい外付け抵抗とすることに
よって、トランスコンダクタンスｇｍの温度特性を最小
限として、前記中心周波数ｆｏの変動を抑制することが
できる。

【００５０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記式
１６が成立しないときには、トランスコンダクタンスｇ
ｍは電源電圧Ｖｃｃに依存してしまい、前記式１５か
ら、中心周波数ｆｏは電源電圧Ｖｃｃの変動に追従する
ことになる。

【００５１】一方、赤外線通信装置の前記パーソナルコ
ンピュータおよびその周辺機器への搭載が一層進み、種
々の電源電圧、たとえば、５Ｖと３Ｖとに共用すること
が望まれる。しかしながら、上述のように中心周波数ｆ
ｏが電源電圧Ｖｃｃに対応して変動していたのでは、共
用することができないという問題がある。

【００５２】本発明の目的は、種々の電源電圧に対応す
ることができる汎用性に富んだフィルタ回路を提供する
ことである。

【００５３】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るフ
ィルタ回路は、トランスコンダクタンスアンプを備える
フィルタ回路において、前記トランスコンダクタンスア
ンプに、電源電圧に依存しない電流源を備えるバイアス
回路によってバイアス電流を供給することを特徴とす
る。

【００５４】上記の構成によれば、前記式１２における
電流Ｉ１，Ｉ２が、前記電源電圧Ｖｃｃに依存しなくな
り、トランスコンダクタンスｇｍ、したがって中心周波
数ｆｏが一定のままで、異なる電源電圧に対応すること
ができ、汎用性を広げることができる。

【００５５】また、請求項２の発明に係るフィルタ回路
では、前記電流源は、バンドギャップ電流源であること
を特徴とする。

【００５６】上記の構成によれば、請求項１で示す電源
電圧に依存しない電流源を、具体的に実現することがで
きる。

【００５７】さらにまた、請求項３の発明に係るフィル
タ回路では、前記バイアス回路は、前記バンドギャップ
電流源を基準電流源とし、エミッタ抵抗値を任意に設定
したカレントミラー回路によって、複数の差動対にそれ
ぞれ固有の定電流を供給することを特徴とする。

【００５８】上記の構成によれば、トランスコンダクタ
ンスｇｍ、したがって前記中心周波数ｆｏを決定する前
記電流Ｉ１，Ｉ２を、所望とするトランスコンダクタン
スを得ることができる任意の値に設定することができ、
電源電圧に対する汎用性の拡大とともに、適用周波数も
拡大することができる。

【００５９】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図３に基づいて説明すれば以下の通りである。

【００６０】図１は、本発明の実施の一形態の概略的構
成を示すブロック図である。この図１は、前記図５で示
すバンドパスフィルタ４に本発明を適用した例であり、
本発明で注目すべきは、この図５で示すバンドパスフィ
ルタ４のようなトランスコンダクタンスアンプを備える
フィルタ回路において、前記トランスコンダクタンスア
ンプへのバイアス電流を、電源電圧に依存しない電流源
を備えるバイアス回路４０から供給することである。

【００６１】図２は、前記トランスコンダクタンスアン
プ１１，１２を構成する前記トランスコンダクタンスア
ンプ２０に、前記バイアス回路４０を適用した本発明の
具体的構成を示す電気回路図である。この図２で示す構
成に用いられるトランスコンダクタンスアンプ２０は、
前述の図６で示す一般的なトランスコンダクタンスアン
プ２０であり、対応する部分には同一の参照符号を付
し、その説明を省略する。

【００６２】前記バイアス回路４０において、前述のバ
イアス回路３０の定電流源Ｆ３１、トランジスタＱ３１
および抵抗ｒ３１と同様に、定電流源Ｆ４１、トランジ
スタＱ４１および抵抗ｒ４１によって、トランジスタＱ
１１，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６から供給される電流Ｉが
規定される。また、トランジスタＱ１２，Ｑ１３を流れ
る電流Ｉ１は、前述のトランジスタＱ３２，Ｑ３３およ
び抵抗ｒ３２と同様のトランジスタＱ４５，Ｑ４６およ
び抵抗ｒ４２によって制御される。同様に、トランジス
タＱ１７を流れる電流Ｉ２は、前述のトランジスタＱ３
４，Ｑ３５および抵抗ｒ３３と同様のトランジスタＱ４
７，Ｑ４８および抵抗ｒ４３によって制御される。

【００６３】注目すべきは、このバイアス回路４０で
は、バンドギャップ電流源４１が設けられており、この
バンドギャップ電流源４１を流れる基準電流Ｉｏが、ト
ランジスタＱ４２からトランジスタＱ４３，Ｑ４４でエ
ミッタ面積比に対応して折返されて、それぞれ前記トラ
ンジスタＱ４５，Ｑ４７のコレクタを流れる定電流Ｉ
１，Ｉ２が作成されることである。

【００６４】バンドギャップ電流源４１の一端は、ダイ
オード接続されているトランジスタＱ４２から抵抗Ｒｏ
を介して、ハイレベルの電源電圧Ｖｃｃの電源ライン４
２に接続され、他端は、接地されている。前記トランジ
スタＱ４２とカレントミラー回路を構成するトランジス
タＱ４３のエミッタは、前記抵抗Ｒｈを介して、前記電
源ライン４２に接続され、コレクタは、前記トランジス
タＱ４５のコレクタおよびトランジスタＱ４６のベース
に接続されている。同様に、前記トランジスタＱ４２と
カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ４４のエ
ミッタは、前記抵抗Ｒｆｏを介して前記電源ライン４２
に接続され、コレクタは、前記トランジスタＱ４７のコ
レクタおよびトランジスタＱ４８のベースに接続されて
いる。

【００６５】図３は、前記バンドギャップ電流源４１の
具体的構成を示す電気回路図である。このバンドギャッ
プ電流源４１は、バイアス用のトランジスタＱ５１，Ｑ
５２と、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２およびコンデンサＣと、定
電流作成用のトランジスタＱ５３，Ｑ５４，Ｑ５５，Ｑ
５６，Ｑ５７および抵抗Ｒ５３，Ｒ５４，Ｒ５５，Ｒ５
６と、出力用のトランジスタＱ５８，Ｑ５９，Ｑ６０，
Ｑ６１および抵抗Ｒ５７，Ｒ５８，Ｒ５９とを備えて構
成されている。

【００６６】カレントミラー回路を構成するトランジス
タＱ５５とトランジスタＱ５６とのエミッタ面積比は、
相互に等しく、また抵抗Ｒ５５と抵抗Ｒ５６との抵抗値
も、相互に等しく形成される。したがって、トランジス
タＱ５３，Ｑ５４のコレクタ電流Ｉｃは、相互に等しく
なる。

【００６７】一方、対を成すトランジスタＱ５３とトラ
ンジスタＱ５４とにおいて、ＶＢＥ５３＝ＶＢＥ５４＋ＶＲ５４ …（１８）が成立する。ただし、ＶＢＥ５３，ＶＢＥ５４は、それ
ぞれトランジスタＱ５３，Ｑ５４のベース−エミッタ間
電圧であり、ＶＲ５４は、抵抗Ｒ５４による電圧降下で
ある。また、トランジスタＱ５３，Ｑ５４の熱電圧ＶＴ
および逆方向飽和電流Ｉｓが等しいと、

【００６８】

【数１５】

【００６９】から、

【００７０】

【数１６】

【００７１】したがって、

【００７２】

【数１７】

【００７３】が得られる。

【００７４】したがって、バンドギャップ電流源４１
は、電源電圧Ｖｃｃに依存することなく、また温度係数
が熱電圧ＶＴに比例する。このため、前記トランスコン
ダクタンスアンプ２０における抵抗ＲＥ，Ｒｈを、トラ
ンジスタＱ５３，Ｑ５４の熱電圧ＶＴと同じ温度係数と
することによって、トランスコンダクタンスアンプ２０
の利得の温度係数を小さくすることができる。

【００７５】前記コレクタ電流Ｉｃは、前記トランジス
タＱ５６とカレントミラー回路を構成するトランジスタ
Ｑ５８によって取出され、トランジスタＱ５９〜Ｑ６１
によって、その取出された電流方向が変換されて、前記
基準電流Ｉｏとして出力される。

【００７６】したがって、前記図２において、抵抗Ｒｏ
およびトランジスタＱ４２と、抵抗Ｒｈおよびトランジ
スタＱ４３とから成るカレントミラー回路において、こ
の基準電流Ｉｏと前記電流Ｉ１との関係は、トラジスタ
Ｑ４２，Ｑ４３のベース−エミッタ間電圧をそれぞれＶ
ＢＥ４２，ＶＢＥ４３とし、またその熱電圧を等しくＶ
Ｔとし、逆方向飽和電流も等しくＩｓとするとき、ＩｏＲｏ＋ＶＢＥ４２＝Ｉ１Ｒｈ＋ＶＢＥ４３ …（２２）から、

【００７７】

【数１８】

【００７８】が得られ、したがって、

【００７９】

【数１９】

【００８０】で表すことができる。

【００８１】ここで、近似的にＶＢＥ４２≒ＶＢＥ４３
とすると、前記式２２から、ＩｏＲｏ≒Ｉ１Ｒｈ …（２５）となり、Ｉ１≒（Ｒｏ／Ｒｈ）Ｉｏ …（２６）となる。

【００８２】したがって、前記基準電流Ｉｏに、前述の
ように電源電圧Ｖｃｃに対する依存性がないので、電流
Ｉ１も、電源電圧Ｖｃｃに対する依存性がなく、定電流
である。

【００８３】同様に、抵抗ＲｏおよびトランジスタＱ４
２と、抵抗ＲｆｏおよびトランジスタＱ４４とから成る
カレントミラー回路において、基準電流Ｉｏと前記電流
Ｉ２との関係は、トランジスタＱ４４のベース−エミッ
タ間電圧をＶＢＥ４４とするとき、ＩｏＲｏ＋ＶＢＥ４２＝Ｉ２Ｒｆｏ＋ＶＢＥ４４ …（２７）から、

【００８４】

【数２０】

【００８５】が得られ、したがって、

【００８６】

【数２１】

【００８７】で表すことができる。

【００８８】近似的に、ＶＢＥ４２≒ＶＢＥ４４とする
と、前記式２７から、ＩｏＲｏ≒Ｉ２Ｒｆｏ …（３０）から、Ｉ２≒（Ｒｏ／Ｒｆｏ）Ｉｏ …（３１）となり、電流Ｉ２も、電源電圧Ｖｃｃに対する依存性が
なく、定電流となる。

【００８９】したがって、前述式１０に式２６および式
３１を代入すると、

【００９０】

【数２２】

【００９１】となり、前記図１におけるトランスコンダ
クタンスアンプ１１，１２を集積回路で実現するにあた
って、抵抗Ｒｈ，ＲＥに、該集積回路に整合性が良く、
かつ、トランジスタと温度特性の等しい抵抗を使用し、
抵抗Ｒｆｏに温度特性が小さい外付け抵抗を使用するこ
とによって、相互コンダクタンスｇｍの温度依存性を小
さくすることができる。また、電源電圧Ｖｃｃに対する
依存性も最小限に抑えることができ、このようなバイア
ス回路４０を用いることによって、バンドパスフィルタ
４を、複数の電源電圧に対して汎用性を有するものとす
ることができる。

【００９２】さらにまた、トランジスタＱ４２，Ｑ４
３，Ｑ４４のエミッタ面積比を調整することによって、
前記電流Ｉ１，Ｉ２を、所望とするトランスコンダクタ
ンス、したがって中心周波数を得ることができる任意の
値に設定することができ、電源電圧に対する汎用性の拡
大とともに、適用周波数も拡大することができる。

【００９３】本発明は、バンドパスフィルタに限らず、
トランスコンダクタンスアンプを用いる他の種類のフィ
ルタにも適用することができる。

【００９４】

【発明の効果】請求項１の発明に係るフィルタ回路は、
以上のように、トランスコンダクタンスアンプに、電源
電圧に依存しない電流源を備えるバイアス回路からバイ
アス電流を供給する。

【００９５】それゆえ、トランスコンダクタンス、した
がって中心周波数が一定のままで、異なる電源電圧に対
応することができ、汎用性を広げることができる。

【００９６】また、請求項２の発明に係るフィルタ回路
は、以上のように、前記電流源を、バンドギャップ電流
源とする。

【００９７】それゆえ、請求項１で示す電源電圧に依存
しない電流源を、具体的に実現することができる。

【００９８】さらにまた、請求項３の発明に係るフィル
タ回路では、以上のように、前記バイアス回路は、前記
バンドギャップ電流源を基準電流源とし、エミッタ抵抗
値を任意に設定したカレントミラー回路によって、複数
の差動対にそれぞれ固有の定電流を供給する。

【００９９】それゆえ、トランスコンダクタンス、した
がって中心周波数を決定するバイアス電流を、所望とす
る任意の値に設定することができ、電源電圧に対する汎
用性の拡大とともに、適用周波数も拡大することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態の概略的構成を示すブロ
ック図である。

【図２】図１におけるトランスコンダクタンスアンプ
と、そのバイアス回路との具体的構成を示す電気回路図
である。

【図３】図２におけるバンドギャップ電流源の具体的構
成を示す電気回路図である。

【図４】一般的な赤外線リモコンの受信機の電気的構成
を示す等価回路ブロック図である。

【図５】図４で示す赤外線リモコンの受信機などに用い
られる一般的なバンドパスフィルタの概略的構成を示す
ブロック図である。

【図６】図５で示すバンドパスフィルタに用いられる一
般的なトランスコンダクタンスアンプの具体的構成を示
す電気回路図である。

【図７】図６で示すトランスコンダクタンスアンプに、
典型的な従来技術のバイアス回路を備えた構成の電気回
路図である。

【符号の説明】

１受信機２受光素子３アンプ４バンドパスフィルタ５ピークホールド回路６コンパレータ７積分回路８ヒステリシスコンパレータ１１，１２；２０トランスコンダクタンスアンプ１３，１４バッファ１５，１６コンデンサ２１，２２差動入力回路２３出力回路４０バイアス回路４１バンドギャップ電流源（電源電圧に依存しない
電流源）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】トランスコンダクタンスアンプを備えるフ
ィルタ回路において、前記トランスコンダクタンスアンプに、電源電圧に依存
しない電流源を備えるバイアス回路によってバイアス電
流を供給することを特徴とするフィルタ回路。
【請求項２】前記電流源は、バンドギャップ電流源であ
ることを特徴とする請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項３】前記バイアス回路は、前記バンドギャップ
電流源を基準電流源とし、エミッタ抵抗値を任意に設定
したカレントミラー回路によって、複数の差動対にそれ
ぞれ固有の定電流を供給することを特徴とする請求項２
記載のフィルタ回路。