JPH1098696A - Reference phase detector - Google Patents
Reference phase detectorInfo
- Publication number
- JPH1098696A JPH1098696A JP8252709A JP25270996A JPH1098696A JP H1098696 A JPH1098696 A JP H1098696A JP 8252709 A JP8252709 A JP 8252709A JP 25270996 A JP25270996 A JP 25270996A JP H1098696 A JPH1098696 A JP H1098696A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- value
- reference phase
- control signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、第2世代EDTV
放送方式に準拠したビデオ信号の基準位相検出装置に係
り、特に識別制御信号の一部である確認信号から基準位
相情報の抽出を行なう基準位相検出装置に関する。The present invention relates to a second generation EDTV.
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a reference phase detection device for a video signal conforming to a broadcasting system, and more particularly to a reference phase detection device for extracting reference phase information from a confirmation signal which is a part of an identification control signal.
【0002】[0002]
【従来の技術】第2世代EDTV放送方式の識別制御信
号は、現行NTSC方式のテレビジョン信号と区別する
ために、1フィールド毎に1水平走査線期間(22ライ
ン及び285ライン)重畳・伝送され、この識別制御信
号の波形を図5に示す。2. Description of the Related Art An identification control signal of the second generation EDTV broadcasting system is superimposed and transmitted for one horizontal scanning line period (22 lines and 285 lines) for each field in order to distinguish it from the current NTSC television signal. FIG. 5 shows the waveform of the identification control signal.
【0003】図5に示すように、識別制御信号は、走査
線の水平(有効)映像期間を27ビットに分割し、各々
に3つの異なる形式の信号を重畳して構成されている。
ビット位置B1〜B5はNRZ形式の波形、B6〜B2
3は周波数が色副搬送波fsc(3.58MHz)の搬
送波形式、B25〜B27は周波数が4fsc/7の搬
送波形式の波形となっている。As shown in FIG. 5, a discrimination control signal is configured by dividing a horizontal (effective) video period of a scanning line into 27 bits and superimposing three different types of signals on each of them.
Bit positions B1 to B5 are NRZ waveforms, B6 to B2
Reference numeral 3 denotes a carrier waveform formula having a frequency of the color subcarrier fsc (3.58 MHz), and B25 to B27 each represent a carrier waveform formula having a frequency of 4 fsc / 7.
【0004】識別制御信号が有する補強信号の復調およ
び主画面映像信号との合成を行なう上で必要な制御(位
相)情報、即ち、絶対画素位置と主画部・上下無画部補
強信号の対応画素位置情報と、水平補強信号の変調周波
数の基準位相情報と、水平・垂直(解像度)補強信号の
垂直ー時間基準位相情報とから基準位相を求める基準位
相装置は既に提案されている。[0004] Control (phase) information necessary for demodulating the reinforcement signal included in the discrimination control signal and synthesizing with the main screen video signal, that is, correspondence between the absolute pixel position and the main image portion / upper and lower non-image portion reinforcement signals. A reference phase device for obtaining a reference phase from pixel position information, reference phase information of a modulation frequency of a horizontal reinforcement signal, and vertical-time reference phase information of a horizontal / vertical (resolution) reinforcement signal has already been proposed.
【0005】第1の従来例は、NRZ形式の波形である
ビット位置B1とビット位置2とのリファレンス信号の
切替わり位置、即ちエッジをレベル比較手段によって求
めて基準位相とするものである。In the first conventional example, a switching position of a reference signal between a bit position B1 and a bit position 2, which is a waveform in the NRZ format, that is, an edge is obtained by a level comparing means and used as a reference phase.
【0006】第2の従来例は、色副搬送波fsc(3.
58MHz)の搬送波形式であるビット位置B6〜ビッ
ト位置23の切替わり位置をレベル比較手段によって求
めて基準位相とするものである。A second conventional example is a color subcarrier fsc (3.
The switching position of bit position B6 to bit position 23, which is a carrier waveform formula of 58 MHz), is obtained by the level comparing means and used as a reference phase.
【0007】第3の従来例は、周波数が4fsc/7の
搬送波形式の波形であるビット位置B25〜ビット位置
27の確認信号波形のゼロクロス点をレベル比較手段に
よって求めて基準位相とするものである。B25〜ビッ
ト位置27は、ビット位置B1とビット位置2およびビ
ット位置B6〜ビット位置23に比べて信号のレベルが
少し小さくなるが、単一周波数の正弦波波形で構成され
ているので、フィルターによるSN比の改善が可能であ
り、また目標のゼロクロス点が複数あり、複数回の検出
結果により統計的に精度を上げることができ、さらに、
ビット位置B24がブランクのためゴーストにも有利な
ど幾つかの利点を有しているので、第3の従来例は第1
および第2の従来例に比べて精度の良い基準位相を得る
ことができる。In the third conventional example, the zero-cross point of the confirmation signal waveform at bit positions B25 to B27, which is a carrier waveform having a frequency of 4 fsc / 7, is obtained by a level comparing means and used as a reference phase. . The signal level of bit position B25 to bit position 27 is slightly smaller than that of bit position B1, bit position 2 and bit position B6 to bit position 23. The S / N ratio can be improved, and there are a plurality of target zero-cross points, and the accuracy can be statistically improved by a plurality of detection results.
Since the bit position B24 has several advantages such as being advantageous for a ghost because it is blank, the third conventional example is the first prior art.
In addition, a reference phase with higher accuracy can be obtained as compared with the second conventional example.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、既に提
案されている第1の従来例には、ビット位置B1とビッ
ト位置2との波形がNRZ形式のため、単純なレベル比
較手段によって切替わり位置が求められるが、エッジの
勾配が緩いためにゴースト等の伝送歪みやノイズにより
波形が歪み易く、正確に切替わり位置を特定することが
困難という課題がある。However, in the first prior art example already proposed, since the waveforms at the bit position B1 and the bit position 2 are in the NRZ format, the switching position is determined by a simple level comparing means. Although it is required, there is a problem that the waveform is easily distorted due to transmission distortion such as a ghost or noise due to a gentle edge gradient, and it is difficult to accurately specify a switching position.
【0009】また、第2の従来例には、第1の従来例以
上にビット位置B6〜ビット位置23の波形がゴースト
等の伝送歪みやノイズの影響を受け易く、しかもビット
の内容によって切替わりの波形が変わるため、時間的に
一定の処理では切替わり位置を検出しづらいという課題
がある。In the second conventional example, the waveforms at bit positions B6 to 23 are more susceptible to transmission distortions and noises such as ghosts than in the first conventional example, and are switched according to the contents of the bits. However, there is a problem that it is difficult to detect the switching position with a temporally constant process.
【0010】また、第3の従来例には、第1および第2
の従来例に比べて精度の良い基準位相を得ることができ
るが、単純なレベル比較手段によるゼロクロス点の検出
では、本質的にゴースト等の伝送歪みやノイズ等による
影響を免れることができず、ゼロクロス点のレベルが変
動した場合に他のサンプル点を誤検出するという課題が
ある。[0010] Further, a third conventional example includes a first and a second.
Although it is possible to obtain a reference phase with higher accuracy than the conventional example, the detection of the zero-cross point by the simple level comparing means cannot essentially avoid the influence of transmission distortion such as ghost, noise, and the like. There is a problem that when the level of the zero-cross point changes, another sample point is erroneously detected.
【0011】本発明は、上記した従来技術の課題を解決
するためになされたものであって回路構成的には第3の
従来例の改良であって、その目的は、第2世代EDTV
放送方式に準拠したビデオ信号の識別制御信号の一部で
ある確認信号から基準位相検出手段により基準位相情報
の抽出を行ない、受信レベルが低い場合でも、或は伝送
路のSN比が良くない場合でも高精細な画像の再生を可
能とする基準位相検出装置を提供することにある。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems of the prior art, and is an improvement of the third conventional example in terms of circuit configuration.
The reference phase information is extracted by the reference phase detecting means from the confirmation signal which is a part of the identification control signal of the video signal conforming to the broadcasting system, and even when the reception level is low or the SN ratio of the transmission line is not good However, it is an object of the present invention to provide a reference phase detection device that enables reproduction of a high-definition image.
【0012】[0012]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係る基準位相検出装置(1)は、抽出された
識別制御信号(S5A)から確認信号(S6)を抽出する
帯域通過フィルタ(6)を設けると共に、基準位相検出
手段(8)に、確認信号(S6)の連続する複数個のサ
ンプル値に予め定めた同相係数値列とのコンボリューシ
ョン演算を施して新しいデータ値系列である同相演算信
号(S11)を発生させ、この同相演算信号(S11)と確
認信号(S6)との大小関係を個別に調べ、同相演算信
号(S11)が極大値となり、かつ確認信号(S6)が予
め定めた条件を満足する時の確認信号を基準位相となる
ゼロクロス点として検出し、ゼロクロス点に対応するタ
イミングパルス(S12)を出力する同相判定手段(1
0)と、確認信号(S6)の連続する複数個のサンプル
値に予め定めた直交係数値列とのコンボリューション演
算を施して新しいデータ値系列である直交演算信号(S
14)を発生させ、直交演算信号(S14)の絶対値が極小
値となる時の確認信号を基準位相となるゼロクロス点と
して検出し、ゼロクロス点に対応するタイミングパルス
(S15)を出力する直交判定手段(13)と、同相判定
手段(10)からのタイミングパルス(S12)と直交判
定手段(13)からのタイミングパルス(S15)との論
理積演算を行ない基準位相信号(S8)を出力するAN
D手段(16)と、を設けたことを特徴とする。In order to achieve the above object, a reference phase detector (1) according to the present invention comprises a band-pass filter for extracting a confirmation signal (S6) from an extracted identification control signal (S5A). (6) is provided, and the reference phase detecting means (8) performs a convolution operation on a plurality of continuous sample values of the confirmation signal (S6) with a predetermined in-phase coefficient value sequence to obtain a new data value sequence. An in-phase operation signal (S11) is generated, and the magnitude relationship between the in-phase operation signal (S11) and the confirmation signal (S6) is individually examined. The in-phase operation signal (S11) becomes a local maximum value and the confirmation signal (S6) The in-phase determining means (1) detects a confirmation signal when the predetermined condition is satisfied as a zero-cross point serving as a reference phase and outputs a timing pulse (S12) corresponding to the zero-cross point.
0) and a plurality of continuous sample values of the acknowledgment signal (S6) are subjected to a convolution operation with a predetermined sequence of orthogonal coefficient values to perform a quadrature operation signal (S
14) is generated, a confirmation signal when the absolute value of the orthogonal operation signal (S14) becomes a minimum value is detected as a zero-cross point serving as a reference phase, and a timing pulse (S15) corresponding to the zero-cross point is output. An AND which outputs a reference phase signal (S8) by performing a logical AND operation of the timing pulse (S12) from the means (13) and the timing pulse (S12) from the in-phase determining means (10) and the timing pulse (S15) from the orthogonal determining means (13)
D means (16).
【0013】本発明に係る基準位相検出装置(1)は、
帯域通過フィルタ(6)と、基準位相検出手段(8)
に、同相判定手段(10)と、直交判定手段(13)
と、AND手段(16)とを備えたので、ゴースト等に
よる伝送歪みやノイズ等によるレベルの変動が平均化さ
れ、ノイズに強い基準位相の検出ができる。A reference phase detecting device (1) according to the present invention comprises:
Bandpass filter (6) and reference phase detecting means (8)
In-phase determining means (10) and quadrature determining means (13)
And the AND means (16), level fluctuations due to transmission distortion due to ghosts or the like and noises are averaged, and a reference phase resistant to noise can be detected.
【0014】また、本発明に係る基準位相検出装置
(1)は、識別制御信号抜取り手段(5)で抽出した識
別制御信号(S5A)から確認信号(S6)を抽出する帯
域通過フィルタ(6)を設けると共に、基準位相検出手
段(8)に、確認信号の内の時間的に連続する3個のサ
ンプル値である前サンプル値、現サンプル値および後サ
ンプル値に対して、レベル比較を行なうと共に後サンプ
ル値から前サンプル値を差し引いた差分値を検出し、サ
ンプル値のレベルが、前サンプル値<現サンプル値<後
サンプル値となり、かつ、差分値が極大となったとき
に、所定値の比較信号(S21)を出力する第1のレベル
比較手段(21)と、3個のサンプル値の加算を行な
い、加算信号(S22)を出力する加算手段(22)と、
加算信号(S22)の絶対値化を行ない、絶対値信号(S
23)を出力する絶対値手段(23)と、絶対値信号(S
23)が極小の時の現サンプル点を基準位相となるゼロク
ロス点として検出し、ゼロクロス点に対応するタイミン
グパルス(S24)を出力する第2のレベル比較手段(2
4)と、第1のレベル比較手段(21)の比較信号(S
21)と、第2のレベル比較手段(24)のタイミングパ
ルス(S24)との論理積演算を行ない、基準位相信号
(S8B)を出力するAND手段(25)と、を設けたこ
とを特徴とする。Further, the reference phase detecting device (1) according to the present invention comprises a band pass filter (6) for extracting a confirmation signal (S6) from the identification control signal (S5A) extracted by the identification control signal extracting means (5). And the reference phase detection means (8) performs a level comparison with respect to the three successive sample values of the confirmation signal, namely, the previous sample value, the current sample value, and the subsequent sample value. A difference value obtained by subtracting the previous sample value from the subsequent sample value is detected, and when the level of the sample value satisfies the relationship of the previous sample value <the current sample value <the next sample value, and when the difference value has a maximum value, First level comparing means (21) for outputting a comparison signal (S21), and adding means (22) for adding three sample values and outputting an addition signal (S22);
The absolute value of the addition signal (S22) is converted to the absolute value signal (S22).
23) for outputting an absolute value signal (S);
The second level comparing means (2) which detects the current sample point when (23) is minimum as a zero-cross point serving as a reference phase and outputs a timing pulse (S24) corresponding to the zero-cross point.
4) and the comparison signal (S) of the first level comparing means (21).
21) and AND means (25) for performing an AND operation of the timing pulse (S24) of the second level comparing means (24) and outputting a reference phase signal (S8B). I do.
【0015】本発明に係る基準位相検出装置(1)は、
帯域通過フィルタ(6)と、基準位相検出手段(8)
に、差分値の極大を検出し、論理値1の比較信号を出力
する第1のレベル比較手段(21)と、加算手段(2
2)と、絶対値手段(23)と、ゼロクロス点に対応す
るタイミングパルスを出力する第2のレベル比較手段
(24)と、AND手段(25)とを備えたので、ゴー
スト等による伝送歪みやノイズ等によるレベルの変動が
平均化され、ノイズに強い基準位相の検出ができる。A reference phase detecting device (1) according to the present invention comprises:
Bandpass filter (6) and reference phase detecting means (8)
First level comparing means (21) for detecting the maximum value of the difference value and outputting a comparison signal of logical value 1, and adding means (2)
2), an absolute value means (23), a second level comparing means (24) for outputting a timing pulse corresponding to a zero crossing point, and an AND means (25). Level fluctuations due to noise or the like are averaged, and a reference phase that is strong against noise can be detected.
【0016】[0016]
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を添付図面に
基づいて以下に説明する。図1は本発明に係る基準位相
検出装置の全体ブロック構成図である。図1において、
基準位相検出装置1は、A/D(Analog to Digital)
変換手段2、同期分離手段3、クロック発生手段4、識
別制御信号抜取り手段5、帯域通過フィルタ6、サンプ
ル値補間手段7、基準位相検出手段8とを備える。ま
た、識別制御信号抜取り手段5は、ゲート手段5Aおよ
びライン番号計数手段5Bからなる。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is an overall block configuration diagram of a reference phase detection device according to the present invention. In FIG.
The reference phase detector 1 is an A / D (Analog to Digital)
It comprises a conversion means 2, a synchronization separation means 3, a clock generation means 4, an identification control signal sampling means 5, a band pass filter 6, a sample value interpolation means 7, and a reference phase detection means 8. The identification control signal extracting means 5 includes a gate means 5A and a line number counting means 5B.
【0017】端子T1に入力される第2世代EDTV放
送方式に準拠したアナログのビデオ信号SVはA/D変
換手段2と同期分離手段3とに加えられる。同期分離手
段3はビデオ信号SVからカラーバースト信号S3C、垂
直同期信号S3Vおよび水平同期信号S3Hを分離し、カラ
ーバースト信号S3Cをクロック発生手段4に、垂直同期
信号S3Vおよび水平同期信号S3Hを識別制御信号抜取り
手段5のライン番号計数手段5Bに出力する。The analog video signal SV conforming to the second generation EDTV broadcasting system, which is input to the terminal T1, is applied to the A / D conversion means 2 and the synchronization separation means 3. The synchronization separation means 3 separates the color burst signal S3C, the vertical synchronization signal S3V, and the horizontal synchronization signal S3H from the video signal SV, controls the color burst signal S3C to the clock generation means 4, and controls the vertical synchronization signal S3V and the horizontal synchronization signal S3H. The signal is output to the line number counting means 5B of the signal sampling means 5.
【0018】クロック発生手段4は、カラーバースト信
号S3C(fSC=3.58MHz)に基づいて搬送色信号のI
軸、またはQ軸に位相同期したクロック信号SCK(4fS
C)を生成し、クロック信号SK1(4fSC)をA/D変換
手段2とサンプル値補間手段7と基準位相検出手段8と
に出力する。The clock generation means 4 outputs the I of the carrier chrominance signal based on the color burst signal S3C (fSC = 3.58 MHz).
Clock signal SCK (4fS
C), and outputs the clock signal SK1 (4fSC) to the A / D conversion means 2, the sample value interpolation means 7, and the reference phase detection means 8.
【0019】識別制御信号抜取り手段5のライン番号計
数手段5Bは、垂直同期信号S3Vに基づいて水平同期信
号S3Hを計数して22ラインと285ラインとに重畳さ
れている識別制御信号S5A(図5)を抜き取るゲート信
号S5Bを生成し、ゲート信号S5Bをゲート手段5Aに出
力する。The line number counting means 5B of the identification control signal extracting means 5 counts the horizontal synchronizing signal S3H based on the vertical synchronizing signal S3V and discriminates the identification control signal S5A superimposed on lines 22 and 285 (FIG. 5). ) Is generated, and the gate signal S5B is output to the gate means 5A.
【0020】A/D変換手段2は、端子T1に入力され
る第2世代EDTV放送方式に準拠したアナログのビデ
オ信号Vaをクロック信号SK1に基づいてデジタルに変
換し、デジタル・ビデオ信号S2を識別制御信号抜取り
手段5のゲート手段5Aに出力する。The A / D converter 2 converts the analog video signal Va input to the terminal T1 according to the second generation EDTV broadcasting system into digital based on the clock signal SK1, and identifies the digital video signal S2. It outputs to the gate means 5A of the control signal extracting means 5.
【0021】識別制御信号抜取り手段5のゲート手段5
Aは、ゲート信号S5Bに基づいてデジタル・ビデオ信号
S2の22ラインと285ラインとに重畳されている識
別制御信号S5Aを抜き取り、識別制御信号S5Aを帯域通
過フィルタ6に出力する。帯域通過フィルタ6は、図5
に示す識別制御信号S5Aから単一周波数(4fsc/
7)の正弦波であるビット位置B25〜ビット位置B2
7の確認信号を抽出し、確認信号S6をサンプル値列補
間手段7に出力する。Gate means 5 of identification control signal extracting means 5
A extracts the identification control signal S5A superimposed on lines 22 and 285 of the digital video signal S2 based on the gate signal S5B, and outputs the identification control signal S5A to the band-pass filter 6. The band-pass filter 6 shown in FIG.
From the identification control signal S5A shown in FIG.
7) Bit position B25 to bit position B2 which are sine waves
7 and outputs a confirmation signal S6 to the sample value sequence interpolation means 7.
【0022】サンプル値列補間手段7は、サンプリング
位相が識別制御信号の方式上の規定(搬送色信号のI・
Q軸)と異なる場合に(例えば、色バーストと同相の場
合に)、方式に規定された位相でのサンプル値列の補間
処理を行なって補間確認信号S7を基準位相検出手段8
に出力する。また、サンプリング位相が識別制御信号の
方式上の規定(搬送色信号のI・Q軸)に一致する場
合、サンプル値列補間手段7はサンプル値列の補間処理
を行なわず、入力された確認信号S6を補間確認信号S7
として基準位相検出手段8に出力する。The sample value sequence interpolating means 7 determines whether the sampling phase is specified in the system of the discrimination control signal (I.multidot.
If it is different from (Q axis) (for example, when the phase is the same as the color burst), interpolation processing of the sample value sequence at the phase specified in the method is performed, and the interpolation confirmation signal S7 is output to the reference phase detection means 8
Output to If the sampling phase coincides with the specification (the I and Q axes of the carrier color signal) of the identification control signal, the sample value sequence interpolation means 7 does not perform the interpolation process of the sample value sequence and outputs the input confirmation signal. S6 is the interpolation confirmation signal S7
Is output to the reference phase detecting means 8.
【0023】基準位相検出手段8は、補間確認信号S7
の連続する複数個のサンプル値に予め定めた2組みの係
数列、例えば(−1,−1,−1,0,1,1,1)、
(−1,−1,1,1,1,−1,−1)といった係数
列とのコンボリューション演算を施して2つの新しいデ
ータ値系列を発生させ、2つの新しいデータ値系列のデ
ータ値の大小関係を個別に調べ、条件に見合った点をゼ
ロクロス点として検出し、ゼロクロス点に対応するタイ
ミングパルスを基準位相信号S8Aとして出力する。The reference phase detecting means 8 outputs the interpolation confirmation signal S7
, Two sets of coefficient sequences determined in advance for a plurality of continuous sample values of, for example, (-1, -1, -1,0,1,1,1),
By performing a convolution operation with a coefficient sequence such as (-1, -1, 1, 1, 1, -1, -1), two new data value sequences are generated, and the data values of the two new data value sequences are generated. The magnitude relation is individually examined, a point meeting the condition is detected as a zero cross point, and a timing pulse corresponding to the zero cross point is output as a reference phase signal S8A.
【0024】図2は本発明に係る基準位相検出装置の基
準位相検出手段の要部ブロック構成図である。図3は本
発明に係る基準位相検出装置の基準位相検出手段の動作
説明図で有る。基準位相検出手段の動作を図2と図3と
を用いて説明する。FIG. 2 is a block diagram of a main part of the reference phase detecting means of the reference phase detecting device according to the present invention. FIG. 3 is an explanatory diagram of the operation of the reference phase detection means of the reference phase detection device according to the present invention. The operation of the reference phase detecting means will be described with reference to FIGS.
【0025】図2において、基準位相検出手段8Aは同
相判定手段10、直交判定手段13、AND手段16と
を備える。同相判定手段10はコンボリューション演算
手段11、レベル判定手段12とからなる。直交判定手
段13はコンボリューション演算手段14、レベル判定
手段15とからなる。In FIG. 2, the reference phase detecting means 8A includes an in-phase judging means 10, a quadrature judging means 13, and an AND means 16. The in-phase determining means 10 includes a convolution calculating means 11 and a level determining means 12. The orthogonality determining means 13 includes a convolution calculating means 14 and a level determining means 15.
【0026】端子T11に識別制御信号S5Aから分離さ
れ、補間された補間確認信号S7が入力され、端子T11
を介して補間確認信号S7は同相判定手段10のコンボ
リューション演算手段11およびレベル判定手段12
と、直交判定手段13のコンボリューション演算手段1
4とに供給される。端子T12にクロック発生手段4から
のクロック信号SCKが入力され、端子T12を介して同相
判定手段10のコンボリューション演算手段11および
レベル判定手段12と、直交判定手段13のコンボリュ
ーション演算手段14およびレベル判定手段15とに供
給される。An interpolation confirmation signal S7, which is separated from the identification control signal S5A and interpolated, is input to a terminal T11.
The interpolation confirmation signal S7 is output from the convolution operation means 11 and the level judgment means 12
And the convolution operation means 1 of the orthogonality judgment means 13
4. The clock signal SCK from the clock generating means 4 is input to the terminal T12, and the convolution calculating means 11 and the level determining means 12 of the in-phase determining means 10 and the convolution calculating means 14 and the level of the quadrature determining means 13 via the terminal T12. It is supplied to the judgment means 15.
【0027】図3において、(1)は色信号のI・Q軸
の位相に同期した周波数(4fsc)のクロック信号S
CKを示したものである。(2)はクロック信号SCKでサ
ンプリングされた1周期が7サンプルからなる補間確認
信号S7を示したもので、ゼロクロス点は7サンプル毎
にI軸、−Q軸、−I軸、Q軸にあってそれを黒丸で示
した。In FIG. 3, (1) is a clock signal S having a frequency (4 fsc) synchronized with the phase of the I and Q axes of the color signal.
CK is shown. (2) shows the interpolation confirmation signal S7 in which one cycle sampled by the clock signal SCK is composed of seven samples, and the zero cross point is located on the I axis, -Q axis, -I axis, and Q axis every seven samples. It is indicated by a black circle.
【0028】(3)は同相係数値列、(4)は補間確認
信号S7と同相係数値列とのコンボリューション演算を
した同相演算信号S11、(5)は直交係数値列、(6)
は補間確認信号S7と直交係数値列とのコンボリューシ
ョン演算をした直交演算信号S14、(7)は基準位相信
号S8Aを示したものである。(3) is an in-phase coefficient value sequence, (4) is an in-phase operation signal S11 obtained by performing a convolution operation of the interpolation confirmation signal S7 and the in-phase coefficient value sequence, (5) is an orthogonal coefficient value sequence, and (6)
Denotes an orthogonal operation signal S14 obtained by performing a convolution operation of the interpolation confirmation signal S7 and the orthogonal coefficient value sequence, and (7) denotes a reference phase signal S8A.
【0029】同相判定手段10のコンボリューション演
算手段11は、(1)に示すクロック信号SCK(4,5,
6,0,1,2,3,…)でサンプリングされ、7サンプル
で1周期の正弦波波形である(2)に示す補間確認信号
S7のサンプル値{4,5,6,0,1,2,3,…}に対し
て、例えば、(3)に示す7つの同相係数値列(-1,-
1,-1,0,+1,+1,+1)とのコンボリューション演算を
行なって、コンボリューション演算結果である(4)に
示す同相演算信号S11をレベル判定手段12に出力す
る。The convolution operation means 11 of the in-phase determination means 10 outputs the clock signal SCK (4, 5,
6, 0, 1, 2, 3,...), And a sample value {4, 5, 6, 0, 1, 1,... With respect to 2, 3,..., For example, seven in-phase coefficient value sequences (-1,-
(1, -1, 0, +1, +1, +1, +1), and outputs the in-phase operation signal S11 shown in (4), which is the result of the convolution operation, to the level determination means 12.
【0030】図3の(3)の同相係数列は、(2)に示
す補間確認信号S7のS7(0)を現サンプル点として中心
にし、現サンプル点の確認信号S7(0)には同相係数列の
(0)を、前3サンプル{S7(4),S7(5),S7(6)}に
は同相係数列の(-1)を、後3サンプル{S7(1),S7
(2),S7(3)}には同相係数列の(+1)を与え、7サン
プル点データ間でのコンボリューション演算を行い、
(4)に示す同相演算信号S11のS11(0)を得る時の補
間確認信号S7と同相係数列との位相関係を示したもで
ある。The in-phase coefficient sequence of (3) in FIG. 3 is centered on S7 (0) of the interpolation confirmation signal S7 shown in (2) as the current sample point, and is in phase with the confirmation signal S7 (0) of the current sample point. (0) of the coefficient sequence, (-1) of the in-phase coefficient sequence for the first three samples {S7 (4), S7 (5), S7 (6)}, and three samples {S7 (1), S7
(2), S7 (3)} are given the in-phase coefficient sequence (+1), and a convolution operation is performed between the seven sample point data.
This shows the phase relationship between the interpolation confirmation signal S7 and the in-phase coefficient sequence when S11 (0) of the in-phase operation signal S11 shown in (4) is obtained.
【0031】また、図3の(5)の直交係数列は、
(2)に示す補間確認信号S7のS7(0)を現サンプル点
として中心にし、現サンプル点の確認信号S7(0)とその
前後のサンプル{S7(6),S7(1)}には直交係数列の
(+1)を、残り4サンプル{S7(4),S7(5),S7(2),
S7(3)}には直交係数列の(-1)を与え、7サンプル点
データ間でのコンボリューション演算を行い、(6)に
示す直交演算信号S14のS14(0)を得る時の補間確認信
号S7と直交係数列との位相関係を示したもである。The orthogonal coefficient sequence of (5) in FIG.
S7 (0) of the interpolation confirmation signal S7 shown in (2) is centered as the current sample point, and the confirmation signal S7 (0) of the current sample point and the samples {S7 (6), S7 (1)} before and after it are included in The (+1) of the orthogonal coefficient sequence is converted to the remaining four samples {S7 (4), S7 (5), S7 (2),
The orthogonal coefficient sequence (-1) is given to S7 (3)}, a convolution operation is performed between the seven sample point data, and interpolation for obtaining S14 (0) of the orthogonal operation signal S14 shown in (6) is performed. This shows the phase relationship between the confirmation signal S7 and the orthogonal coefficient sequence.
【0032】レベル判定手段12は、同相演算信号S11
および正弦波1周期を7サンプルで構成される補間確認
信号S7の大小関係を個別に調べ、補間確認信号S7から
ゼロ度位相に最も近い補間確認信号S7のサンプル値を
検出し、このサンプル値をゼロクロス点とし、このゼロ
クロス点{S7(0)}に対応するタイミングパルスを同相
基準信号S12としてAND手段16に出力する。The level judging means 12 outputs an in-phase operation signal S11.
In addition, the magnitude of the interpolation confirmation signal S7 composed of seven samples for one cycle of the sine wave is individually examined, and a sample value of the interpolation confirmation signal S7 closest to the zero-degree phase is detected from the interpolation confirmation signal S7. A zero-cross point is set, and a timing pulse corresponding to the zero-cross point {S7 (0)} is output to the AND means 16 as the in-phase reference signal S12.
【0033】レベル判定手段12の第1の機能は、現同
相演算信号S11(t)と前同相演算信号S11(t-1)とのレベ
ル比較を行ない、同相演算信号S11の極大値S11(0)の
検出を行なう。The first function of the level judging means 12 is to compare the level of the current in-phase operation signal S11 (t) with the previous in-phase operation signal S11 (t-1), and to determine the local maximum value S11 (0) of the in-phase operation signal S11. ) Is detected.
【0034】レベル判定手段12の第2の機能は、同相
演算信号S11が極大値S11(0)の時、同相係数値列(-
1,0,+1)の被乗算信号である補間確認信号S7のレベ
ル比較を行ない、同相係数値列(+1)の被乗算信号であ
る補間確認信号S7(1)が正の値であり、かつ同相係数値
列(-1)の被乗算信号である補間確認信号S7(6)が負の
値であるという条件を満足する同相係数値列(0)の被
乗算信号である補間確認信号S7(0)をゼロクロス点と
し、この補間確認信号S7(0)に対応するタイミングパル
スである同相基準信号S12をAND手段16に出力す
る。The second function of the level judging means 12 is that when the in-phase operation signal S11 has the maximum value S11 (0), the in-phase coefficient value sequence (-
The level of the interpolation confirmation signal S7, which is the multiplication signal of (1, 0, +1), is compared, and the interpolation confirmation signal S7 (1), which is the multiplication signal of the in-phase coefficient value sequence (+1), has a positive value. And an interpolation confirmation signal that is a multiplied signal of the in-phase coefficient value sequence (0) that satisfies the condition that the interpolation confirmation signal S7 (6), which is the multiplied signal of the in-phase coefficient value sequence (-1), is a negative value. S7 (0) is defined as a zero cross point, and an in-phase reference signal S12, which is a timing pulse corresponding to the interpolation confirmation signal S7 (0), is output to the AND means 16.
【0035】直交判定手段13のコンボリューション演
算手段14は、(1)に示すクロック信号SCK(4,5,
6,0,1,2,3,…)でサンプリングされ、7サンプル
で1周期の正弦波波形である(2)に示す補間確認信号
S7のサンプル値{4,5,6,0,1,2,3,…}に対し
て、例えば、(5)に示す7つの直交係数値列(-1,-
1,+1,+1,+1,-1,-1)とのコンボリューション演算
を行なって、コンボリューション演算結果である(6)
に示す直交演算信号S14をレベル判定手段15に出力す
る。The convolution operation means 14 of the orthogonal judgment means 13 outputs the clock signal SCK (4, 5,
6, 0, 1, 2, 3,...), And a sample value {4, 5, 6, 0, 1, 1,... With respect to 2, 3,..., For example, the seven orthogonal coefficient value sequences (-1,-
(1, +1, +1, +1, -1, -1), and the result of the convolution operation is (6).
Is output to the level determination means 15.
【0036】レベル判定手段15は、直交演算信号S14
の絶対値の大小関係を調べて極小値を検出し、この極小
値を与える直交演算信号S14のサンプル値S14(0)をゼ
ロクロス点とし、このゼロクロス点に対応するタイミン
グパルスである直交基準信号S15をAND手段16に出
力する。The level judging means 15 outputs the orthogonal operation signal S14.
The minimum value is detected by examining the magnitude relationship between the absolute values of the absolute value of the orthogonal reference signal S15 (0), which is a timing pulse corresponding to the zero-cross point. Is output to the AND means 16.
【0037】図3において、(6)に示す直交演算信号
S14は、(2)に示す補間確認信号S7と位相が一致し
ているので、補間確認信号S7をレベル判定手段15に
入力して、補間確認信号S7の絶対値の大小関係を調べ
て極小値となるS7(0)を検出し、かつ補間確認信号S7
(1)が正の値、補間確認信号S7(6)が負の値であるとい
う条件を満足する補間確認信号S7(0)をゼロクロス点と
し、この補間確認信号S7(0)に対応するタイミングパル
スである直交基準信号S15をAND手段16に出力する
ように構成してもよい。In FIG. 3, since the orthogonal operation signal S14 shown in (6) has the same phase as the interpolation confirmation signal S7 shown in (2), the interpolation confirmation signal S7 is input to the level judgment means 15, The magnitude of the absolute value of the interpolation confirmation signal S7 is checked to detect the minimum value S7 (0), and the interpolation confirmation signal S7
The interpolation confirmation signal S7 (0) satisfying the condition that (1) is a positive value and the interpolation confirmation signal S7 (6) is a negative value is defined as a zero cross point, and the timing corresponding to the interpolation confirmation signal S7 (0) The pulse orthogonal reference signal S15 may be output to the AND means 16.
【0038】AND手段16は、レベル判定手段12か
ら出力される同相基準信号S12とレベル判定手段15か
ら出力される直交基準信号S15との論理積演算を行な
い、(7)に示す基準位相信号S8AをT2に出力する。The AND means 16 performs a logical product operation of the in-phase reference signal S12 output from the level determination means 12 and the quadrature reference signal S15 output from the level determination means 15, and a reference phase signal S8A shown in (7). Is output to T2.
【0039】このように、本発明は、その検出、判別に
同期復調の考え方を利用したもので、90度位相がずれ
た2つの復調キャリアに相当する2組の係数値列を設
け、サンプル値列との間でコンボリューション演算を行
い、各サンプル点毎に同相復調成分と直交復調成分とを
求め、それらが7サンプルの中でゼロクロス点において
夫々極大値、極小値をとるということによってゼロクロ
ス点を判別しようとするものである。As described above, the present invention utilizes the concept of synchronous demodulation for its detection and discrimination, and provides two sets of coefficient value sequences corresponding to two demodulated carriers having phases shifted by 90 degrees, A convolution operation is performed with the sequence to obtain an in-phase demodulation component and a quadrature demodulation component at each sample point, and these take the maximum value and the minimum value at the zero-cross point in seven samples, respectively. Is to be determined.
【0040】同期復調では、同相成分を求めるために、
被復調信号と同一周波数の復調キャリアを乗算・平滑化
して、復調キャリアと位相が合った成分の大きさを求め
る。補間確認信号(S7)は、1周期が7サンプルで構
成されているので、同相成分を求めるための復調キャリ
アに相当する係数列として、現サンプルを中心にして、
現サンプル点には(0)を、前3サンプルには(-1)
を、後3サンプルには(+1)を与え、7サンプル点デー
タとの間でコンボリューション演算を行い、その結果を
そのサンプル点の位相での同相成分としている。In synchronous demodulation, in order to obtain an in-phase component,
The demodulated carrier of the same frequency as the demodulated signal is multiplied and smoothed, and the magnitude of the component in phase with the demodulated carrier is obtained. Since one cycle of the interpolation confirmation signal (S7) is composed of seven samples, a coefficient sequence corresponding to a demodulation carrier for obtaining an in-phase component is set around the current sample.
(0) for the current sample point, (-1) for the previous three samples
Is given to the last three samples, and convolution operation is performed with the seven sample point data, and the result is used as the in-phase component at the phase of the sample point.
【0041】直交成分を求めるには、前・現・後の3サ
ンプルには(+1)、残り4サンプルには(-1)となる係
数列を与え、7サンプル点データとの間でコンボリュー
ション演算を行い、その結果をそのサンプル点の位相で
の直交成分としている。To obtain the orthogonal component, a coefficient sequence of (+1) is given to the three samples before, present, and after, and a coefficient sequence of (-1) is given to the remaining four samples. A volume operation is performed, and the result is used as a quadrature component at the phase of the sample point.
【0042】以上のように、同相成分と直交成分とを定
義すると、補間確認信号(S7)のゼロクロス点では、
同相成分が極大値になり、かつ前サンプル値が負、後サ
ンプル値が正となり、また直交成分の絶対値が極小値に
なり、同相成分値が前サンプル点で負、現サンプル点で
0、後サンプル点で正となり、それぞれの成分について
この判定条件を課することによって、ゼロクロス点を抽
出することが出来る。As described above, when the in-phase component and the quadrature component are defined, at the zero cross point of the interpolation confirmation signal (S7),
The in-phase component has a maximum value, the previous sample value is negative, the post-sample value is positive, and the absolute value of the quadrature component has a minimum value. The in-phase component value is negative at the previous sample point, 0 at the current sample point, The value becomes positive at the subsequent sample point, and the zero-cross point can be extracted by imposing this determination condition on each component.
【0043】図4は本発明に係る基準位相検出装置の基
準位相検出手段の要部ブロック構成図である。図4にお
いて、基準位相検出装置1の基準位相検出手段8Bは、
レベル比較手段21、加算手段22、絶対値手段23、
レベル比較手段24、AND手段25とを備える。FIG. 4 is a block diagram of a main part of the reference phase detecting means of the reference phase detecting device according to the present invention. In FIG. 4, the reference phase detecting means 8B of the reference phase detecting device 1
Level comparing means 21, adding means 22, absolute value means 23,
A level comparison unit 24 and an AND unit 25 are provided.
【0044】端子T21に入力された補間確認信号S7は
レベル比較手段21と加算手段22とに入力され、端子
T22に入力されクロック信号SCKは基準位相検出手段8
Bの全ブロックに加えられる。The interpolation confirmation signal S7 inputted to the terminal T21 is inputted to the level comparing means 21 and the adding means 22, and the clock signal SCK inputted to the terminal T22 is outputted to the reference phase detecting means 8.
Added to all blocks in B.
【0045】レベル比較手段21は、図3の(2)に示
す補間確認信号S7の連続する3個のサンプル値である
前サンプル値S7(t-1)、現サンプル値S7(t0)および後
サンプル値S7(t1)のレベル比較を行ない、また後サン
プル値S7(t1)から前サンプル値S7(t-1)の引算を行な
って差分値を求める。その結果がS7(t-1)<S7(t0)<
S7(t1)であり、かつ差分値が極大の時、論理値1の比
較信号S21をAND手段25に出力する。The level comparing means 21 calculates a continuous sample value S7 (t-1), a current sample value S7 (t0) and a subsequent sample value of three consecutive sample values of the interpolation confirmation signal S7 shown in (2) of FIG. The level of the sample value S7 (t1) is compared, and the difference value is obtained by subtracting the previous sample value S7 (t-1) from the subsequent sample value S7 (t1). The result is S7 (t-1) <S7 (t0) <
When S7 (t1) and the difference value is the maximum, the comparison signal S21 of the logical value 1 is output to the AND means 25.
【0046】レベル比較手段21は、例えば、図3の
(2)に示す補間確認信号S7の連続する3個のサンプ
ル値{S7(4),S7(5),S7(6)}とのレベル比較を行な
い、次に{S7(5),S7(6),S7(0)}とのレベル比較を
行ない、このように順次{S7(6),S7(0),S7(1)},
{S7(0),S7(1),S7(2)},…とのレベル比較を行な
い、最初の比較結果が{S7(4)>S7(5),S7(5)<S7
(6)}であるので論理値0の比較信号S21(5)を出力し、
次の比較結果が{S7(5)<S7(6)<S7(0)}となるので
論理値1の比較信号S21(6)を出力し、さらに次の比較
結果が{S7(6)<S7(0)<S7(1)}となるので論理値1
の比較信号S21(0)を出力し、次の比較結果が{S7(0)
<S7(1)<S7(2)}となるので論理値1の比較信号S21
(1)をAND手段25に出力する。The level comparing means 21 outputs, for example, the level of three successive sample values {S7 (4), S7 (5), S7 (6)} of the interpolation confirmation signal S7 shown in FIG. A comparison is made and then a level comparison is made with {S7 (5), S7 (6), S7 (0)}, and thus {S7 (6), S7 (0), S7 (1)},
The levels are compared with {S7 (0), S7 (1), S7 (2)},..., And the first comparison result is {S7 (4)> S7 (5), S7 (5) <S7
(6) Since}, a comparison signal S21 (5) having a logical value of 0 is output, and
Since the next comparison result is {S7 (5) <S7 (6) <S7 (0)}, a comparison signal S21 (6) having a logical value of 1 is output, and the next comparison result is {S7 (6) < Since S7 (0) <S7 (1)}, logical value 1
Is output, and the next comparison result is S7 (0).
<S7 (1) <S7 (2)}, so the comparison signal S21 of the logical value 1
(1) is output to the AND means 25.
【0047】加算手段22は、補間確認信号S7の連続
する3個のサンプル値{S7(t-1),S7(t0),S7(t1)}
との加算を行ない、加算信号S22(t0){=S7(t-1)+S
7(t0)+S7(t1)}を絶対値手段23に出力する。The adding means 22 outputs three consecutive sample values {S7 (t-1), S7 (t0), S7 (t1)} of the interpolation confirmation signal S7.
And an addition signal S22 (t0) {= S7 (t-1) + S
7 (t0) + S7 (t1)} is output to the absolute value means 23.
【0048】加算手段22は、例えば、図3の(2)に
示す補間確認信号S7の連続する3個のサンプル値{S7
(4),S7(5),S7(6)}との加算を行なって加算信号S2
2(5){=S7(4)+S7(5)+S7(6)}を出力し、次に{S
7(5),S7(6),S7(0)}との加算を行なって加算信号S
22(6){=S7(5)+S7(6)+S7(0)}を出力し、このよ
うに順次{S7(6),S7(0),S7(1)},{S7(0),S7
(1),S7(2)},…との加算を行なって加算信号S22
(0),S22(1),…を絶対値手段23に出力する。For example, the adding means 22 outputs three consecutive sample values {S7} of the interpolation confirmation signal S7 shown in (2) of FIG.
(4), S7 (5), and S7 (6)}, and an addition signal S2
2 (5) {= S7 (4) + S7 (5) + S7 (6)} and then {S
7 (5), S7 (6), S7 (0)}, and an addition signal S
22 (6) = S7 (5) + S7 (6) + S7 (0)}, and thus {S7 (6), S7 (0), S7 (1)}, {S7 (0), S7
(1), S7 (2)},...
(0), S22 (1),... Are output to the absolute value means 23.
【0049】絶対値手段23は加算信号S22(t0)を絶対
値化して絶対値信号S23(t0){=|S22(t0)|}をレベ
ル比較手段24に出力する。レベル比較手段24は、連
続して入力される3つの絶対値信号S23のレベル比較を
行なって絶対値信号S23の極小値を検出し、極小値を与
える補間確認信号S7のサンプル値S7(0)をゼロクロス
信号とし、このゼロクロス信号のタイミングパルスであ
る比較信号S24をAND手段25に出力する。The absolute value means 23 converts the sum signal S22 (t0) to an absolute value and outputs an absolute value signal S23 (t0) {= | S22 (t0) │} to the level comparing means 24. The level comparing means 24 detects the minimum value of the absolute value signal S23 by comparing the levels of three consecutively input absolute value signals S23, and samples the sampled value S7 (0) of the interpolation confirmation signal S7 giving the minimum value. Is a zero-cross signal, and a comparison signal S24, which is a timing pulse of the zero-cross signal, is output to the AND means 25.
【0050】レベル比較手段24は、例えば、絶対値信
号S23(6){=|S22(6)|}とS23(0){=|S22(0)
|}とS23(1){=|S22(1)|}とのレベル比較を行な
って{S23(6)>S23(0)}、かつ{S23(1)>S23(0)}
の時、絶対値信号S23(0)が極小値であり、極小値を与
える補間確認信号S7のサンプル点S7(0)をゼロクロス
信号とし、このゼロクロス信号のタイミングで論理値1
の比較信号S24をAND手段25に出力する。The level comparing means 24 outputs, for example, absolute value signals S23 (6) {= | S22 (6) |} and S23 (0) {= | S22 (0).
|} And S23 (1) {= | S22 (1) |} are compared and {S23 (6)> S23 (0)}, and {S23 (1)> S23 (0)}.
At this time, the absolute value signal S23 (0) is the minimum value, and the sampling point S7 (0) of the interpolation confirmation signal S7 giving the minimum value is defined as a zero-cross signal.
Is output to the AND means 25.
【0051】AND手段25は、比較信号S21と比較信
号S24とクロック信号SCKとのAND論理演算を行ない
基準位相信号S8Bを端子T2に出力する。つまり、AN
D手段25は、補間確認信号S7のサンプル点S7(0)を
ゼロクロス信号として検出するための条件を満たした比
較信号S21と比較信号S24とが出力された時のみ、クロ
ック信号SCKと共に論理値1の単一パルスとして基準位
相信号S8Bを出力する。The AND means 25 performs an AND operation on the comparison signal S21, the comparison signal S24 and the clock signal SCK, and outputs a reference phase signal S8B to the terminal T2. That is, AN
The D means 25 outputs the logical value 1 together with the clock signal SCK only when the comparison signal S21 and the comparison signal S24 satisfying the condition for detecting the sample point S7 (0) of the interpolation confirmation signal S7 as a zero-cross signal are output. And outputs the reference phase signal S8B as a single pulse.
【0052】このように、本発明は、補間確認信号の正
弦波波形1周期を構成する7サンプルの内、正弦波波形
のゼロ度位相に最も近いサンプル点の検出を行なうもの
で、その検出・判別に直線回帰の考え方を利用し、正弦
波波形を等間隔でサンプリングした場合、ゼロ度位相の
サンプル点とその前後のサンプル点の3点は、中央のゼ
ロ度位相の点で時間軸とゼロクロスする直線上にあると
いう事実から、ノイズが重畳している場合への対応策と
して、この3点の座標値(時間、レベル)に対して直線
回帰を行い、得られた回帰直線の勾配、即ち、回帰係数
が正で、かつ、その“y截片”がゼロクロス点で絶対値
極小いうことによってゼロ度位相のサンプル点を判別し
ようとするものである。As described above, the present invention detects the sample point closest to the zero-degree phase of the sine wave waveform among the seven samples constituting one cycle of the sine wave waveform of the interpolation confirmation signal. When the sine wave waveform is sampled at equal intervals using the concept of linear regression for discrimination, the three points, the zero-degree phase sample point and the sample points before and after it, are the center zero-degree phase point and the zero-cross point. As a countermeasure against the case where noise is superimposed, linear regression is performed on the coordinate values (time, level) of these three points, and the gradient of the obtained regression line, that is, The regression coefficient is positive, and the "y-slice" is the absolute minimum at the zero-cross point, and the sample point of the zero-degree phase is determined.
【0053】本発明では、従来例の説明で述べたような
個別のサンプル点データをそのまま検出対象として取扱
うことを止め、まず、1つ離れたサンプル点の大小を比
較することで、判定を容易にし、その上で、連続3点の
加算によりノイズの影響がならされたデータをもとめ、
結果として耐ノイズ性に優れたゼロクロス点の検出がで
きる。In the present invention, individual sample point data as described in the description of the conventional example is not treated as a detection target as it is, and first, the size of sample points separated by one is compared to facilitate determination. Then, find the data on which the effect of noise was smoothed by adding three consecutive points,
As a result, it is possible to detect a zero-cross point excellent in noise resistance.
【0054】なお、上記実施形態は本発明の一実施例で
あり、本発明は上記実施形態に限定されるものではな
い。The above embodiment is an example of the present invention, and the present invention is not limited to the above embodiment.
【0055】[0055]
【発明の効果】本発明は上記構成により次の効果を発揮
する。本発明は、抽出された識別制御信号(S5A)から
確認信号(S6)を抽出する帯域通過フィルタ(6)を
設けると共に、基準位相検出手段(8)に、確認信号
(S6)の連続する複数個のサンプル値に予め定めた同
相係数値列とのコンボリューション演算を施して新しい
データ値系列である同相演算信号(S11)を発生させ、
この同相演算信号(S11)と確認信号(S6)との大小
関係を個別に調べ、同相演算信号(S11)が極大値とな
り、かつ確認信号(S6)が予め定めた条件を満足する
時の確認信号を基準位相となるゼロクロス点として検出
し、ゼロクロス点に対応するタイミングパルス(S12)
を出力する同相判定手段(10)と、確認信号(S6)
の連続する複数個のサンプル値に予め定めた直交係数値
列とのコンボリューション演算を施して新しいデータ値
系列である直交演算信号(S14)を発生させ、直交演算
信号(S14)の絶対値が極小値となる時の確認信号を基
準位相となるゼロクロス点として検出し、ゼロクロス点
に対応するタイミングパルス(S15)を出力する直交判
定手段(13)と、同相判定手段(10)からのタイミ
ングパルス(S12)と直交判定手段(13)からのタイ
ミングパルス(S15)との論理積演算を行ない基準位相
信号(S8)を出力するAND手段(16)と、を設
け、ゴースト等による伝送歪みやノイズ等によるレベル
の変動が平均化され、ノイズに強い基準位相の検出がで
きるので、受信レベルが低い場合でも、或は伝送路のS
N比が良くない場合であっても、高精細な画像の再生を
可能とする基準位相検出装置(1)を提供することがで
きる。According to the present invention, the following effects are exhibited by the above configuration. According to the present invention, a band pass filter (6) for extracting a confirmation signal (S6) from the extracted identification control signal (S5A) is provided, and a plurality of consecutive confirmation signals (S6) are provided to a reference phase detecting means (8). Convolution operation with a predetermined in-phase coefficient value sequence on the sample values to generate an in-phase operation signal (S11) which is a new data value sequence;
The magnitude relationship between the in-phase operation signal (S11) and the confirmation signal (S6) is individually examined, and confirmation is made when the in-phase operation signal (S11) has a local maximum value and the confirmation signal (S6) satisfies a predetermined condition. A signal is detected as a zero-cross point serving as a reference phase, and a timing pulse corresponding to the zero-cross point (S12)
And a confirmation signal (S6).
Is subjected to a convolution operation with a predetermined sequence of orthogonal coefficient values to generate a new orthogonal data signal (S14), which is a new data value sequence. A quadrature determining means (13) for detecting a confirmation signal at the time of the minimum value as a zero-cross point serving as a reference phase and outputting a timing pulse (S15) corresponding to the zero-cross point; and a timing pulse from the in-phase determining means (10) (S12) and an AND means (16) for performing a logical product operation of the timing pulse (S15) from the orthogonal judging means (13) and outputting a reference phase signal (S8) are provided. And so on, and a reference phase that is resistant to noise can be detected. Therefore, even when the reception level is low, the S
Even if the N ratio is not good, it is possible to provide a reference phase detection device (1) capable of reproducing a high-definition image.
【0056】また、本発明は、識別制御信号抜取り手段
(5)で抽出した識別制御信号(S5A)から確認信号
(S6)を抽出する帯域通過フィルタ(6)を設けると
共に、基準位相検出手段(8)に、確認信号の内の時間
的に連続する3個のサンプル値である前サンプル値、現
サンプル値および後サンプル値に対して、レベル比較を
行なうと共に後サンプル値から前サンプル値を差し引い
た差分値を検出し、サンプル値のレベルが、前サンプル
値<現サンプル値<後サンプル値となり、かつ、差分値
が極大となったときに、所定値の比較信号(S21)を出
力する第1のレベル比較手段(21)と、3個のサンプ
ル値の加算を行ない、加算信号(S22)を出力する加算
手段(22)と、加算信号(S22)の絶対値化を行な
い、絶対値信号(S23)を出力する絶対値手段(23)
と、絶対値信号(S23)が極小の時の現サンプル点を基
準位相となるゼロクロス点として検出し、ゼロクロス点
に対応するタイミングパルス(S24)を出力する第2の
レベル比較手段(24)と、第1のレベル比較手段(2
1)の比較信号(S21)と、第2のレベル比較手段(2
4)のタイミングパルス(S24)との論理積演算を行な
い、基準位相信号(S8B)を出力するAND手段(2
5)と、を設け、ゴースト等による伝送歪みやノイズ等
によるレベルの変動が平均化され、ノイズに強い基準位
相の検出ができるので、受信レベルが低い場合でも、或
は伝送路のSN比が良くない場合であっても、高精細な
画像の再生を可能とする基準位相検出装置を提供するこ
とができる。The present invention also provides a band-pass filter (6) for extracting a confirmation signal (S6) from the identification control signal (S5A) extracted by the identification control signal extracting means (5), and a reference phase detecting means ( 8) In the confirmation signal, a level comparison is performed with respect to three temporally continuous sample values of the previous sample value, the current sample value, and the subsequent sample value, and the previous sample value is subtracted from the subsequent sample value. The difference value is detected, and when the level of the sample value satisfies the relationship of the previous sample value <the current sample value <the next sample value and the difference value has a maximum value, a comparison signal (S21) of a predetermined value is output. 1 level comparison means (21), an addition means (22) for adding three sample values and outputting an addition signal (S22), and an absolute value signal for the addition signal (S22). (S23) Absolute value means to force (23)
A second level comparing means (24) for detecting a current sample point when the absolute value signal (S23) is minimum as a zero-cross point serving as a reference phase and outputting a timing pulse (S24) corresponding to the zero-cross point; , First level comparing means (2
1) and the second level comparing means (2)
AND means (2) for performing an AND operation with the timing pulse (S24) of 4) and outputting a reference phase signal (S8B)
5) are provided, and level fluctuations due to noise and the like due to transmission distortion due to ghosts and the like are averaged, and a reference phase resistant to noise can be detected. Therefore, even when the reception level is low, or when the SN ratio of the transmission path is low. Even if it is not good, it is possible to provide a reference phase detection device which enables reproduction of a high-definition image.
【図1】本発明に係る基準位相検出装置の全体ブロック
構成図FIG. 1 is an overall block configuration diagram of a reference phase detection device according to the present invention.
【図2】本発明に係る基準位相検出装置の基準位相検出
手段の要部ブロック構成図FIG. 2 is a block diagram of a main part of a reference phase detection unit of the reference phase detection device according to the present invention.
【図3】本発明に係る基準位相検出装置の基準位相検出
手段の動作説明図FIG. 3 is an operation explanatory diagram of a reference phase detecting means of the reference phase detecting device according to the present invention.
【図4】本発明に係る基準位相検出装置の基準位相検出
手段の要部ブロック構成図FIG. 4 is a block diagram of a main part of a reference phase detection unit of the reference phase detection device according to the present invention.
【図5】識別制御信号の波形FIG. 5 is a waveform of an identification control signal.
1…基準位相検出装置、2…A/D変換手段、3…同期
分離手段、4…クロック発生手段、5…識別制御信号抜
取り手段、5A…ゲート手段、5B…ライン番号計数手
段、6…帯域通過フィルタ、7…サンプル値補間手段、
8,8A,8B…基準位相検出手段、10…同相判定手
段、11…コンボリューション演算手段、12…レベル
判定手段、13…直交判定手段、14…コンボリューシ
ョン演算手段、15…レベル判定手段、16…AND手
段、21…レベル比較手段、22…加算手段、23…絶
対値手段、24…レベル比較手段、25…AND手段、
S2,SV…ビデオ信号、S3C…カラーバースト信号、S
3H…水平同期信号、S3V…垂直同期信号、S5A…識別制
御信号、S5B…ゲート信号、S6…確認信号、S7…補間
確認信号、S8…基準位相信号、S11…同相演算信号、
S12…同相基準信号、S14…直交演算信号、S15…直交
基準信号、S21,S24…比較信号、S22…加算信号、S
23…絶対値信号、SCK…クロック信号、T1,T2,T1
1,T12,T21,T22…端子。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Reference phase detection device, 2 ... A / D conversion means, 3 ... Synchronization separation means, 4 ... Clock generation means, 5 ... Identification control signal extraction means, 5A ... Gate means, 5B ... Line number counting means, 6 ... Bandwidth Pass filter, 7 ... sample value interpolation means,
8, 8A, 8B: reference phase detecting means, 10: in-phase determining means, 11: convolution calculating means, 12: level determining means, 13: orthogonal determining means, 14: convolution calculating means, 15: level determining means, 16 ... AND means, 21 ... level comparing means, 22 ... adding means, 23 ... absolute value means, 24 ... level comparing means, 25 ... AND means,
S2, SV: video signal, S3C: color burst signal, S
3H: horizontal synchronization signal, S3V: vertical synchronization signal, S5A: identification control signal, S5B: gate signal, S6: confirmation signal, S7: interpolation confirmation signal, S8: reference phase signal, S11: in-phase calculation signal,
S12: In-phase reference signal, S14: Quadrature operation signal, S15: Quadrature reference signal, S21, S24: Comparison signal, S22: Addition signal, S
23 ... absolute value signal, SCK ... clock signal, T1, T2, T1
1, T12, T21, T22 ... terminals.
Claims (2)
両立性を有しながら高精細なワイド画像を伝送する第2
世代EDTV放送方式に準拠したビデオ信号のバースト
信号に対して一定の位相差で位相同期したクロックを発
生するクロック発生手段と、前記クロック発生手段のク
ロックでビデオ信号をサンプリングしてデジタル・ビデ
オ信号に変換するアナログ/デジタル変換手段と、前記
アナログ/デジタル変換手段で変換したデジタル・ビデ
オ信号から特定の走査線に重畳されている識別制御信号
を抽出する識別制御信号抜取り手段と、前記識別制御信
号抜取り手段で抽出した識別制御信号から基準位相を検
出する基準位相検出手段とを備える基準位相検出装置お
いて、 前記抽出された識別制御信号から確認信号を抽出する帯
域通過フィルタを設けると共に、 前記基準位相検出手段に、 前記確認信号の連続する複数個のサンプル値に予め定め
た同相係数値列とのコンボリューション演算を施して新
しいデータ値系列である同相演算信号を発生させ、この
同相演算信号と前記確認信号との大小関係を個別に調
べ、同相演算信号が極大値となり、かつ確認信号が予め
定めた条件を満足する時の確認信号を基準位相となるゼ
ロクロス点として検出し、ゼロクロス点に対応するタイ
ミングパルスを出力する同相判定手段と、 前記確認信号の連続する複数個のサンプル値に予め定め
た直交係数値列とのコンボリューション演算を施して新
しいデータ値系列である直交演算信号を発生させ、直交
演算信号の絶対値が極小値となる時の確認信号を基準位
相となるゼロクロス点として検出し、ゼロクロス点に対
応するタイミングパルスを出力する直交判定手段と、 前記同相判定手段からのタイミングパルスと前記直交判
定手段からのタイミングパルスとの論理積演算を行ない
基準位相信号を出力するAND手段と、を設けたことを
特徴とする基準位相検出装置。A second method for transmitting a high-definition wide image while being compatible with the current NTSC television broadcasting system.
Clock generating means for generating a clock phase-synchronized with a fixed phase difference with respect to a burst signal of a video signal conforming to the generation EDTV broadcasting system; and sampling the video signal with the clock of the clock generating means to produce a digital video signal Analog / digital converting means for converting, identification control signal extracting means for extracting an identification control signal superimposed on a specific scanning line from the digital video signal converted by the analog / digital converting means, and extracting the identification control signal A reference phase detecting device for detecting a reference phase from the identification control signal extracted by the means, wherein a band-pass filter for extracting a confirmation signal from the extracted identification control signal is provided; The detecting means includes a plurality of consecutive sample values of the confirmation signal, A convolution operation with a coefficient value sequence is performed to generate an in-phase operation signal which is a new data value sequence, and the magnitude relationship between the in-phase operation signal and the confirmation signal is individually examined. The in-phase operation signal has a local maximum value, and In-phase determination means for detecting a confirmation signal when the confirmation signal satisfies a predetermined condition as a zero-cross point serving as a reference phase and outputting a timing pulse corresponding to the zero-cross point, and a plurality of continuous samples of the confirmation signal A convolution operation with a predetermined sequence of orthogonal coefficient values is performed on the value to generate an orthogonal operation signal as a new data value sequence, and a confirmation signal when the absolute value of the orthogonal operation signal becomes a minimum value becomes a reference phase. A quadrature determining means for detecting a zero-cross point and outputting a timing pulse corresponding to the zero-cross point; and a timing pulse from the in-phase determining means. And an AND means for performing a logical product operation of the timing pulse from the quadrature determining means and outputting a reference phase signal.
両立性を有しながら高精細なワイド画像を伝送する第2
世代EDTV放送方式に準拠したビデオ信号のバースト
信号に対して一定の位相差で位相同期したクロックを発
生するクロック発生手段と、前記クロック発生手段のク
ロックでビデオ信号をサンプリングしてデジタル・ビデ
オ信号に変換するアナログ/デジタル変換手段と、前記
アナログ/デジタル変換手段で変換したデジタル・ビデ
オ信号から特定の走査線に重畳されている識別制御信号
を抽出する識別制御信号抜取り手段と、前記識別制御信
号抜取り手段で抽出した識別制御信号から基準位相を検
出する基準位相検出手段とを備える基準位相検出装置お
いて、 前記識別制御信号抜取り手段で抽出した識別制御信号か
ら確認信号を抽出する帯域通過フィルタを設けると共
に、 前記基準位相検出手段に、 前記確認信号の内の時間的に連続する3個のサンプル値
である前サンプル値、現サンプル値および後サンプル値
に対して、レベル比較を行なうと共に後サンプル値から
前サンプル値を差し引いた差分値を検出し、サンプル値
のレベルが、前サンプル値<現サンプル値<後サンプル
値となり、かつ、前記差分値が極大となったときに、所
定値の比較信号を出力する第1のレベル比較手段と、 前記3個のサンプル値の加算を行ない、加算信号を出力
する加算手段と、 加算信号の絶対値化を行ない、絶対値信号を出力する絶
対値手段と、 絶対値信号が極小の時の現サンプル点を基準位相となる
ゼロクロス点として検出し、ゼロクロス点に対応するタ
イミングパルスを出力する第2のレベル比較手段と、 前記第1のレベル比較手段の前記比較信号と、前記第2
のレベル比較手段の前記タイミングパルスとの論理積演
算を行ない、基準位相信号を出力するAND手段と、を
設けたことを特徴とする基準位相検出装置。2. A second method for transmitting a high-definition wide image while being compatible with the current NTSC television broadcasting system.
Clock generating means for generating a clock phase-synchronized with a fixed phase difference with respect to a burst signal of a video signal conforming to the generation EDTV broadcasting system; and sampling the video signal with the clock of the clock generating means to produce a digital video signal Analog / digital converting means for converting, identification control signal extracting means for extracting an identification control signal superimposed on a specific scanning line from the digital video signal converted by the analog / digital converting means, and extracting the identification control signal A reference phase detecting means for detecting a reference phase from the identification control signal extracted by the means; and a band-pass filter for extracting a confirmation signal from the identification control signal extracted by the identification control signal extracting means. At the same time, the reference phase detecting means outputs a time-continuous The three sample values, ie, the previous sample value, the current sample value, and the subsequent sample value, are compared with each other, and a difference value obtained by subtracting the previous sample value from the subsequent sample value is detected. First level comparison means for outputting a comparison signal of a predetermined value when the sample value <the current sample value <the later sample value and the difference value has a maximum, and adding the three sample values And an absolute value means for converting the sum signal to an absolute value and outputting an absolute signal, and a zero-crossing point at which the current sample point when the absolute signal is minimal is used as a reference phase. A second level comparing means for detecting and outputting a timing pulse corresponding to the zero crossing point; a comparison signal of the first level comparing means;
And AND means for performing a logical product operation of the level comparison means with the timing pulse and outputting a reference phase signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8252709A JPH1098696A (en) | 1996-09-25 | 1996-09-25 | Reference phase detector |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8252709A JPH1098696A (en) | 1996-09-25 | 1996-09-25 | Reference phase detector |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1098696A true JPH1098696A (en) | 1998-04-14 |
Family
ID=17241166
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8252709A Pending JPH1098696A (en) | 1996-09-25 | 1996-09-25 | Reference phase detector |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1098696A (en) |
-
1996
- 1996-09-25 JP JP8252709A patent/JPH1098696A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0262647B1 (en) | Sample rate conversion system having interpolation function | |
US4994906A (en) | Digital luminance/chrominance separation apparatus | |
US5532749A (en) | Sample rate conversion device for processing non-standard television signal | |
JP3926376B2 (en) | Video signal processing circuit, video signal display device, and video signal recording device | |
US6947096B2 (en) | Video processing apparatus for converting composite video signals to digital component video signals | |
JP3276242B2 (en) | Digital color signal demodulator | |
JPH1098696A (en) | Reference phase detector | |
KR20010074497A (en) | Symbol sign directed phase detector | |
JPS6175694A (en) | Comb-line filter for separating dynamic luminance and chrominance signals | |
JPH052039B2 (en) | ||
JP2542242B2 (en) | Decorator | |
JP3429620B2 (en) | Decoder for wide clear vision receiver | |
JP3253482B2 (en) | Color signal demodulation circuit | |
JP3006018B2 (en) | Frame pulse detection circuit | |
JP2506956B2 (en) | Color demodulator | |
KR950000207Y1 (en) | Apparatus for detecting interleaved signal out of composite image signal | |
JPH09205656A (en) | Video signal sampling rate converter | |
JPS63224492A (en) | Regenerating circuit for subcarrier signal | |
JPH08237614A (en) | Subcarrier recovery circuit | |
JPH01293787A (en) | Delay error correcting device | |
JPH0817408B2 (en) | Signal sequence detector | |
JPH0460393B2 (en) | ||
JPH034158B2 (en) | ||
JPH039670A (en) | Ntsc signal scan inverter circuit | |
JPH01143593A (en) | Non-standard signal detecting circuit |