【発明の詳細な説明】
増幅回路および増幅回路の調整方法
発明の分野
本発明は、一般に増幅回路に関し、更に特定すればドハーティ型増幅回路(Ｄo
herty type amplifier circuits)に関するものである。
発明の背景
従来のドハーティ型増幅回路は、当業者には既知である。“Ａ Ｎew Ｈigh Ｅ
fficiency Ｐower Ａmplifier for Ｍodulated Ｗaves”，Ｐroceedings of the
Ｉnstitute of Ｒadio Ｅngineers，Ｖol．24,Ｎo．9，pp．1163-1182．(Ｓept
ember 1936)。しかしながら、従来のドハーティ型増幅器は、典型的に、線形性
が比較的低いこともよく知られている。更に、その線形性は典型的に、効率に反
比例する。従って、良好な効率を提供する従来のドハーティ型増幅器の線形性は
低い。低い線形性のため、従来のドハーティ型増幅回路は、セルラの基地局機器
（cellular base station equipment）におけるマルチキャリア電力増幅器（mul
ticarrier power amplifier）
の用途等、多くの用途にはあまり適していない。よって、線形性を改善したドハ
ーティ型増幅回路が必要とされている。
発明の要約
この必要性に対処するため、本発明は、改良された増幅回路およびドハーティ
型増幅回路の調整（tuning）方法を提供する。本発明の一態様によると、増幅回
路は、ドハーティ状に構成されたキャリア増幅器およびピーク増幅器を有する第
１増幅器，ドハーティ構成されたキャリア増幅器およびピーク増幅器を有する第
２増幅器，および第１および第２増幅器に応答する結合回路から成る。第１増幅
器は、第１周波数帯域においてほぼ線形の第１出力信号を発生する。第２増幅器
は、第２周波数帯域においてほぼ線形の第２出力信号を発生する。結合回路は、
第１および第２出力信号に応答し、第３周波数帯域においてほぼ線形の第３出力
信号を発生する。第３周波数帯域は、第１または第２周波数帯域のいずれよりも
大きい。
本発明の別の態様によると、増幅回路は、キャリア増幅器出力信号を発生する
キャリア増幅器，ドハーティ構成のキャリア増幅器と結合されたピーク増幅器，
ならびに、キャリア増幅器およびピーク増幅器に応答する結合回路から成る。ピ
ーク増幅器は、電圧バイアスされて、調節された相
互変調積信号(intermodulation product signal)を発生する。結合回路は、調節
された変調積信号を、キャリア増幅器の出力信号と結合し、ほぼ線形化された増
幅回路出力信号を発生する。
ドハーティ型増幅回路の調整方法は、ドハーティ型増幅器を設ける段階，ドハ
ーティ型増幅回路の相互変調性能をピーク増幅器バイアス電圧の関数として測定
する段階，および測定された相互変調性能に基づいてピーク増幅器のバイアス電
圧を選択する段階を含む。本発明自体、およびこれに伴う利点は、添付図面とと
もに以下の詳細な説明を参照することにより、最もよく理解されよう。
図面の簡単な説明
第１図は、ドハーティ型増幅回路の回路構成図である。
第２図は、第１図のドハーティ型増幅器の相互変調積のグラフである。
第３図は、第１図のドハーティ型増幅器を用いたフィードフォワード増幅器の
回路図である。
第４図は、並列ドハーティ型増幅器構成を示すブロック図である。
第５図は、ドハーティ型増幅器の調整方法のフロー・チャートである。
第６図は、整合回路の特定実施例である。
詳細な説明
第１図を参照すると、ドハーティ状に構成されたキャリア増幅器２４およびピ
ーク増幅器２６を含む増幅回路２０が図示されている。増幅器２４，２６はそれ
ぞれ、バイアス電圧を受ける。増幅回路２０は、入力２２および出力３８を有す
る。増幅回路は、好ましくは９０度の遅延を与える遅延線２８、および変圧器線
（transformer line）３０を含む。キャリア増幅器２４は、整相線(phasing lin
e)３２および変圧器線３０上を送信される出力信号を発生する。ピーク増幅器２
６は、第２整相線３４によって送信される出力信号を発生する。キャリアおよび
ピーク増幅器２４，２６からの出力信号は、共通ノード等の結合回路３５におい
て合流し、変圧器線３６上を送信され、最終的に増幅回路出力３８において出力
される。
キャリア増幅器２４は、好ましくは、Ｍotorolaから入手可能なＭＲＦ 183 Ｓ
eries増幅器等のＭＯＳＦＥＴ型増幅器であり、ＡＢ級モードで動作する。ピー
ク増幅器２６は、好ましくは、Ｍotorolaから入手可能なＭＲＦ 183 Ｓeries増
幅器等のＭＯＳＦＥＴ型増幅器であり、Ｃ級モードで動作する。ＭＲＦ 183 Ｓe
ries増幅器は、5008Ｅ．ＭcＤowell Ｒoad，Ｐhoneix，Ａrizona，85008のＭoto
rolaから入手可能である。遅延線２８は、好ましくは、
当業者には既知の方法で、マイクロストリップまたはストリップライン技術によ
り実施される。変圧器線３０は、約５０オームのインピーダンスを有し、１／４
波長である。好適実施例では、変圧器線３６もまた１／４波長であり、約３５オ
ームのインピーダンスを有する。ピーク増幅器２６は、遅延線２８に応答し、整
相線３４に結合される。変圧器線３０は、キャリア増幅器２４に応答し、キャリ
アおよびピーク増幅器２４および２６からの出力を相互接続する。動作の間、キ
ャリア増幅器２４は線形動作のために電圧バイアスされるが、ピーク回路２６は
非線形動作のために電圧バイアスされる。所定の周波数範囲において、ピーク増
幅器２６は三次相互変調積(third order intermodulation products)のような相
互変調積を発生し、これは、キャリア増幅器２４からの相互変調積と、打ち消す
ように（destructively）結合され、増幅回路２０全体はほぼ線形に動作する。
しかしながら、個々の増幅器における変動があるため、増幅回路２０を調整して
、所望の周波数範囲における性能の線形性を改善なければならない。
次に、ある周波数範囲において増幅回路２０を、ほぼ線形に調整する好ましい
方法について説明する。第１に、増幅回路２０にツー・トーン励起信号を印加(s
ubject)して、基線相互変調（ＩＭ:baseline intermodulation）積性能を測定す
る。第２に、測定したＩＭ性能に基づき、利得，ＩＭ性能，および効率等、用途
に特定した設計考慮
点に基づいて、キャリア増幅器２４に電圧バイアスをかける。第３に、ピーク増
幅器２６バイアス電圧の関数として、増幅回路２０のＩＭ性能を掃引（sweep）
する。第２図に、典型的なピーク増幅器掃引の例を示す。良好なＩＭの相殺が観
察される場合は、ピーク増幅器２６のバイアス電圧を調節して、増幅回路２０を
微調整し、更にＩＭ積を低減させる。
しかし、ＩＭ相殺が全く観察されない場合は、次にキャリア増幅器２４および
／またはピーク増幅器２６を再整合し、および／または整相線３２，３４の長さ
を調節する。増幅回路２０内の素子を調節した後、満足なＩＭ性能が実現される
まで、上記の１ないし３のステップを繰り返す。好適な方法のフロー・チャート
を第５図に示し、また調整済みのドハーティ増幅器の例を第６図に開示する。
第３図を参照すると、増幅回路１５０の別の好適実施例が図示されている。増
幅回路１５０は、好ましくは並列配置された、第１，第２，および第３のドハー
ティ型増幅器１５４，１５６，１５８を含む。増幅器１５４，１５６，１５８の
各々は、入力信号１６４を受信し駆動信号１６０を発生する駆動増幅器１５２に
応答する。駆動信号１６０は、各増幅器１５４，１５６，１５８の入力へ送られ
る。増幅器１５４，１５６，１５８の各々は、共通ノード１６２において合流し
増幅回路１５０の出力１６６に送られる増幅出力を発生する。ドハーティ型増幅
器１５４，１５６，
１５８の各々は、好ましくは、第１図に示した増幅器２０と構成がほぼ同様であ
り、先に論じた好適な調整方法によって説明したように、ほぼ線形動作するよう
に調整される。
しかしながら、増幅器１５４，１５６，１５８の各々は、異なる周波数帯にお
いてほぼ線形のモードで動作するよう設計されている。例えば、第１増幅器１５
４は、約８６５ＭＨzないし約８７５ＭＨzの間でほぼ線形に動作するよう設計さ
れ、第２増幅器１５６は、約８７５ＭＨzないし約８８５ＭＨzの間でほぼ線形に
動作するよう設計され、第３増幅器１５８は、約８８５ＭＨzないし約８９５Ｍ
Ｈzの間でほぼ線形に動作するよう設計することができる。第４図の好適実施例
では、第１増幅器１５４は約８７０ＭＨzの中心周波数を有し、第２増幅器１５
６は約８８０ＭＨzの中心周波数を有し、第３増幅器１５８は約８９０ＭＨzの中
心周波数を有する。ドハーティ型増幅器は、狭い周波数範囲においてほぼ線形に
動作するよう調整することも可能である。ドハーティ増幅器内の整合回路を調節
することにより、増幅器２０における整相線３２，３４等の整相線の長さを調節
することにより、あるいは、キャリアまたはピーク増幅器２４，２６のバイアス
電圧を調節することにより、線形動作の特定の周波数帯域を決定することができ
る。あるいは、増幅器１５４，１５６，１５８の各々は、異なる遷移電圧（tran
sition voltage）で動作して、線形性を有する周波数帯域を変えることも可能で
ある。
ドハーティ増幅器のアーキテクチャは、固有の帯域限界（intrinsic bandwidt
h limitation）を有する。この限界は、ピーク増幅器によるキャリア増幅器の回
路負荷によるものである。回路負荷の程度は、ピーク回路出の力整合回路リアク
タンスと素子の固有リアクタンスによって、また、素子パッケージに付随する寄
生リアクタンスにって決定される。フィードフォワード増幅器では、一般に、能
動素子による時間遅延を最小限にし、広帯域キャリアの相殺を容易にするため、
広帯域主増幅器が必要である。
いくつかのドハーティ増幅器を並列結合した好適実施例では、ドハーティ増幅
器帯域を拡大し、また、相互変調性能，利得の平坦度（flatness），および高効
率をほぼ維持する調整方法論を用いることにより、固有の帯域限界を克服するこ
とができる。Ｘ ＭＨzの全システム帯域を実現する調整方法論は、いくつかの部
分から成る。
（全部でＮ段の並列全ドハーティ増幅器の）各キャリア増幅器およびピーク増
幅器段は、Ｘ/Ｎ ＭＨzの帯域において、所望の相互変調，効率，および利得の
平坦度が得られるように整合される。整合回路は、直列および並列なＲＦ回路に
構成された、コンデンサ，インダクタおよび／または分布伝送線路等従来の個別
リアクティブ素子から成る。第６図に、調整した整合回路の例を図示する。より
狭いＸ/Ｎ ＭＨz帯域において所望の性能のため、キャリアおよびピーク増幅器
段を整合することにより、全ドハーティ構成
の相互変調性能および効率の向上を図る。例えば、３段の並列ドハーティ段があ
り、全システム帯域要求が３０ＭＨzであれば、ピークおよびキャリア増幅器の
各々は、１０ＭＨzの分数帯域（fractional bandwidth）（Ｘ＝３０ＭＨz，Ｎ＝
３）に整合されるはずである。増幅器の帯域中心が８５５ＭＨzならば、１つの
ドハーティ段は８４０ないし８５０ＭＨz帯域において整合され、第２ドハーテ
ィ段は８５０ないし８６０帯域に整合され、最終ドハーティ段は８６０ないし８
７０ＭＨz帯域に整合されるであろう。段が並列の場合は、利得応答は重複し、
その結果、Ｘ ＭＨz帯域全体において平坦度の高い利得応答が得られる。広帯域
フィルタ設計を設計する際に、同様の帯域拡大メカニズムが用いられている。
ドハーティ回路における各キャリア増幅器およびピーク増幅器は、好ましくは
、増幅器間に適切な電力結合が得られるように結合される。この結合は、多くの
場合、約λ／４の伝送線路を用いて実現される。この伝送線路（または整相線）
は周波数に感応するので、最大の電力結合を得るための望ましいキャリアおよび
ピーク増幅器の結合は、単一の周波数において起こる。従って、全Ｘ ＭＨz帯域
よりもむしろＸ/Ｎ ＭＨz帯域において整相線の最適化が行われるとき、ドハー
ティ効率（ピーク増幅回路負荷に依存する）および相互変調性能（キャリア増幅
器出力負荷に依存する）が向上する。従って、前述の調整方法論によれば、Ｎ段
の
各ドハーティ増幅器の整相線長は、異なるＸ/Ｎ ＭＨz分数帯域に整合された整
相線を用いることになる。上述の例を用いれば、３種類の異なる整相線長が用い
られよう。再度上述の例を参照すると、８４０ないし８５０ＭＨzのドハーティ
段は、λ８４５ＭＨz/４？のλ／４整相線長を有するであろう。８５０ないし８
６０ＭＨzのドハーティ段は、λ８５５ＭＨz/４のλ／４整相線長を有するであ
ろう。８６０ないし８７０ＭＨzのドハーティ段は、λ８６５ＭＨz/４のλ／４
整相線長を有するであろう。
各ドハーティ増幅器は、ピーク増幅器バイアスの調節により、改善された利得
平坦度および相互変調性能が得られる。従って、帯域Ｘ/Ｎ ＭＨzの各ドハーテ
ィ増幅器は、そのバイアスが所望の利得平坦度および相互変調性能のために設定
されている。しかし、モジュール並列化（module paralleling）による寄生負荷
効果（parasitic loading effects）がいくらか発生して、並列構成の相互変調
および／または利得の平坦度を乱すことがある。並列のドハーティ構成の好適実
施例は．各ドハーティ増幅器のピーク増幅器バイアス電圧の最終調整を含み、ド
ハーティ主増幅器の相互変調性能，効率，および利得平坦度を同時に調節する。
このバイアス調整には、３つのパラメータ（利得平坦度，ＩＭ，効率）の同時最
適化が必要なので、典型的に、バイアス調節アルゴリズムが用いられる。バイア
ス調節アルゴリズムは、フロー・チャートによって、最もよく
説明される。
ＩＭ性能，帯域，利得，効率，および群遅延（group delay）の目的が全てほ
ぼ同時に満足されたとき、改善されたフィードフォワード主増幅器ドハーティ増
幅器性能が実現される。
各々が異なる周波数帯においてほぼ線形に動作する複数のドハーティ型増幅器
を設けることにより、増幅回路１５０は、個々のドハーティ増幅器のいずれより
も広い周波数帯域において、ほぼ線形に動作することができる。第３図の特定例
では、増幅回路１５０は、約８６５ＭＨzないし約８９５ＭＨzの周波数帯域にお
いて、ほぼ線形に動作する。よって、増幅回路１５０は、ドハーティ型増幅器を
用いることによって効率的に動作するという利点を有し、また、比較的広い帯域
においてほぼに線形に動作する利点もある。
先に論じた好適実施例は多くの利点を提供する。例えば、ドハーティ回路固有
の帯域が限定されるという性質により、ドハーティ増幅器による群遅延は、従来
の増幅器におけるよりも大きい。好適実施例は、ドハーティ増幅器による群遅延
を減少させる。また、マルチキャリア増幅器の用途においては、所与の周波数に
おいてベクトル的に増大する多数相互変調積の間で、できるだけ位相関係を「無
作為化」(randomize)することが重要である。並列のドハーティ段の各々におい
て生成される相互変調積の間に、位相オフセット（無作為化）が導入される。各
ドハーティ段が、唯
一の整合構成，唯一の整相線長，および唯一のピーク増幅器バイアス設定点を有
するので、位相オフセットが発生する。その結果、マルチキャリア相互変調積が
ベクトル的にピーク植を加算する頻度は、従来の並列増幅器設計におけるよりも
少なくなり、発生する平均相互変調レベルは低下する。更に、好適なＸ/Ｎ ＭＨ
z設計方法は、元来帯域が限定されているドハーティ増幅器の帯域を広げ、これ
により、利得，効率および相互変調性能への影響が大幅に減少する。
第４図は、フィードフォワード増幅回路１００の好適実施例を示す。増幅回路
１００は、主増幅器１０６および誤差増幅器(error amplifier)１１４を含む。
増幅回路１００は、入力１０２，第１カプラ１０４，第２カプラ１０８，第３カ
プラ１１２，および第４カプラ１１６を含む。増幅回路１００は更に、第１遅延
線１１０，第２遅延線１１６を含む。第１カプラ１０４は、入力１０２において
受信したＲＦ入力信号をサンプルし、明瞭な信号（clean signal）を発生し、こ
れは遅延線１１０によって遅延される。第２カプラ１０８は、主増幅器１０６の
出力１２０をサンプルする。第３カプラ１１２は、カプラ１０８からサンプルさ
れた出力信号を受信し、主増幅器１０６の出力１２０からの出力信号を、第１カ
プラ１０４によりサンプルされ遅延された入力信号と結合する。第３カプラの出
力は誤差信号であり、好ましくは、誤差増幅器１１４によって増幅されて増幅誤
差信号１１８を発生する。増幅誤差信号
１１８は、第４カプラ１１６によって、第２遅延線１１６が発生した遅延出力信
号１２２と結合される。遅延出力信号１２２を増幅誤差信号１１６と結合するこ
とにより、その結果得られる出力１１８は、出力信号１２０よりも低い誤差のレ
ベルを有することになる。このように、主増幅器１０６による非線形性による誤
差の内、少なくとも一部は、第４カプラ１１６により相殺されて、線形性が高い
出力１１８を発生する。この好適実施例では、主増幅器１０６は、第１図に示し
た増幅回路２０等のドハーティ型増幅器であり、先に論じた調整方法にしたがっ
て調整済みである。
ドハーティ構成の主増幅器１０６によって、フィードフォワード増幅回路１０
０では、直流（ＤＣ）からＲＦへの変換効率に格段の向上が得られる。従来のフ
ィード・フォワード増幅回路に対する効率の改善は約４０％に達することもあり
、高調波終端(harmonic termination)等の他の従来の効率を高める技法をはるか
に超えている。小さな分数帯域（典型的に１％未満）では、ドハーティ構成の主
増幅器１０６は、相互変調性能も改善することができる。更に、ドハーティ構成
の主増幅器は大きな分数帯域で用いてもよい。
当業者には、上述の装置および方法の更なる利点および変更も容易に想起され
よう。従って、本発明は、そのより広範な態様においては、先に論じかつ図示し
た特定の詳細な説明，代表的な装置，および一例として示した例に限定
されるものではない。本発明の範囲および趣旨から逸脱することなく、上述の明
細書に様々な変更や変形を行うことができ、更に、本発明は以下の特許請求の範
囲およびその均等物の範囲内に該当する、かかる変更および変形の全てを含むこ
とを意図するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Amplifier circuit and method of adjusting amplifier circuit
Field of the invention
The present invention relates generally to amplifier circuits, and more particularly to Doherty-type amplifier circuits (Do
herty type amplifier circuits).
Background of the Invention
Conventional Doherty-type amplifier circuits are known to those skilled in the art. "A New High E
fficiency Power Amplifier for Modulated Waves ", Proceedings of the
Institute of Radio Enginers, Vol. 24, No. 9, pp. 1163-1182. (Sept
ember 1936). However, conventional Doherty amplifiers typically have linearity
It is also well known that is relatively low. In addition, its linearity typically counteracts efficiency.
Proportional. Thus, the linearity of a conventional Doherty amplifier that provides good efficiency is
Low. Due to the low linearity, conventional Doherty-type amplifier circuits are used in cellular base station equipment.
(Cellular base station equipment) multi-carrier power amplifier (mul
ticarrier power amplifier)
It is not very suitable for many uses, such as the use of. Therefore, Doha with improved linearity
There is a need for a dirty amplifier circuit.
Summary of the Invention
To address this need, the present invention provides an improved amplifier circuit and Doherty.
A method for tuning a type amplifier circuit is provided. According to one aspect of the invention, an amplification circuit
The path has a carrier amplifier and a peak amplifier configured in a Doherty configuration.
One having an amplifier, a Doherty configured carrier amplifier and a peak amplifier
Two amplifiers and a coupling circuit responsive to the first and second amplifiers. First amplification
The generator produces a first output signal that is substantially linear in a first frequency band. 2nd amplifier
Generates a substantially linear second output signal in a second frequency band. The coupling circuit is
A substantially linear third output in a third frequency band responsive to the first and second output signals;
Generate a signal. The third frequency band is greater than either the first or second frequency band.
large.
According to another aspect of the invention, an amplifier circuit generates a carrier amplifier output signal.
A carrier amplifier, a peak amplifier combined with a carrier amplifier in a Doherty configuration,
And a coupling circuit responsive to the carrier amplifier and the peak amplifier. Pi
The work amplifier is a voltage-biased, regulated phase
Generate an intermodulation product signal. The coupling circuit is adjusted
The modulated modulation product signal is combined with the output signal of the carrier amplifier to provide a substantially linearized enhancement.
Generate width circuit output signal.
The method for adjusting the Doherty-type amplifier circuit includes the steps of providing a Doherty-type amplifier.
Measurement of intermodulation performance of articulated amplifier as a function of peak amplifier bias voltage
The peak amplifier bias voltage based on the measured intermodulation performance.
Selecting a pressure. The invention itself, and the advantages associated therewith,
For the best understanding, reference is made to the following detailed description.
BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a Doherty-type amplifier circuit.
FIG. 2 is a graph of the intermodulation product of the Doherty amplifier of FIG.
FIG. 3 shows a feedforward amplifier using the Doherty-type amplifier of FIG.
It is a circuit diagram.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a parallel Doherty amplifier.
FIG. 5 is a flow chart of a method for adjusting the Doherty amplifier.
FIG. 6 shows a specific embodiment of the matching circuit.
Detailed description
Referring to FIG. 1, a carrier amplifier 24 and a pin
An amplification circuit 20 including a work amplifier 26 is shown. Amplifiers 24 and 26
Each receives a bias voltage. The amplification circuit 20 has an input 22 and an output 38
You. The amplifier circuit includes a delay line 28, preferably providing a 90 degree delay, and a transformer line.
(Transformer line) 30. The carrier amplifier 24 has a phasing line (phasing lin).
e) generating an output signal which is transmitted on 32 and transformer line 30; Peak amplifier 2
6 generates an output signal transmitted by the second phasing line 34. Carrier and
Output signals from the peak amplifiers 24 and 26 are supplied to a coupling circuit 35 such as a common node.
At the transformer line 36 and finally output at the amplifier circuit output 38.
Is done.
The carrier amplifier 24 is preferably an MRF 183 S available from Motorola.
It is a MOSFET type amplifier such as a series amplifier and operates in a class AB mode. Pea
Amplifier 26 is preferably an MRF 183 Series amplifier available from Motorola.
It is a MOSFET-type amplifier such as a width amplifier and operates in a class C mode. MRF 183 Se
ries amplifier is 5008E. Moto of McDowell Road, Phoneix, Arizona, 85008
Available from rola. Delay line 28 is preferably
In a manner known to those skilled in the art, by microstrip or stripline technology.
Implemented. Transformer line 30 has an impedance of about 50 ohms and
Wavelength. In the preferred embodiment, transformer line 36 is also a quarter wavelength, approximately 35
It has the impedance of the Peak amplifier 26 responds to delay line 28 and
It is connected to the phase line 34. Transformer line 30 responds to carrier amplifier 24 and
And the outputs from the peak amplifiers 24 and 26 are interconnected. During operation,
Carrier amplifier 24 is voltage biased for linear operation, while peak circuit 26 is
Voltage biased for non-linear operation. In a given frequency range, the peak
Bander 26 is a phaser such as third order intermodulation products.
Generate an intermodulation product, which cancels out the intermodulation product from the carrier amplifier 24.
Destructively coupled, the entire amplifier circuit 20 operates substantially linearly.
However, since there are variations in individual amplifiers, the amplification circuit 20 is adjusted to
, The linearity of performance in the desired frequency range must be improved.
Next, it is preferable to adjust the amplifier circuit 20 almost linearly in a certain frequency range.
The method will be described. First, a two-tone excitation signal is applied to the amplifier circuit 20 (s
ubject) and measure the baseline intermodulation (IM) product performance
You. Second, based on the measured IM performance, applications such as gain, IM performance, and efficiency
Design considerations specific to
A voltage bias is applied to the carrier amplifier 24 based on the points. Third, the peak increase
Sweep IM Performance of Amplifier 20 as a Function of Biaser 26 Bias Voltage
I do. FIG. 2 shows an example of a typical peak amplifier sweep. See good IM cancellation
If so, the bias voltage of the peak amplifier 26 is adjusted to
Fine tune and further reduce IM product.
However, if no IM cancellation is observed, then the carrier amplifier 24 and
And / or rematching the peak amplifier 26 and / or the length of the phasing lines 32, 34
Adjust Satisfactory IM performance is achieved after adjusting the elements in the amplifier circuit 20
The above steps 1 to 3 are repeated until the above. Preferred method flow chart
5 is shown in FIG. 5, and an example of the adjusted Doherty amplifier is disclosed in FIG.
Referring to FIG. 3, another preferred embodiment of the amplifier circuit 150 is illustrated. Increase
The width circuit 150 preferably comprises a first, second, and third
T-type amplifiers 154, 156, and 158 are included. Amplifiers 154,156,158
Each has a drive amplifier 152 that receives an input signal 164 and generates a drive signal 160.
respond. The drive signal 160 is sent to the input of each amplifier 154, 156, 158.
You. Each of amplifiers 154, 156, 158 join at common node 162.
It generates an amplified output that is sent to the output 166 of the amplifier circuit 150. Doherty amplification
Vessels 154, 156
Each of 158 is preferably substantially similar in construction to amplifier 20 shown in FIG.
As described by the preferred adjustment method discussed above,
It is adjusted to.
However, each of the amplifiers 154, 156, 158 has a different frequency band.
And is designed to operate in a nearly linear mode. For example, the first amplifier 15
4 is designed to operate approximately linearly between about 865 MHz and about 875 MHz.
And the second amplifier 156 is substantially linear between about 875 MHz and about 885 MHz.
Designed to operate, the third amplifier 158 may be configured to operate from about 885 MHz to about 895 MHz.
It can be designed to operate almost linearly between Hz. Preferred embodiment of FIG.
The first amplifier 154 has a center frequency of about 870 MHz and the second amplifier 154
6 has a center frequency of about 880 MHz, and the third amplifier 158 has a center frequency of about 890 MHz.
It has a heart frequency. Doherty amplifiers are nearly linear over a narrow frequency range.
It can be adjusted to work. Adjust the matching circuit in the Doherty amplifier
To adjust the length of the phasing lines such as the phasing lines 32 and 34 in the amplifier 20.
Or by biasing the carrier or peak amplifiers 24, 26
By adjusting the voltage, a specific frequency band of linear operation can be determined.
You. Alternatively, each of the amplifiers 154, 156, 158 has a different transition voltage (tran
sition voltage) to change the linear frequency band.
is there.
The architecture of the Doherty amplifier is based on the inherent band limit (intrinsic bandwidt).
h limitation). This limit is due to the carrier amplifier circuit with the peak amplifier.
This is due to road load. The degree of circuit load depends on the force matching circuit reactor output from the peak circuit.
And the intrinsic reactance of the device,
Determined by raw reactance. In feedforward amplifiers, the
In order to minimize the time delay caused by the moving element and to easily cancel the broadband carrier,
A broadband main amplifier is required.
In a preferred embodiment where several Doherty amplifiers are coupled in parallel, the Doherty amplifier
Intermodulation performance, gain flatness, and high efficiency
Overcoming the inherent bandwidth limitations by using a tuning methodology that nearly maintains the rate
Can be. The tuning methodology to achieve the full system bandwidth of X MHz is described in several sections.
Consisting of minutes.
Each carrier amplifier (for a total of N stages of all parallel Doherty amplifiers) and peak amplifiers
The band stage provides the desired intermodulation, efficiency, and gain in the X / N MHz band.
Matched to obtain flatness. Matching circuit for series and parallel RF circuits
Conventional discrete components such as capacitors, inductors and / or distributed transmission lines
Consists of reactive elements. FIG. 6 illustrates an example of the adjusted matching circuit. Than
Carrier and peak amplifier for desired performance in narrow X / N MHz band
All Doherty configurations by matching stages
To improve the intermodulation performance and efficiency. For example, there are three parallel Doherty stages.
If the total system bandwidth requirement is 30 MHz, the peak and carrier amplifier
Each has a fractional bandwidth of 10 MHz (X = 30 MHz, N =
Should be matched to 3). If the band center of the amplifier is 855 MHz, one
The Doherty stage is matched in the 840-850 MHz band and the second Doherty stage
Stage is matched to the 850-860 band, and the final Doherty stage is 860-8
Will be matched to the 70 MHz band. If the stages are parallel, the gain responses overlap,
As a result, a gain response with high flatness is obtained in the entire XMHZ band. Broadband
Similar band-expansion mechanisms have been used in designing filter designs.
Each carrier amplifier and peak amplifier in the Doherty circuit is preferably
, And an appropriate power coupling between the amplifiers. This bond can
In this case, this is realized using a transmission line of about λ / 4. This transmission line (or phasing line)
Is frequency sensitive, so the desired carrier and
Peak amplifier coupling occurs at a single frequency. Therefore, the entire X MHz band
Rather, when the phasing line is optimized in the X / N MHz band,
Efficiency (depending on peak amplifier circuit load) and intermodulation performance (carrier amplification)
(Depending on the output load of the device). Therefore, according to the above-described adjustment methodology, N stages
of
The phasing line length of each Doherty amplifier is adjusted to a different X / N MHz fractional band.
A phase line will be used. Using the above example, three different phasing line lengths are used.
Let's do it. Referring again to the above example, Doherty between 840 and 850 MHz
Is the stage λ845 MHz / 4? Λ / 4 phasing line length. 850 to 8
The 60 MHz Doherty stage has a λ / 4 phasing line length of λ855 MHz / 4.
Would. The 860 to 870 MHz Doherty stage provides a λ / 4 of λ865 MHz / 4.
Will have a phasing line length.
Each Doherty amplifier has improved gain by adjusting the peak amplifier bias.
Flatness and intermodulation performance are obtained. Therefore, each doherte of band X / N MHz
The amplifier has its bias set for the desired gain flatness and intermodulation performance.
Have been. However, parasitic load due to module paralleling
Intermodulation in parallel configuration with some parasitic loading effects
And / or may disrupt gain flatness. Preferred realization of parallel Doherty configuration
Examples are. Includes final adjustment of the peak amplifier bias voltage for each Doherty amplifier,
Simultaneously adjust the intermodulation performance, efficiency, and gain flatness of the Hearty main amplifier.
In this bias adjustment, the three parameters (gain flatness, IM, and efficiency) are simultaneously adjusted.
Because of the need for optimization, a bias adjustment algorithm is typically used. Bahia
The adjustment algorithm is best determined by the flow chart.
Explained.
The purpose of IM performance, bandwidth, gain, efficiency, and group delay
Improved feedforward main amplifier Doherty increase when satisfied simultaneously
Bandwidth performance is achieved.
Multiple Doherty-type amplifiers each operating almost linearly in different frequency bands
Is provided, the amplification circuit 150 is more than any of the individual Doherty amplifiers.
Can operate almost linearly in a wide frequency band. Specific example of Fig. 3
Then, the amplifier circuit 150 operates in a frequency band of about 865 MHz to about 895 MHz.
And operates almost linearly. Therefore, the amplification circuit 150 includes a Doherty-type amplifier.
It has the advantage of operating efficiently when used, and has a relatively wide bandwidth
Also has the advantage of operating almost linearly.
The preferred embodiment discussed above offers many advantages. For example, Doherty circuit specific
Group delay due to Doherty amplifier
Larger than in the amplifier. The preferred embodiment uses a group delay with a Doherty amplifier.
Decrease. Also, in multi-carrier amplifier applications,
Phase relation between multiple intermodulation products that increase in vector
It is important to "randomize". Smell in each of the parallel Doherty stages
A phase offset (randomization) is introduced between the generated intermodulation products. each
Doherty stage is only
Has one matching configuration, only one phasing line length, and only one peak amplifier bias set point
Therefore, a phase offset occurs. As a result, the multi-carrier intermodulation product
The frequency of vector-wise addition of peaks is higher than in conventional parallel amplifier designs.
And the resulting average intermodulation level is reduced. Furthermore, the preferred X / N MH
z The design method broadens the bandwidth of Doherty amplifiers, which originally have a limited bandwidth,
The effect on gain, efficiency and intermodulation performance is greatly reduced.
FIG. 4 shows a preferred embodiment of the feedforward amplifier circuit 100. Amplifier circuit
100 includes a main amplifier 106 and an error amplifier 114.
The amplification circuit 100 includes an input 102, a first coupler 104, a second coupler 108, and a third coupler.
It includes a plastic 112 and a fourth coupler 116. The amplifier circuit 100 further includes a first delay
Line 110 and a second delay line 116. The first coupler 104 at the input 102
The received RF input signal is sampled and a clean signal is generated.
It is delayed by delay line 110. The second coupler 108 is connected to the main amplifier 106.
The output 120 is sampled. Third coupler 112 is sampled from coupler 108.
Receiving the output signal from the main amplifier 106 and outputting the output signal from the output 120 of the main amplifier 106 to the first amplifier.
It combines with the input signal sampled and delayed by the plug 104. Output of the third coupler
The force is an error signal, and is preferably amplified by error
A difference signal 118 is generated. Amplification error signal
118 is a delay output signal generated by the second delay line 116 by the fourth coupler 116.
No. 122. Combining the delayed output signal 122 with the amplified error signal 116
And the resulting output 118 has a lower error rate than the output signal 120.
Will have a bell. As described above, an error due to the non-linearity of the main amplifier 106 is generated.
At least a part of the difference is canceled by the fourth coupler 116, and the linearity is high.
An output 118 is generated. In this preferred embodiment, main amplifier 106 is shown in FIG.
Doherty-type amplifier, such as the amplifier circuit 20, according to the adjustment method discussed above.
Has been adjusted.
The main amplifier 106 having the Doherty configuration allows the feedforward amplification circuit 10
At 0, a significant improvement in the conversion efficiency from direct current (DC) to RF is obtained. Conventional
The efficiency improvement for feedforward amplifier circuits can reach about 40%
And other traditional efficiency enhancing techniques such as harmonic termination
Is over. In small fractional bands (typically less than 1%), the Doherty
Amplifier 106 can also improve intermodulation performance. In addition, Doherty configuration
May be used in large fractional bands.
Additional advantages and modifications of the above-described devices and methods will readily occur to those skilled in the art.
Like. Accordingly, the present invention, in its broader aspects, is discussed and illustrated above.
Limited to specific detailed descriptions, representative equipment, and examples given as examples
It is not something to be done. Without departing from the scope and spirit of the invention,
Various changes and modifications can be made to the specification and furthermore, the invention is defined by the following claims.
Include all such changes and modifications that fall within the scope of the box and its equivalents.
It is intended.