JPH10510418A

JPH10510418A - 調節された供給電圧または調節された供給電流を電気負荷に供給するための方法および装置

Info

Publication number: JPH10510418A
Application number: JP8518055A
Authority: JP
Inventors: グロス、ワルター; ウンターラス、フランツ−ヨーゼフ; エカルト、デイーター
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1994-12-14
Filing date: 1995-12-01
Publication date: 1998-10-06
Also published as: CN1060597C; DE19581411D2; WO1996019028A1; EP0797857A1; EP0797857B1; DE59503464D1; CA2207795C; CN1168747A; CA2207795A1

Abstract

(57)【要約】トランスミッタ（３）の電磁放射線がレシーバ（４）により電気負荷（２）に対する供給電圧（Ｕ）に変換される。供給電圧（Ｕ）はトランスミッタ（３）の送出パワーの制御により参照値（ＲＥＦ）に調節される。それによりトランスミッタ（３）およびレシーバ（４）における経時変化現象および伝送路内の減衰変化が補償される。好ましくは放射線は４００ｎｍと１４００ｎｍとの間の波長範囲からの光である。

Description

【発明の詳細な説明】調節された供給電圧または調節された供給電流を電気負荷に供給するための方法および装置本発明は、供給電圧または供給電流を電気負荷に供給するための方法および装置に関する。一般に電気負荷は電線を経て供給源から供給電圧または供給電流を供給される。電線を経てのこのような供給の際の問題は負荷と供給源との間の電位差である。電気負荷としての電気センサに対する無電位の（電気的に隔てられた）供給システムであって、センサに対するエネルギーが光学的に伝送される供給システムは公知である。公知の実施形態ではレーザーダイオードの光が光導波路を経て光電池アレイに伝送され、またこのアレイによりセンサに対する電気エネルギーに変換される。センサの測定データは同じく光学的に光導波路を経て伝送される。（「センサおよびアクチュエータＡ」、第２５ないし２７巻（１９９１年）、第４７５ないし４８０頁）。このような光学的エネルギー伝送システムにおける問題は特に経時変化現象または周囲温度変化の結果としての光源の強度の変動である。光源のこの強度変動は光源に対する定電流調節を介して、またはモニターホトダイオードまたはモニター光電池による光源の光出力パワーの測定および光源に対する供給電流の後調節を介して補償できる。光源と光電変換器との間の伝送路上の擾乱量ならびに光電変換器の変換効率の変化の影響はこれらの公知の調節によっては補償できない。従って本発明の課題は、供給電圧または供給電流を電気負荷に供給するための方法および装置であって、前記の欠点を回避し得る方法および装置を提供することでにる。この課題は本発明によれば、請求項１または請求項６の特徴により解決される。少なくとも１つの負荷により必要とされるエネルギーは電磁放射線の形態で少なくとも１つのトランスミッタから少なくとも１つのレシーバへ伝送される。レシーバは電気的に負荷と接続されており、またトランスミッタから受けた電磁放射線を負荷に対する供給電圧または供給電流に変換する。電磁放射線の強度変化またはトランスミッタまたはレシーバの変換効率の変化を補償するため、予め定められた参照値への供給電圧または供給電流の調節がトランスミッタの送出パワーの調節により行われる。調節量としての供給電圧または供給電流の調節は、供給電圧または供給電流が測定され、供給電圧または供給電流の測定された現在値（実際値）が予め定められた参照値（目標値）と比較されること、またトランスミッタの送出パワーが、測定された供給電圧または測定された供給電流と参照値との間の調節差（制御偏差）が少なくとも零点を含んでいる予め定められた許容間隔のなかに入るように適応（設定、制御）されることを意味する。この調節は、たとえば温度、トランスミッタおよびレシーバの経時変化またはトランスミッタとレシーバとの間の伝送路における減衰のような擾乱量に基づく供給電圧または供給電流の望ましくない変化を補償することを可能にする。それにより特にトランスミッタのエネルギー消費が低減され、またトランスミッタの寿命が延長される。なぜならば、トランスミッタから放射される送出パワーが負荷における実際の需要に適応でき、また擾乱量を補償するために過剰のパワーが供給されなくてもよいからである。課せられた課題の別の解決策は請求項２１の特徴に示されている。本発明による方法および装置の有利な実施態様および発展例はそれぞれ従属請求項に記載されている。本方法および本装置は基本的に任意の電気負荷の給電に適しているが、特に電子回路および電気センサまたはアクチュエータの給電に適している。負荷に対するエネルギーを伝送するための電磁放射線はあらゆる波長範囲から選ぶことができ、また波長範囲に対して電磁放射線を送り出すための適当なトランスミッタおよびこの放射線を電気エネルギーに変換するためのレシーバがある。第１の有利な実施態様では約４００ｎｍないし約１４００ｎｍの間の波長範囲からの可視光または赤外光が使用される。その場合トランスミッタとしてはレーザー、レーザーダイオード、発光ダイオードまたは他の光源が選ばれる。適当なレシーバはたとえばホトダイオード、光電池および好ましくは光電池アレイのような光電変換器である。光は光導波路を経て、または自由ビームとしてトランスミッタからレシーバへ伝送される。第２の実施態様では無線周波数またはマイクロ波スペクトルからの無線波（無指向性または指向性）およびこれらの無線波を送受するための無線トランスミッタおよび無線レシーバが使用される。調節の別の有利な実施態様では、時間的に相い続く短い制御パルスが、測定された供給電圧または測定された供給電流と参照値との間の制御偏差が零よりも小さい、従ってまた過度に小さい間は発生される。予め定められた時間窓のなかの制御パルスの時間的積分に関係して、過度に降下する供給電圧または供給電流を再び高めるため、パワー調整器により制御電流を介してトランスミッタの送出パワーが高められる。制御パルスを発生するため、好ましくは、先ずコンパレータ回路から、制御偏差の符号に関する情報を含んでいる２進のコンパレータ信号が発生される。コンパレータ信号は、供給電圧または供給電流の測定された値と参照値発生器から与えられる参照値との間の制御偏差が零よりも小さいならば、その第１の論理状態をとり、また制御偏差が零よりも大きいまたは零に等しいならば、その第２の論理状態をとる。この２進コンパレータ信号は制御パルスを発生するための手段に供給される。この制御パルス発生手段は、コンパレータ信号がその第１の論理状態にあるときに、電気制御パルスを発生する。１つの実施態様では、この制御パルス発生手段は非安定マルチバイブレータを含んでおり、その入力端にコンパレータ信号が与えられ、またその出力端から、コンパレータ信号がその第１の論理状態にあるかぎり、一連の制御パルスが取り出される。他の実施態様では、制御パルス発生手段は規則的なパルスによりトランスミッタの放射線を変調するための手段と、このパルスをフィルタアウトするためレシーバと電気的に接続されているフィルタユニットと、論理回路たとえばその第１の入力端にコンパレータ信号を、またその第２の入力端にフィルタユニットのパルスを与えられるアンドゲートとを含んでいる。論理回路は、コンパレータ信号がその第１の論理状態にあるならば、パルスを制御パルスとしてその出力端に出力する。好ましくは、電気制御パルスは電位隔離のために光信号または無線信号として信号トランスミッタから信号レシーバへ伝送され、また再び電気パルスに変換される。この電気パルスは次いで、好ましくは、それらのパルス高さおよびパルス継続時間をたとえば単安定マルチバイブレータを用いて正規化され、またその後にバルスを時間的に積分する積分器に供給される。積分器の時定数を介して確定される時間窓内のパルスの時間的積分に相当する積分器の出力電流は、可変の調整電流としてトランスミッタの送出パワーを調整するために用いられる。調節の特に有利な実施態様では、供給電圧または供給電流と参照値との間の制御偏差を伝送するためパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）が使用される。制御偏差の値はその場合にＰＷＭ信号の可変のパルス幅にコード化される。このＰＷＭ信号によりトランスミッタの送出パワーが調整される。調節器はこの実施態様では、参照値を与えるための参照値発生器および制御偏差を求めるための比較器の他に、制御偏差をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変調器も含んでいる。測定された供給電圧または測定された供給電流と予め定められた参照値との間の求められた制御偏差を供給されるＰＷＭ変調器の使用により、調節器では、求められた制御偏差が、トランスミッタに好ましくは無電位で伝送されるＰＷＭ信号に変換される。この伝送のためには１ビットで十分である。発生されたＰＷＭ信号の伝送により調節回路の良好な安定特性が達成され、また限界サイクルの生起がはじめから回避される。ＰＷＭ信号により時間コード化されたアナログ信号が伝送されるので、トランスミッタのパワー調節のためのＰＩ調節器の使用が可能である。それにより負荷の供給電圧の特に有利な線形調節が実現される。有利な実施態様ではＰＷＭ変調器は変調発生器、ＰＷＭ変調器の入力端を形成する。比較器の負の入力端は比較器およびコンパレータから構成されている。比較器の正の入力端は変調発生器の出力端と接続されている。コンパレータは比較器の後に接続されている。コンパレータの出力端はＰＷＭ変調器の出力端を形成している。変調発生器は特に三角波発生器またはのこぎり波発生器であってよく、またはその変調信号が非対称かつ三角波状でありまたｅ関数から構成されている発生器であってもよい。調節器の特に有利な実施態様では、ＰＷＭ変調器は、これが参照値の周りの範囲内でのみ制御偏差をＰＷＭ信号に変換するように構成される。それによってより高い分解能が得られ、それによって一層良い調節良度が生ずる。本装置の別の有利な実施態様では、レシーバの出力がバッファされている。このレシーバのバッファリングにより負荷の作動の確実さが高められる。以下に図面を参照して本発明を説明する。図１には電気負荷に供給電圧を供給するための装置の原理的構成、図２および図３にはそれぞれこのような装置に対する調節器の実施例、図４にはこのような装置に対するパワー調整器の実施例、図５にはＰＷＭ制御信号を有する装置の実施例、また図６にはＰＷＭ変調器の実施例がそれぞれ概要を示されている。互いに相応する部分には同一の符号が付されている。図１には電気負荷が符号２を付して、電磁放射線Ｒを送り出すためのトランスミッタが符号３を付して、放射線Ｒを受けるためのレシーバが符号４を付して、レシーバの２つの電気端子が符号４Ａおよび４Ｂを付して、調節器が符号６を付して、またパワー調整器が符号７を付して示されている。レシーバ４はトランスミッタ３から受けた電磁放射線Ｒを負荷２に対する供給電圧Ｕ_Sまたは供給電流に変換する。この供給電圧Ｕs は負荷２が接続されているレシーバ４の２つの端子４Ａと４Ｂとの間に生ずる。トランスミッタ３の送出パワー、すなわち放射される電磁放射線Ｒのパワーはパワー調整器７により制符される。パワー調整器７はトランスミッタ３にこの目的で制御電流Ｔを供給する。トランスミッタ３の送出パワーはこの制御電流Ｔに関係している。調節器６は負荷２に対する供給電圧Ｕを測定する。供給電圧Ｕは、好ましくは図示されているように、レシーバ４から負荷２への導線中の電圧降下を測定の際に排除するため、直接に負荷２のところで四極測定により測定される。しかし、供給電圧Ｕは負荷２が接続されている供給電流回路中の２つの任意の点においても取り出される。特に、レシーバ４の両端子４Ａと４Ｂとの間に生ずる最大供給電圧Ｕ_Sも測定される。供給電圧Ｕの測定された値（実際値）を調節器６が予め定められた参照値（目標値）ＲＥＦと比較する。供給電圧Ｕの実際値が過度にその目標値から偏倚すると、調節器６はパワー調整器７に制御信号Ｓを介して、トランスミッタ３の送出パワーを実際値Ｕと目標値ＲＥＦとの間の制御偏差ΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦに関係して変更するように命令する。制御偏差ΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦが予め定められた非正の許容値ｘ１≦０よりも小さいならば、すなわち現在の供給電圧Ｕが過度に小さいならば、パワー調整器７が制御電流Ｔを介してトランスミッタ３の送出パワーを高める。それに対して、制御偏差ΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦが予め定められた非負の許容値ｘ２≧０よりも大きいならば、すなわち測定された供給電圧Ｕが過度に大きいならば、パワー調整器７が好ましくはトランスミッタ３の送出パワーを減ずる。制御偏差ΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦが両許容値ｘ１とｘ２との間の予め定められた許容間隔〔ｘ１，ｘ２〕内にあるならば、パワー調整器７は制御電流Ｔを、従ってまたトランスミッタ３の送出パワーを一定に保つ。この装置によりこうして、その調節量が供給電圧Ｕでありまたその制御対象がトランスミッタ３、トランスミッタ３とレシーバ４との間の伝送路ならびにレシーバ４から成る制御ループが実現される。この制御対象に作用するすべての擾乱量、たとえば電磁放射線Ｒに対する伝送路の減衰の変化またはたとえば温度変化または経時変化の結果としてのトランスミッタ３および／またはレシーバ４の効率変化は負荷２に対する供給電圧Ｕの調節により補償される。制御ループの操作量はパワー調整器７の制御電流Ｔまたは調節器６の制御信号Ｓである。調節器６は種々の仕方で実現でき、またトランスミッタ３の送出パワーを制御するためトランスミッタ３と作用的に結合される。図２には調節器６の第１の実施例が示されている。調節器６は参照値発生器６１と、２つの抵抗６２および６３および演算増幅器６４を含んでいるコンパレータ回路と、非安定マルチバイブレータ６５とを含んでいる。参照値発生器６１はレシーバ４と電気的に接続されており、また予め定められた図示の実施例では負の参照電圧を参照値ＲＥＦとして発生する。この参照電圧は参照値発生器６１の出力端６１Ａに与えられている。参照値発生器６１のこの出力端６１Ａは第１の抵抗６２を介して演算増幅器６４の第１の入力端６４Ａと電気的に接続されている。第２の抵抗６３を介して演算増幅器６４のこの第１の入力端６４Ａはレシーバ４の第２の端子４Ｂと電気的に接続されている。演算増幅器６４の他方の入力端６４Ｂはレシーバ４の他方の端子４Ａと電気的に接続されている。図示の実施例ではレシーバ４の第２の端子４Ｂは第１の端子４Ａにおける一定の電位、たとえば零電位（接地）にくらべて正の電位に接続されている。抵抗６２および６３の適当な選定の際に演算増幅器の出力端６４Ｃに２進のコンパレータ信号ＣＳが生じており、その第１の論理状態は供給電圧Ｕがその目標値ＲＥＦの下側にある（ΔＵ＜０）場合に相当し、またその第２の論理状態はそれと反対に供給電圧Ｕが参照値ＲＥＨよりも大きいかそれに等しい（ΔＵ≧０）場合に相当する。２進コンパレータ信号ＣＳは非安定マルチバイブレータ６５に供給される。非安定マルチバイブレータ６５は、その入力端に与えられているコンパレータ信号ＣＳがその第１の論理状態にあるとき、すなわち制御偏差ΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦが零よりも小さいときに、予め定められた継続時間および予め定められた間隔の電気パルスを発生する。図３による調節器の第２の実施例では調節器６のコンパレータ回路は４つの抵抗６２、６２Ａ、６３および６３Ａおよび同様に演算増幅器６４を含んでいる。演算増幅器６４の第１の入力端６４Ａは抵抗６３を介してレシーバ４の第２の端子４Ｂと接続されており、また抵抗６３Ａを介してレシーバ４の第１の端子４Ａと接続されている。演算増幅器６４の第２の入力端６４Ｂは抵抗６２を介して参照値発生器６１の出力端６１Ａと接続されており、また抵抗６２Ａを介してレシーバ４の第１の端子４Ａと接続されている。参照値発生器６１はこの実施例では正の参照電圧を参照値ＲＥＦとして供給する。電磁放射線Ｒによりさらにディジタルの好ましくは方形波のパルスがレシーバ４に伝送される。トランスミッタ３の放射線Ｒはそのために相応に変調される。これらのパルスはレシーバ４の両端子４Ａと４Ｂとの間に接続されているフィルタユニット６７からフィルタアウトされ、また電気パルスＰ′として論理回路６６の入力端６６Ｂに供給される。論理回路６６の他方の入力端６６Ａには演算増幅器６４のコンパレータ信号ＣＳが与えられている。論理回路６６はパルスＰ′をパルスＰとしてその出力端６６Ｃに、コンパレータ信号ＣＳがその第１の論理状態にあるとき、すなわち測定された供給電圧Ｕが参照値ＲＥＦの下側にあるときにのみ通過接続する。論理回路６６としてはたとえばアンドゲートを設けることができる。図２および図３により示されている有利な実施例では、マルチバイブレータ６５または論理回路６６から発生される電気パルスＰは信号トランスミッタ６０に供給され、また制御信号Ｓとしての電磁パルス、特に光信号または無線信号に変換される。これらの電磁制御信号Ｓは電気的に隔離されて（無電位で）伝送される。コンパレータ回路の抵抗６２、６３、６２Ａまたは６３Ａは固定または設定可能、可変の抵抗または両方の組み合わせであってよい。図２および図３中に示されているコンパレータ回路の代わりに、現在の供給電圧Ｕとその参照値ＲＥＦとを比較するためのそれ自体は当業者に知られている他のコンパレータ回路も使用できる。さらに、すべての実施例で負荷２に対する供給電流を供給電圧の代わりに調節できる。調節器６はその場合に供給電流を測定するため負荷２と直列に接続され、また参照電流発生器と、供給電流と参照電流とを比較するための相応のコンパレータ回路とを含んでいる。図４は、図２および図３中に示されている調節器６の実施例と有利に組み合すことのできるパワー調整器７の実施例を示す。信号レシーバ７０が図４中には示されていない信号トランスミッタの電磁制御信号Ｓを受け、またそれらを電気パルス信号Ｓ′に変換する。これらの電気パルス信号Ｓ′は単安定マルチバイブレータ７１に供給され、この単安定マルチバイブレータがパルス信号Ｓ′から、パルス継続時間およびパルス高さに関して正規化され、かつ時間的にパルス信号Ｓ ′のエッジと同期化された正規パルスがＳ′′を形成する。これらの正規パルスがＳ′′は積分器７２に供給される。積分器７２は正規パルスがＳ′′を予め定められた時間間隔にわたって積分し、またその出力端に、その強さが求められた時間的積分に相当する積分器電流Ｉ２を与える。さらに、一定の基本電流Ｉ１を発生する電流源７３が設けられている。基本電流Ｉ１および積分器電流Ｉ２の和電流Ｉ１＋Ｉ２は調整ユニット７４に供給される。調整ユニット７４は図４中には示されていないトランスミッタ３に対する制御電流Ｔを供給する。制御電流Ｔは調整ユニット７４の入力端における和電流Ｉ１＋Ｉ２が大きければ大きいほど大きい。図２または図３による調節器６および図４によるパワー調整器７を有する図１による調節装置は好ましくは下記のように作動する。調整ユニット７４に最初は電流源７３の基本電流Ｉ１のみが供給される。調整ユニット７４はトランスミッタ３に相応の制御電流Ｔを供給する。トランスミッタ３の相応の基本送出パワーは電磁放射線Ｒによりレシーバ４に伝送され、またそこで基本供給電圧Ｕs＝Ｕ_O に変換される。基本電流Ｉ１は、この基本供給電圧Ｕ_Oと参照値ＲＥＦとの間の制御偏差Ｕ_O−ＲＥＦが零よりも小さいように、すなわちＵ_O−ＲＥＦ＜０が成り立つように設定される。調節器６の両許容値ｘ１およびｘ２は、許容間隔が唯一の許容値としての零点０からのみ成るように、好ましくは零に等しく、すなわちｘ１＝ｘ２＝０に設定される。Ｕ≦Ｕ_S＝Ｕ_OであるからΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦ＜ｘ１＝０が成り立つので、調節器６がパワー調整器７に伝送される制御パルスＳを発生する。パワー調整器７の積分器７２は零とは異なる積分器電流Ｉ２を発生する。調整ユニット７４はそれに基づいて制御電流Ｔを介してトランスミッタ３の送出パワーを高める。その結果として負荷２における供給電圧Ｕが上昇する。調節器６は、制御偏差ΔＵが零よりも小さいかぎり、すなわちΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦ＜０であるかぎり制御信号Ｓを送る。供給電圧Ｕが参照値ＲＥＦよりも大きいかそれに等しいならば、すなわちΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦ≧０が成り立つならば、調節器６はもはや制御信号Ｓを送らない。積分器７２の積分器電流Ｉ２は積分器７２の予め定められた時定数に従って減少する。供給電圧Ｕはそれに基づいて再び低下する。供給電圧Ｕが再び参照値ＲＥＦを下回ると、すなわちΔＵ＝Ｕ−ＲＥＦ＜０が成り立つと、調節器６は新たに新しい制御信号Ｓを介してトランスミッタ３の送出パワーを高め始める。電気負荷に対する供給電圧または供給電流の調節の図示されていない一つの実施例では、負荷に対する供給電圧または供給電流の測定装置により測定された値（実際値）がディジタル化され、ディジタル測定値としてディジタル比較装置に伝送される。供給電圧または供給電流のディジタルの実際値の伝送は好ましくは電磁波の形態で測定装置に電気的に接続されている信号トランスミッタから比較装置に電気的に接続されている信号レシーバへと行われる。ディジタル比較装置は供給電圧または供給電流の得られたディジタルの実際値を記憶されているディジタルの参照値と比較する。この比較の結果に関係して次いでパワー調整器を介してトランスミッタ３に対する制御電流Ｔが変更される。たとえば、供給電圧または供給電流のディジタル値とディジタル参照値との間の制御偏差が予め定められた非正の第１の許容値ｘ１≦０よりも小さいならば、制御電流Ｔは大きくされ、またこの制御偏差が予め定められた非負の第２の許容値ｘ２≧０よりも大きいならば、制御電流Ｔは小さくされる。それに対して、制御偏差が許容間隔〔ｘ１，ｘ２〕にあるならば、制御電流Ｔ、従ってまたトランスミッタ３の送出パワーは一定に保たれる。その場合に、制御電流Ｔを制御するためのパワー調整器としては、適当な制御可能な電流源を設けることができる。供給電圧または供給電流の測定された実際値はもちろんアナログ値として電磁放射線の形態で比較装置、たとえばコンパレータ回路または後段にディジタル比較装置を接続されているアナログ‐ディジタル変換器に伝送することもできる。トランスミッタ３の送出パワーが調節の間に過大な値をとるのを避けるため、追加的に、トランスミッタ３の送出パワーまたは制御電流Ｔの予め定められた最大値においてトランスミッタ３に対する電流供給を中断する保護装置が設けられてもよい。そのためにたとえばモニターホトダイオードを介してのトランスミッタ３の送出パワーの監視（モニタリング）または制御電流Ｔの監視を行うことができる。負荷２に対するエネルギーを伝送するため光学的伝送システムまたは無線伝送システムを設けることができる。光学的トランスミッタとしてはレーザー、レーザーダイオード、発光ダイオードまたは他の光源を設けることができる。光学的レシーバとしてはたとえば光電池またはホトダイオードまたは好ましくはこのような光電変換器から成るアレイを設けることができる。トランスミッタ３からレシーバ４への電磁放射線Ｒとしての光の伝送は光導波路を介して、または自由ビーム装置を介して行われる。電磁放射線Ｒとしての無線波を介してのエネルギーの伝送の際にはすべての適当な無線トランスミッタがトランスミッタ３として、またすべての適当な無線レシーバがレシーバ４として使用される。制御信号Ｓの伝送も光波または無線波を介して行われる。信号トランスミッタ６０および信号レシーバ７０はその場合にそれぞれ相応の光学的構成要素または無線構成要素となる。すべての実施例において多数の負荷２に１つまたはそれ以上のトランスミッタ３からエネルギーを供給することもできる。その場合各負荷２には、少なくともトランスミッタ３の電磁放射線Ｒを電気負荷２に対する供給電圧Ｕ_sまたは供給電流に変換するレシーバ４が付設されている。この場合、電磁放射線Ｒにより、負荷２を同時に駆動するための同期化信号も伝送される。少なくとも１つのトランスミッタ３の制御電流Ｔがそのために相応に変調される。装置の特別な実施例では、負荷２として電気センサ、たとえば電流または電圧変換器が設けられている。センサの好ましくはディジタル化された測定信号は好ましくは調節器６の制御信号Ｓと等しい伝送路を介して伝送される。この場合、調節の制御信号Ｓ、ディジタル測定信号および相応のデータコントロールパルスを信号トランスミッタ６０と信号レシーバ７０との間の伝送路上に導く論理回路を設けることができる。さらに、トランスミッタ３とレシーバ４との間の伝送路は、時分割多重化法または波長分割多重化法でエネルギーおよびセンサの測定信号および／または調節器６の制御信号Ｓを時間的にずらして、または相い異なる波長範囲で伝送することによって、双方向性に構成することもできる。供給電圧Ｕまたは供給電流の調節に対する参照値ＲＥＦは、負荷が種々のパワーの受け入れを必要とする場合には、調節の間にマッチングまたはガイドされる。その場合ＲＥＦは制御技術の用語では制御ループのガイド量である。図５には測定システムの原理的構成が示されており、その際にたとえば高い電位の電流および電圧が測定される。しかし、求められた測定値は確実に隔離されて評価エレクトロニクス５に伝送されなければならない。この図からわかるように、センサエレクトロニクス８および評価エレクトロニクス５は空間的に互いに隔離されている。電位隔離は２つの隔離された光導波路９および１０により行われる。種々の波長を使用してエネルギーおよびデータを単一の光導波路を介して伝送することも可能である。光導波路９または１０としてはガラスファイバまたは合成樹脂の光導波路を設けることができる。どの形式を使用するかは、使用される光の波長に関係する。なぜならば、これが減衰を決定するからである。光導波路９を介してセンサエレクトロニクスの給電のためのエネルギーが伝送される。そのため、評価エレクトロニクス５内のトランスミッタ３が電磁放射線Ｒを送り、この電磁放射がエネルギーコンバータとも呼ばれるレシーバ４内で再び電気エネルギーに変換される。このようなエネルギーコンバータは構成上光電池である。一般に、より高い出力電圧を得るためには、多数のホトセル、たとえばＧａＡｓホトセルが電気的に直列に接続される。トランスミッタ３としてはたとえば約８５０ｎｍの波長の光を発するレーザーダイオードが使用される。エネルギーコンバータ４から得られた電圧Ｕ_sは直接に、すなわち現場での追加的な電圧調節なしに、センサエレクトロニクス８の電流供給の役割をする。負荷２の確実な電流供給が保証されように、エネルギーコンバータ４の出力端をコンデンサによりバッファすることは推奨に値する。このバッファされた出力端には供給電圧Ｕ_SPが生ずる。それにもかかわらず供給電圧Ｕ_SPが一定に保たれ得るように、分圧器１１、比較器１２、ＰＷＭ変調器１４および参照値発生器６１を有する調節器６が供給電圧Ｕ_SPを調節するために設けられている。先ず供給電圧Ｕ_SPが測定され、また参照値ＲＥＦとしての参照電圧Ｕ_refと比較される。エネルギーコンバータ４の出力電圧Ｕ_SPがすべてのセンサエレクトロニクス８の供給電圧Ｕ_SPを形成し、またこうして参照電圧Ｕ_refの値が供給電圧Ｕ_SPの値よりも小さいので、図示されている実施例では、分圧器１１により降圧された出力電圧Ｕ′_SPとの比較が行われる。参照電圧Ｕ_ref は参照値発生器６１に関係して発生され、また一方では比較器１２の正の入力端に、また他方では、たとえば信号増幅器およびＡ‐Ｄ変換器から成っておりセンサ１３と接続されている負荷２に供給される。この比較器１２の負の入力端には分圧器１１の出力電圧Ｕ′_SPが与えられる。比較器１２の出力端に生ずる差電圧ΔＵ（制御偏差ΔＵとも呼ばれる）がＰＷＭ変調器１４に供給される。ＰＷＭ変調器１４の構成は図６にブロック回路図として一層詳細に示されている。このＰＷＭ変調器１４の出力端はディジタル混合装置１５、たとえばマルチプレクサと接続されている。このディジタル混合装置１５の他方の入力端は負荷２の出力端、特にそのＡ‐Ｄ変換器と接続されている。このディジタル混合装置１５を用いて、ＰＷＭ変調器１４の発生されたＰＷＭ信号Ｓ_PWMは負荷２のデータ信号Ｓ_Dと一緒に混合信号Ｓ_PWMDとして光導波路１０を用いて評価エレクトロニクス５に伝送される。そこで混合信号Ｓ_PWMDは再びデータ信号Ｓ_DおよびＰＷＭ信号Ｓ_PWMに分離される。データ信号Ｓ_Dはプロセッサに伝達され、他方においてＰＷＭ信号Ｓ_PWMは、パワー調整器７に入力信号として与えられ、このパワー調整器がトランスミッタ３のパワーを、電圧Ｕ_Sまたはエネルギーコンバータ４が生ずる電圧Ｕ_SPが一定に保たれるように変更する。負荷２のデータ信号Ｓ_DをＰＷＭ変調器１４のＰＷＭ信号Ｓ_PWMから分離するため、出力側でインタフェース１７と接続されている復調器１６が使用される。インタフェース１７には負荷２のデータ信号Ｓ_Dの爾後処理のためにプロセッサを設けることができる。さらにインタフェース１７にはパワー調整器７が接続されている。パワー調整器７としてはたとえばＰＩ調節器が設けられている。なぜならば、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMを用いて時間コード化されたアナログ信号が伝送されるからである。供給電圧Ｕ_SPに対する準アナログの制御偏差ΔＵの伝送により特に良好な特性を有する調節が実現される。ＰＷＭ信号Ｓ_PWMを用いて制御偏差ΔＵを伝送するＰＷＭ変調器１４の使用により、電圧調節の際に限界サイクルが生ぜず、それによってレーザーダイオード３が過度に負荷されない。さらに制御ループの安定特性が改善される。最後に、この図示されている実施例により、負荷２の種々の電流の受け入れまたはレーザー電流の擾乱のようなより速い擾乱も減衰できる。図６は図５のセンサエレクトロニクス８のＰＷＭ変調器１４の１つの実施例のブロック回路図を示す。このＰＷＭ変調器１４は比較器１８、コンパレータ１９および変調発生器２０を含んでいる。比較器１８の正の入力端は変調器１４の入力端を形成し、その際にコンパレータ１９の出力端は変調器１４の出力端を形成する。比較器１８の負の入力端は変調発生器２０の出力端と接続されており、その際にこの比較器１８の出力端はコンパレータ１９の入力端と結び付けられている。変調発生器２０としてはのこぎり波発生器が設けられている。変調電圧Ｕ_Mo _d としてののこぎり波の代わりに他の周期的な変調電圧Ｕ_Mod、たとえば三角波も使用できる。さらに変調発生器は指数関数（ｅ関数）から成っている非対称かつ三角波類似の変調信号も発生し得る。ＰＷＭ変調器１４は有利には、これが所望の電圧Ｕ^*＝Ｕ_refの周りの範囲内でのみ電圧差をＰＷＭ信号Ｓ_PWMに変換するように構成される。それによりより高い分解能、従ってまたより良い調節良度が達成される。変調電圧Ｕ_Modの振幅を介して、求められた制御偏差ΔＵに対する変調範囲が設定される。求められた制御偏差ΔＵがＰＷＭ信号Ｓ_PWMを用いて伝送される図５およびず６によるセンサエレクトロニクス８の調節器６の構成により、負荷２の供給電圧Ｕ_SPを調節するための制御ループの良好な安定特性が達成される。この形式の伝送に対しては１ビットのみで十分である。ＰＷＭ信号Ｓ_PWMにより時間コード化されたアナログ信号が伝送されるので、ＰＩ調節器が評価エレクトロニクス５のトランスミッタ３のパワー制御のためのパワー調整器７として使用され、従って線形の調節が実現される。さらに、センサエレクトロニクス８の供給電圧が調節されるので、レーザーダイオード３を通って流れる電流によりエネルギー伝送システムの経時変化状態が推定される。そのために、現在流れる電流がセンサシステムの始動の際に流された電流に関してのみセットされなければならない。しかしながらその際に、トランスミッタ３の経時変化がセンサシステム全体の経時変化を決定することが仮定される。こうしてレーザーダイオード電流の監視により保守情報が発生される。常に考慮に入れられなければならない故障源は両光導波路９および１０の一方の破壊である。それにより常に、負荷２から評価エレクトロニクス５へ送られるデータフローが中断される。なぜならば、センサエレクトロニクス８における電流供給が崩壊し、もしくは直接に送出情報が喪失するからである。しかし、データフローのこのような喪失は簡単な仕方で評価エレクトロニクス５で検出される。このような場合には、次いでトランスミッタ３が投入されなければならない。なぜならば、破断個所にさもなければ眼の障害に通じる不可視の高いエネルギーの光が生ずるからである。相応の遮断信号がデータフローの連続性の監視から得られる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＣＡ，ＣＮ，ＤＥ，ＪＰ，ＲＵ，ＵＳ (72)発明者エカルト、デイータードイツ連邦共和国デー−91074 ヘルツオーゲンアウラツハチーラーシユトラーセ８

Claims

【特許請求の範囲】１．電気負荷（２）に供給電圧（Ｕ）または供給電流を供給するための方法において、ａ）トランスミッタ（３）の電磁放射線（Ｒ）がレシーバ（４）に伝送され、またレシーバ（４）により負荷（２）に対する供給電圧（Ｕ）または供給電流に変換され、ｂ）供給電圧（Ｕ）または供給電流がトランスミッタ（３）の送出パワーの調整により予め定められた参照値（ＲＥＦ）に調節されることを特徴とする供給電圧または供給電流を電気負荷に供給するための方法。２．予め定められた継続時間の時間的に相い続く制御パルス（Ｐ、Ｓ）が発生され、またトランスミッタ（３）の送出パワーが予め定められた時間窓の内のこれらのパルス（Ｐ、Ｓ）の時間的積分に関係して、供給電圧（Ｕ）または供給電流と参照値（ＲＥＦ）との間の制御偏差が零よりも小さいならば、高められることを特徴とする請求項１記載の方法。３．制御偏差（ΔＵ）に関する情報を含んでいるパルス幅変調された制御信号（Ｓ_PWM）がトランスミッタ（３）の送出パワーを調整するために使用されることを特徴とする請求項１記載の方法。４．約４００ｎｍと約１４００ｎｍとの間の波長範囲からの電磁放射線（Ｒ）が使用されることを特徴とする請求項１ないし３の１つに記載の方法。５．電磁放射線（Ｒ）として無線波が使用されることを特徴とする請求項１ないし３の１つに記載の方法。６．電気負荷（２）に供給電圧（Ｕ）または供給電流を供給するための方法において、ａ）電磁放射線（Ｒ）を送り出すためのトランスミッタ（３）と、ｂ）トランスミッタ（３）から受け入れられた電磁放射線（Ｒ）を負荷（２）に対する供給電圧（Ｕ）または供給電流に変換するレシーバ（４）と、ｃ）供給電圧（Ｕ）または供給電流をトランスミッタ（３）の送出パワーの調整により予め定められた参照値（ＲＥＦ）に調節する調節器（６）とを含んでいることを特徴とする供給電圧または供給電流を電気負荷に供給するための装置。７．負荷（２）がセンサ（１３）を含んでいることを特徴とする請求項６記載の装置。８．ａ）調節器（６）がａ１）参照値（ＲＥＦ）を用意するための参照値発生器（６１）と、ａ２）供給電圧（Ｕ）または供給電流を測定しかつ測定された値を参照値（ＲＥＦ）と比較するため、また、供給電圧（Ｕ）または供給電流の測定された値を参照値（ＲＥＦ）よりも小さいときには、その第１の論理状態をとり、供給電圧（Ｕ）または供給電流の測定された値を参照値（ＲＥＦ）よりも大きいかそれに等しいときには、その第２の論理状態をとる２値のコンパレータ信号（ＣＳ）を導出するため、参照値発生器（６１）と電気的に接続されているコンパレータ回路（６２、６２Ａ、６３、６３Ａ、６４）と、ａ３）コンパレータ回路（６２、６２Ａ、６３、６３Ａ、６４）と電気的に接続されコンパレータ信号（ＣＳ）がその第１の論理状態をとるときに制御パルスを発生する手段とを含んでおり、またｂ）調節器（６）と制御パルス（Ｐ、Ｓ）を伝送するための伝送路を介して接続されており、トランスミッタ（３）にその送出パワーを制御するための制御電流（Ｔ）を供給するパワー調整器（７）が設けられており、その際に制御電流（Ｔ）が予め定められた時間窓において調節器（６）から得られた制御パルス（Ｐ、Ｓ）の時間的積分に関係することを特徴とする請求項６または７記載の装置。９．パワー調整器（７）が、時間的積分に相当しパワー調整器（７）の制御電流（Ｔ）の少なくとも一部分を形成する積分器電流（１２）を発生する積分器（７２）を含んでいることを特徴とする請求項８記載の装置。１０．共通の伝送路が制御パルス（Ｓ）の伝送のためにも電磁信号の形態のセンサの測定信号の伝送のためにも設けられていることを特徴とする請求項７および請求項８および９の１つに記載の装置。１１．調節器（６）が参照値（Ｕ_ref）を用意する参照値発生器（６１）と、供給電圧（Ｕ′_SP）または供給電流と参照値（Ｕ_ref）との間の制御偏差（ΔＵ）を求める比較器（１１）と、トランスミッタ（３）の送出パワーを調整するため制御偏差（ΔＵ）をパルス幅変調された信号（Ｓ_PWM）に変換するＰＷＭ変調器（１４）とを含んでいることを特徴とする請求項６記載の装置。１２．ＰＷＭ変調器（１４）が変調発生器（２０）、比較器（１８）およびコンパレータ（１９）を含んでおり、その際に比較器（１８）の正の入力端がＰＷＭ変調器（１４）の入力端を、また比較器（１８）の後に接続されているコンパレータ（１９）の出力端がＰＷＭ変調器（１４）の出力端を形成し、またその際に比較器（１８）の負の入力端が変調発生器（２０）の出力端と接続されていることを特徴とする請求項１１記載の装置。１３．変調発生器（２０）の発生される変調電圧（Ｕ_Mod）の振幅が、ＰＷＭ変調器（１４）が予め定められた参照値（Ｕ_ref）の周りの範囲内でのみＰＷＭ制御信号（Ｓ_PWM）を発生するように設定可能であることを特徴とする請求項１１記載の装置。１４．変調発生器（２０）としてのこぎり波発生器が設けられていることを特徴とする請求項１２または１３記載の装置。１５．変調発生器（２０）として三角波発生器が設けられていることを特徴とする請求項１２または１３記載の装置。１６．変調発生器として、非対称かつ三角波類似でありまたｅ関数から成る変調信号を発生する発生器が設けられていることを特徴とする請求項１２または１３記載の装置。１７．調節器（６）がレシーバ（４）および比較器（１２）に接続されている分圧器（１１）を含んでおり、そのレシーバ（４）の出力電圧（Ｕ_SP）にくらべて降下された出力電圧（Ｕ′_SP）が比較器（１２）の負の入力端に与えられていることを特徴とする請求項１１ないし１６の１つに記載の装置。１８．ＰＷＭ変調器（１４）の出力端および負荷（２）の出力端に接続されているディジタル混合装置（１５）が設けられており、この混合装置が負荷（２）の少なくとも１つのデータ信号（Ｓ_D）およびＰＷＭ変調器（１４）のＰＷＭ信号（Ｓ_PWM）から混合信号（Ｓ_RWMD）を発生することを特徴とする請求項７および１１ないし１７の１つに記載の装置。１９．ディジタル混合装置（１５）としてマルチプレクサが設けられていることを特徴とする請求項１８記載の装置。２０．レシーバ（４）の出力端がバッファされていることを特徴とする請求項６ないし１９の１つに記載の装置。２１．電気負荷（２）に供給電圧（Ｕ_S）を供給するための装置において、ａ）電磁放射線（Ｒ）を送り出すためのトランスミッタ（３）と、ｂ）トランスミッタ（３）から受け入れた電磁放射線（Ｒ）を負荷（２）に対する供給電圧（Ｕ_S）に変換するためのレシーバ（４）と、ｃ）供給電圧（Ｕ_S）を測定し、またその測定された値を予め定められた参照値（Ｕ_Ref）と比較し、またこの比較に関係してトランスミッタ（３）の送出パワーを調整するための制御信号（Ｓ）を発生する調節器（６）とを含んでおり、調節器（６）が分圧器（１１）、比較器（１２）およびＰＷＭ変調器（１４）を含んでおり、その際に分圧器（１１）が入力側でレシーバ（４）の出力端と、また出力側で比較器（１２）の負の入力端に接続されており、その正の入力端が参照値発生器（６１）の出力端と、またその出力端がＰＷＭ変調器（１４）の入力端と接続されており、またＰＷＭ変調器（１４）が出力側でディジタル混合装置（１５）に接続されており、その別の入力端が負荷（２）に接続されでおり、またその出力端に混合信号（Ｓ_PWMD）が与えられていることを特徴とする供給電圧を電気負荷に供給するための装置。