JPH1031032A - 可変静電容量式加速度センサの信号処理器 - Google Patents
可変静電容量式加速度センサの信号処理器Info
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- JPH1031032A JPH1031032A JP18641196A JP18641196A JPH1031032A JP H1031032 A JPH1031032 A JP H1031032A JP 18641196 A JP18641196 A JP 18641196A JP 18641196 A JP18641196 A JP 18641196A JP H1031032 A JPH1031032 A JP H1031032A
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- acceleration sensor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 温度変動、発振周波数の変動の影響を受け難
くする。 【解決手段】 発振器16からの方形波aは移相器31
で90度遅らされると共に三角波bとされてセンサの可
動電極12へ供給される。固定電極13,14より各容
量C1,C2に対応した電流は電流電圧変換器35で電
圧にそれぞれ変換されると共にこれらの差電圧cとして
出力され、その差電圧cは発振出力aで同期検波され
(36)、検波出力は低域フィルタ37で平滑化され
る。
くする。 【解決手段】 発振器16からの方形波aは移相器31
で90度遅らされると共に三角波bとされてセンサの可
動電極12へ供給される。固定電極13,14より各容
量C1,C2に対応した電流は電流電圧変換器35で電
圧にそれぞれ変換されると共にこれらの差電圧cとして
出力され、その差電圧cは発振出力aで同期検波され
(36)、検波出力は低域フィルタ37で平滑化され
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は加速度が印加され
ると第1,第2静電容量が互いに逆に変化する加速度セ
ンサより印加加速度と対応する信号を得る信号処理器に
関する。
ると第1,第2静電容量が互いに逆に変化する加速度セ
ンサより印加加速度と対応する信号を得る信号処理器に
関する。
【0002】
【従来の技術】従来のこの種の信号処理器においては、
静電容量を流れる電流を倍電圧整流回路により静電容量
に応じた出力電圧を得たり、あるいは静電容量に応じた
周波数の発振が生じるようにしていた。前者において倍
電圧整流回路のダイオードの電圧−電流特性が温度依存
性があり、出力電圧が温度の影響を受けるという問題が
あった。一方、後者においては発振回路を構成するトラ
ンジスタの遅延時間が温度依存性があり、発振周波数が
温度の影響を受けるという問題があった。
静電容量を流れる電流を倍電圧整流回路により静電容量
に応じた出力電圧を得たり、あるいは静電容量に応じた
周波数の発振が生じるようにしていた。前者において倍
電圧整流回路のダイオードの電圧−電流特性が温度依存
性があり、出力電圧が温度の影響を受けるという問題が
あった。一方、後者においては発振回路を構成するトラ
ンジスタの遅延時間が温度依存性があり、発振周波数が
温度の影響を受けるという問題があった。
【0003】このような点から特開平5−346357
号公報で図6に示すものが提案されている。つまり、加
速度センサ11は可動電極12の両側にそれぞれ対向し
た固定電極13,14が配され、加速度がこれら電極の
配列方向に印加されると、可動電極12がその大きさ及
び方向に応じて一方の固定電極側に近ずき、他方の固定
電極から離れるように変位し、可動電極12と固定電極
13及び14との各間の静電容量C1,C2の一方が大
となり他方が小さくなる。可動電極12が接地され発振
器16の方形波発振出力がインバータ17,18に印加
され、インバータ17,18の各出力はそれぞれ抵抗器
21,22を通じて固定電極13,14に印加される。
これら固定電極13,14は排他的論理和回路23の二
つの入力端子24,25に接続される。
号公報で図6に示すものが提案されている。つまり、加
速度センサ11は可動電極12の両側にそれぞれ対向し
た固定電極13,14が配され、加速度がこれら電極の
配列方向に印加されると、可動電極12がその大きさ及
び方向に応じて一方の固定電極側に近ずき、他方の固定
電極から離れるように変位し、可動電極12と固定電極
13及び14との各間の静電容量C1,C2の一方が大
となり他方が小さくなる。可動電極12が接地され発振
器16の方形波発振出力がインバータ17,18に印加
され、インバータ17,18の各出力はそれぞれ抵抗器
21,22を通じて固定電極13,14に印加される。
これら固定電極13,14は排他的論理和回路23の二
つの入力端子24,25に接続される。
【0004】抵抗器21,22の抵抗値はR1,R2と
異ならされている。加速度が印加されない状態ではC
1,C2は等しい値をとるようにされている。排他的論
理和回路23の二つの入力端子25,26における方形
波信号の立上りはそれぞれ時定数R1C1,R2C2に
応じている。従って入力加速度がゼロではC1=C2で
あり、入力端子25,26の両入力信号の波形及びタイ
ミングがR1,R2に応じてずれ、排他的論理和回路2
3の出力端子27の出力方形波の長さはLとなる。加速
度が印加され、一方の静電容量C1が小となり、他方の
静電容量C2が大となると、入力端子25の方形波信号
の立上りは早くなり、入力端子26の方形波信号の立上
りは遅れ、出力端子27の方形波の長さはLよりΔLだ
け、例えば長くなり、加速度の方向が逆の場合は出力方
形波の長さはΔLだけ短かくなる。
異ならされている。加速度が印加されない状態ではC
1,C2は等しい値をとるようにされている。排他的論
理和回路23の二つの入力端子25,26における方形
波信号の立上りはそれぞれ時定数R1C1,R2C2に
応じている。従って入力加速度がゼロではC1=C2で
あり、入力端子25,26の両入力信号の波形及びタイ
ミングがR1,R2に応じてずれ、排他的論理和回路2
3の出力端子27の出力方形波の長さはLとなる。加速
度が印加され、一方の静電容量C1が小となり、他方の
静電容量C2が大となると、入力端子25の方形波信号
の立上りは早くなり、入力端子26の方形波信号の立上
りは遅れ、出力端子27の方形波の長さはLよりΔLだ
け、例えば長くなり、加速度の方向が逆の場合は出力方
形波の長さはΔLだけ短かくなる。
【0005】このようにして加速度と対応した信号を得
ることができる。しかも、温度変動によりインバータ1
7,18の遅延時間が変化しても、両インバータ17,
18が同一の変化を受けるため、相殺され、出力は影響
しない。
ることができる。しかも、温度変動によりインバータ1
7,18の遅延時間が変化しても、両インバータ17,
18が同一の変化を受けるため、相殺され、出力は影響
しない。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】図6に示した従来の信
号処理器はRCの時定数を利用しているため、発振器1
6の出力電圧や発振周波数が変動すると、信号出力も変
動する。また加速度ゼロで出力を得るため、抵抗値R
1,R2を異ならせる代りに、静電容量C1,C2の一
方と並列に固定コンデンサを接続すると、この固定コン
デンサの温度/経年変化の影響を受けるという問題があ
った。
号処理器はRCの時定数を利用しているため、発振器1
6の出力電圧や発振周波数が変動すると、信号出力も変
動する。また加速度ゼロで出力を得るため、抵抗値R
1,R2を異ならせる代りに、静電容量C1,C2の一
方と並列に固定コンデンサを接続すると、この固定コン
デンサの温度/経年変化の影響を受けるという問題があ
った。
【0007】
【課題を解決するための手段】第1発明によれば、発振
器の出力が移相器により90度移相されて加速度センサ
の可動電極に印加され、加速度センサの静電容量C1,
C2を流れる電流はそれぞれ電流電圧変換器で電圧に変
換されると共に、その電圧の差と対応した出力電圧が得
られ、その出力電圧が発振器の出力で同期検波される。
器の出力が移相器により90度移相されて加速度センサ
の可動電極に印加され、加速度センサの静電容量C1,
C2を流れる電流はそれぞれ電流電圧変換器で電圧に変
換されると共に、その電圧の差と対応した出力電圧が得
られ、その出力電圧が発振器の出力で同期検波される。
【0008】第2発明によれば、発振器の出力が加速度
センサの第1,第2静電容量に供給され、これら第1,
第2静電容量を流れる第1,第2電流がそれぞれ第1,
第2理想化ダイオードで整流され、これら整流出力が低
域通過フィルタで平滑化されると共にその平滑化された
ものの差が出力される。
センサの第1,第2静電容量に供給され、これら第1,
第2静電容量を流れる第1,第2電流がそれぞれ第1,
第2理想化ダイオードで整流され、これら整流出力が低
域通過フィルタで平滑化されると共にその平滑化された
ものの差が出力される。
【0009】
【発明の実施の形態】図1Aにこの第1発明の実施例を
示し、図6と対応する部分に同一符号を付けてある。発
振器16の上り発振出力は移相器31で90度位相が進
められて加速度センサ11の可動電極12へ供給され
る。センサ11の固定電極13,14は演算増幅器32
の反転入力端、非反転入力端にそれぞれ接続される。演
算増幅器32の非反転入力端は抵抗器33を通じて接地
され、反転入力端及び出力端間に抵抗器34が接続され
る。抵抗器33,34の各抵抗値は互いに等しいRとさ
れている。演算増幅器32及び抵抗器33,34により
入力電流を電圧に変換すると共にその変換された両電圧
の差を出力する電流電圧変換器35を構成している。電
流電圧変換器35の出力は同期検波回路36で発振器1
6の出力により同期検波され、その検波出力は低域通過
フィルタ37を通じて出力端子27へ供給される。
示し、図6と対応する部分に同一符号を付けてある。発
振器16の上り発振出力は移相器31で90度位相が進
められて加速度センサ11の可動電極12へ供給され
る。センサ11の固定電極13,14は演算増幅器32
の反転入力端、非反転入力端にそれぞれ接続される。演
算増幅器32の非反転入力端は抵抗器33を通じて接地
され、反転入力端及び出力端間に抵抗器34が接続され
る。抵抗器33,34の各抵抗値は互いに等しいRとさ
れている。演算増幅器32及び抵抗器33,34により
入力電流を電圧に変換すると共にその変換された両電圧
の差を出力する電流電圧変換器35を構成している。電
流電圧変換器35の出力は同期検波回路36で発振器1
6の出力により同期検波され、その検波出力は低域通過
フィルタ37を通じて出力端子27へ供給される。
【0010】移相器31は例えば図に示すように、直列
抵抗器38とその出力側に接続されたシャントコンデン
サ39よりなり、CRの低域フィルタとして構成され、
その低域フィルタの遮断周波数は発振器16の発振周波
数より低くされて移相器とされている。発振器16から
例えば図1Baに示すようなデュティが50%の方形波
が出力され、移相器31の出力は図1Bbに示すように
各方形波の立上りから徐々に立上り、方形波の立下りか
ら徐々に立下り、三角波となり、この三角波をその振幅
が1/2で方形波に変換すると、発振出力に対して、9
0度位相が遅れたものになる。この移相器31の出力が
静電容量C1,C2に印加され、これらに応じた電流が
流れ、これら電流が電流電圧変換器35で電圧に変換さ
れると共に、その両電圧の差が出力され、この差電圧は
例えば図1Bcに示すように、発振器16の方形波出力
と同一周期であり、かつその振幅A1が静電容量C1,
C2の差に比例し、極性がC1,C2の何れが大きいか
により変化する。この差電圧出力は同期検波された後低
域通過フィルタ37に通されるため、出力端子27に
は、静電容量差C1−C2の絶対値に比例した大きさ、
極性にと応じた正負の直流が得られる。
抵抗器38とその出力側に接続されたシャントコンデン
サ39よりなり、CRの低域フィルタとして構成され、
その低域フィルタの遮断周波数は発振器16の発振周波
数より低くされて移相器とされている。発振器16から
例えば図1Baに示すようなデュティが50%の方形波
が出力され、移相器31の出力は図1Bbに示すように
各方形波の立上りから徐々に立上り、方形波の立下りか
ら徐々に立下り、三角波となり、この三角波をその振幅
が1/2で方形波に変換すると、発振出力に対して、9
0度位相が遅れたものになる。この移相器31の出力が
静電容量C1,C2に印加され、これらに応じた電流が
流れ、これら電流が電流電圧変換器35で電圧に変換さ
れると共に、その両電圧の差が出力され、この差電圧は
例えば図1Bcに示すように、発振器16の方形波出力
と同一周期であり、かつその振幅A1が静電容量C1,
C2の差に比例し、極性がC1,C2の何れが大きいか
により変化する。この差電圧出力は同期検波された後低
域通過フィルタ37に通されるため、出力端子27に
は、静電容量差C1−C2の絶対値に比例した大きさ、
極性にと応じた正負の直流が得られる。
【0011】以上の動作を更に詳細に説明する。移相器
31の出力、つまりセンサ11の入力をVi (t)、電
流電圧変換器35の出力をVo (t)とし、抵抗器3
3,34の各抵抗値をRとすると、次式が成立つ。 Vo (t) =〔{jωR(C1−C2)}/(1+jωC
2R)〕Vi (t) 従って伝達関数G(t)は次のようになる。 G(t) =Vo (t) /Vi (t) ={jωR(C2−C
1)}/(1+jωC2R) 振幅:ωR(C2−C1)/√(1+ω2 C22 R2 ) 位相:tan-1(∞)−tan-1(ωC2R) =90°−tan-1(ωC2R) 1>>ωC2Rの条件になるよう各定数を選定すると、 G(t) ≒jωR(C2−C1) となり、振幅:ωR(C2−C1) 位相:90° となる。位相が90°進むため、移相器31で予め90
°遅らしてあり、同期検波が正しく行われ、出力端子2
7の出力としてC2−C1に比例した出力が得られる。
例えば図2Aに示すように、C1が7.5pFでC2が
12.5pFの場合、C1が5pF、C2が15pF
の場合、C1が0pF、C2が20pFの場合の伝
達関数G(jω)の各振幅、位相特性は図2Bに示すよ
うになる。図2Bより、10kHz付近ではC2−C1
の大小による位相器が小さく、C2−C1の大小に拘わ
らずほぼ90°進み、かつC2−C1の差が大きくなる
につれて振幅(利得)が大きくなっている。従って発振
器16の発振周波数を10kHz付近にするのが適切で
あるが、最終的には加速度計の性能との兼合いで決定さ
れる。
31の出力、つまりセンサ11の入力をVi (t)、電
流電圧変換器35の出力をVo (t)とし、抵抗器3
3,34の各抵抗値をRとすると、次式が成立つ。 Vo (t) =〔{jωR(C1−C2)}/(1+jωC
2R)〕Vi (t) 従って伝達関数G(t)は次のようになる。 G(t) =Vo (t) /Vi (t) ={jωR(C2−C
1)}/(1+jωC2R) 振幅:ωR(C2−C1)/√(1+ω2 C22 R2 ) 位相:tan-1(∞)−tan-1(ωC2R) =90°−tan-1(ωC2R) 1>>ωC2Rの条件になるよう各定数を選定すると、 G(t) ≒jωR(C2−C1) となり、振幅:ωR(C2−C1) 位相:90° となる。位相が90°進むため、移相器31で予め90
°遅らしてあり、同期検波が正しく行われ、出力端子2
7の出力としてC2−C1に比例した出力が得られる。
例えば図2Aに示すように、C1が7.5pFでC2が
12.5pFの場合、C1が5pF、C2が15pF
の場合、C1が0pF、C2が20pFの場合の伝
達関数G(jω)の各振幅、位相特性は図2Bに示すよ
うになる。図2Bより、10kHz付近ではC2−C1
の大小による位相器が小さく、C2−C1の大小に拘わ
らずほぼ90°進み、かつC2−C1の差が大きくなる
につれて振幅(利得)が大きくなっている。従って発振
器16の発振周波数を10kHz付近にするのが適切で
あるが、最終的には加速度計の性能との兼合いで決定さ
れる。
【0012】また発振周波数が例えば高くなると、移相
器31の出力Vi (t)の振幅が小さくなるが、伝達関
数G(jω)の利得が大となり、これらが互いに打消し
合うようにすることにより、発振器16の周波数変動の
影響を受難いものとすることができる。また演算増幅器
32は不感帯がなく、従来においてダイオードのV−I
特性の不感帯が温度変動の影響を受けるために生じる問
題は存在しない。
器31の出力Vi (t)の振幅が小さくなるが、伝達関
数G(jω)の利得が大となり、これらが互いに打消し
合うようにすることにより、発振器16の周波数変動の
影響を受難いものとすることができる。また演算増幅器
32は不感帯がなく、従来においてダイオードのV−I
特性の不感帯が温度変動の影響を受けるために生じる問
題は存在しない。
【0013】移相器31により方形波を三角波に変換し
ているが、その移相器31の時定数が方形波の周期から
ずれが生じても、同期検波により基本波のみが取出され
るため、問題は生じない。次に第1発明の他の実施例を
図3に図1Aと対応する部分に同一符号を付けて示す。
電流電圧変換器35の出力は比較器41の非反転入力端
へ供給され、また移相器31の出力が分岐されて直流遮
断コンデンサ42を通じて比較器41の反転入力端へ供
給される。この反転入力端は基準をとるため高抵抗の抵
抗器43を通じて接地される。比較器41の出力は発振
器16より互いに逆極性の方形波が与えられるアンド回
路36a,36bよりなる同期検波回路36へ供給さ
れ、同期検波回路36の二つの出力は低域通過フィルタ
37で直流化されると共に互いに引算されて出力され
る。
ているが、その移相器31の時定数が方形波の周期から
ずれが生じても、同期検波により基本波のみが取出され
るため、問題は生じない。次に第1発明の他の実施例を
図3に図1Aと対応する部分に同一符号を付けて示す。
電流電圧変換器35の出力は比較器41の非反転入力端
へ供給され、また移相器31の出力が分岐されて直流遮
断コンデンサ42を通じて比較器41の反転入力端へ供
給される。この反転入力端は基準をとるため高抵抗の抵
抗器43を通じて接地される。比較器41の出力は発振
器16より互いに逆極性の方形波が与えられるアンド回
路36a,36bよりなる同期検波回路36へ供給さ
れ、同期検波回路36の二つの出力は低域通過フィルタ
37で直流化されると共に互いに引算されて出力され
る。
【0014】この構成において比較器41の反転入力端
に図4Aに示す三角波44が入力され、電流電圧変換器
35から例えば図4Aの方形波45が比較器41の非反
転入力端に入力される。この時、比較器41の出力は図
4Bに示すようになる。この出力はアンド回路36a,
36bへ供給され、図4C,Dに示す方形波との論理積
がとられ、それぞれ図4E,Fに示す出力が得られる。
これら各出力の平均が互いに引算され、この例では負の
直流が出力端子27に生じる。
に図4Aに示す三角波44が入力され、電流電圧変換器
35から例えば図4Aの方形波45が比較器41の非反
転入力端に入力される。この時、比較器41の出力は図
4Bに示すようになる。この出力はアンド回路36a,
36bへ供給され、図4C,Dに示す方形波との論理積
がとられ、それぞれ図4E,Fに示す出力が得られる。
これら各出力の平均が互いに引算され、この例では負の
直流が出力端子27に生じる。
【0015】電流電圧変換器35の出力が図4Gに示す
方形波45の場合、つまり加速度の方向が図4Aの場合
と逆でかつ小さい場合、比較器41の出力は図4Hに示
すようになり、アンド回路36a,36bの各出力はそ
れぞれ図4I,Jに示すようになり、その平均が引算さ
れ、出力端子27には正の直流が生じ、この直流レベル
の絶対値は先の場合より小さくなる。
方形波45の場合、つまり加速度の方向が図4Aの場合
と逆でかつ小さい場合、比較器41の出力は図4Hに示
すようになり、アンド回路36a,36bの各出力はそ
れぞれ図4I,Jに示すようになり、その平均が引算さ
れ、出力端子27には正の直流が生じ、この直流レベル
の絶対値は先の場合より小さくなる。
【0016】このようにして加速度の大きさ、方向に応
じた信号が出力端子27に得られる。電流電圧変換器3
5としては、図5Aに示すように静電容量C1の電流i
1を電流電圧変換回路35aで電圧に変換し、静電容量
C2の電流i2を電流電圧変換回路35bで電圧に変換
し、これら電流電圧変換回路35a,35bの出力電圧
の差電圧を差動増幅回路35cで得るようにしてもよ
い。
じた信号が出力端子27に得られる。電流電圧変換器3
5としては、図5Aに示すように静電容量C1の電流i
1を電流電圧変換回路35aで電圧に変換し、静電容量
C2の電流i2を電流電圧変換回路35bで電圧に変換
し、これら電流電圧変換回路35a,35bの出力電圧
の差電圧を差動増幅回路35cで得るようにしてもよ
い。
【0017】図5Bに第2発明の実施例を示す。この実
施例においては発振器16から例えば正弦波の発振出力
が加速度センサ11の可動電極12に印加され、その固
定電極13,14よりの静電容量C1,C2に応じた電
流i1,i2はそれぞれ理想化ダイオード51,52に
供給され、理想化ダイオード51,52の各整流出力が
低域通過フィルタ37でそれぞれ平滑化されると共に、
平滑化出力が互いに引算される。
施例においては発振器16から例えば正弦波の発振出力
が加速度センサ11の可動電極12に印加され、その固
定電極13,14よりの静電容量C1,C2に応じた電
流i1,i2はそれぞれ理想化ダイオード51,52に
供給され、理想化ダイオード51,52の各整流出力が
低域通過フィルタ37でそれぞれ平滑化されると共に、
平滑化出力が互いに引算される。
【0018】理想化ダイオード51は例えば演算増幅器
53の非反転入力端が接地され、反転入力端は固定電極
13に接続されると共に、抵抗器54−ダイオード55
を通じて演算増幅器53の出力端に接続され、その出力
端にダイオード56のアノードが接続され、ダイオード
56のカソードは抵抗器57を通じて演算増幅器53の
反転入力端に接続される。ダイオード55はそのカソー
ドがダイオード56のアノードに接続される。入力電流
i1が正の時は演算増幅器53の出力側が負となり、ダ
イオード55を通じて電流が吸込まれ、反転入力端は接
地電位に保持され、理想化ダイオード51の出力、つま
りダイオード56のカソード側は接地電位に保持され
る。入力電流i1が負の時は、これと対応して演算増幅
器53の出力端の電位が正となり、反転入力端が接地電
位になるように動作し、つまり入力の負の成分のみがこ
れと対応した正の出力電圧として出力される。演算増幅
器53の利得が著しく大きいため、理想化ダイオード5
1のV−I特性のしきい値は温度変動に拘らず、常にゼ
ロに保持される。理想化ダイオード52も同様に構成さ
れる。従って、出力端子27には加速度センサ11の印
加加速度の大きさ、及び方向に応じた大きさ及び極性の
出力が得られる。上述において移相器31を省略して同
期検波回路36へ供給する信号の位相を調整してもよ
い。
53の非反転入力端が接地され、反転入力端は固定電極
13に接続されると共に、抵抗器54−ダイオード55
を通じて演算増幅器53の出力端に接続され、その出力
端にダイオード56のアノードが接続され、ダイオード
56のカソードは抵抗器57を通じて演算増幅器53の
反転入力端に接続される。ダイオード55はそのカソー
ドがダイオード56のアノードに接続される。入力電流
i1が正の時は演算増幅器53の出力側が負となり、ダ
イオード55を通じて電流が吸込まれ、反転入力端は接
地電位に保持され、理想化ダイオード51の出力、つま
りダイオード56のカソード側は接地電位に保持され
る。入力電流i1が負の時は、これと対応して演算増幅
器53の出力端の電位が正となり、反転入力端が接地電
位になるように動作し、つまり入力の負の成分のみがこ
れと対応した正の出力電圧として出力される。演算増幅
器53の利得が著しく大きいため、理想化ダイオード5
1のV−I特性のしきい値は温度変動に拘らず、常にゼ
ロに保持される。理想化ダイオード52も同様に構成さ
れる。従って、出力端子27には加速度センサ11の印
加加速度の大きさ、及び方向に応じた大きさ及び極性の
出力が得られる。上述において移相器31を省略して同
期検波回路36へ供給する信号の位相を調整してもよ
い。
【0019】
【発明の効果】以上述べたように第1,第2発明によれ
ば、発振器16の発振周波数が変動しても、検出加速度
と正しく対応した出力信号を得ることができる。また温
度変動の影響も受けず、常に正しい信号が得られる。
ば、発振器16の発振周波数が変動しても、検出加速度
と正しく対応した出力信号を得ることができる。また温
度変動の影響も受けず、常に正しい信号が得られる。
【図1】Aは第1発明の実施例を示す図、Bはその動作
の説明に供する各部の波形図である。
の説明に供する各部の波形図である。
【図2】Aはセンサの二つの静電容量C1,C2の各種
値と、時定数T1,T2をそれぞれ示す図、Bはこれら
の値と対応したセンサ11および電流電圧変換器の伝達
特性を示す図である。
値と、時定数T1,T2をそれぞれ示す図、Bはこれら
の値と対応したセンサ11および電流電圧変換器の伝達
特性を示す図である。
【図3】第1発明の他の実施例を示す図。
【図4】図3の実施例の動作を説明するための各部の波
形例を示す図。
形例を示す図。
【図5】Aは第1発明の更に他の実施例を示すブロック
図、Bは第2発明の実施例を示す図である。
図、Bは第2発明の実施例を示す図である。
【図6】従来の加速度センサの信号処理器を示す図。
Claims (4)
- 【請求項1】 加速度が印加されると第1,第2静電容
量が互いに逆に変化する加速度センサより上記印加加速
度と対応する信号を得るための信号処理器において、 発振器と、 その発振器より発振出力を90度移相して上記センサの
可動電極に印加する移相器と、 上記第1,第2静電容量を流れる電流をそれぞれ電圧に
変換すると共にその電圧差と対応した電圧を出力する電
流電圧変換器と、 その電流電圧変換器の出力電圧を、上記発振器の発振出
力で同期検波する同期検波回路と、を具備することを特
徴とする可変静電容量式加速度センサの信号処理器。 - 【請求項2】 上記電流電圧変換器の出力電圧と、上記
移相器の出力電圧とを比較する比較器とを備え、 上記同期検波回路は上記比較器の出力と上記発振器の出
力及びその反転出力との論理積をとる回路であり、その
同期検波回路の両出力は低域通過フィルタで平滑化され
ると共にその平滑化されたものの差が出されることを特
徴とする請求項1記載の可変静電容量式加速度センサの
信号処理器。 - 【請求項3】 上記電流電圧変換器は、上記第1,第2
静電容量を流れる第1,第2電流をそれぞれ第1,第2
電圧に変換する第1,第2電流電圧変換回路と、上記第
1,第2電圧の差と対応した電圧を出力する差動増幅回
路とよりなることを特徴とする請求項1又は2記載の可
変静電容量式加速度センサの信号処理器。 - 【請求項4】 加速度が印加されると第1,第2静電容
量が互いに逆に変化する加速度センサより上記印加加速
度と対応する信号を得るための信号処理器において、 発振器の発振出力を上記加速度センサの可動電極へ供給
する発振器と、 上記加速度センサの第1,第2固定電極にそれぞれ接続
された第1,第2理想化ダイオードと、 これら理想化ダイオードの出力をそれぞれ平滑化すると
共にその平滑化されたものの差を出力する低域通過フィ
ルタとを具備することを特徴とする可変静電容量式加速
度センサの信号処理器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18641196A JPH1031032A (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 可変静電容量式加速度センサの信号処理器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18641196A JPH1031032A (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 可変静電容量式加速度センサの信号処理器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1031032A true JPH1031032A (ja) | 1998-02-03 |
Family
ID=16187955
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18641196A Pending JPH1031032A (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 可変静電容量式加速度センサの信号処理器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1031032A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1521086A1 (en) * | 2003-10-03 | 2005-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inertial sensor and combined sensor therewith |
JP2007215021A (ja) * | 2006-02-10 | 2007-08-23 | Fujitsu Ltd | 位相調整回路および位相調整方法 |
JP2009302632A (ja) * | 2008-06-10 | 2009-12-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | センサノードチップ、センサノードシステム、および受信装置 |
CN103543293A (zh) * | 2012-07-11 | 2014-01-29 | 罗伯特·博世有限公司 | 校正装置、传感器和方法 |
-
1996
- 1996-07-16 JP JP18641196A patent/JPH1031032A/ja active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1521086A1 (en) * | 2003-10-03 | 2005-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inertial sensor and combined sensor therewith |
US7337669B2 (en) | 2003-10-03 | 2008-03-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inertial sensor and combined sensor therewith |
JP2007215021A (ja) * | 2006-02-10 | 2007-08-23 | Fujitsu Ltd | 位相調整回路および位相調整方法 |
US7420404B2 (en) | 2006-02-10 | 2008-09-02 | Fujitsu Limited | Phase adjuster circuit and phase adjusting method |
JP2009302632A (ja) * | 2008-06-10 | 2009-12-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | センサノードチップ、センサノードシステム、および受信装置 |
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---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Effective date: 20041210 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050301 |
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A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050628 |