JPH1031032A - 可変静電容量式加速度センサの信号処理器 - Google Patents
可変静電容量式加速度センサの信号処理器Info
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- JPH1031032A JPH1031032A JP18641196A JP18641196A JPH1031032A JP H1031032 A JPH1031032 A JP H1031032A JP 18641196 A JP18641196 A JP 18641196A JP 18641196 A JP18641196 A JP 18641196A JP H1031032 A JPH1031032 A JP H1031032A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 温度変動、発振周波数の変動の影響を受け難
くする。 【解決手段】 発振器１６からの方形波ａは移相器３１
で９０度遅らされると共に三角波ｂとされてセンサの可
動電極１２へ供給される。固定電極１３，１４より各容
量Ｃ１，Ｃ２に対応した電流は電流電圧変換器３５で電
圧にそれぞれ変換されると共にこれらの差電圧ｃとして
出力され、その差電圧ｃは発振出力ａで同期検波され
（３６）、検波出力は低域フィルタ３７で平滑化され
る。
くする。 【解決手段】 発振器１６からの方形波ａは移相器３１
で９０度遅らされると共に三角波ｂとされてセンサの可
動電極１２へ供給される。固定電極１３，１４より各容
量Ｃ１，Ｃ２に対応した電流は電流電圧変換器３５で電
圧にそれぞれ変換されると共にこれらの差電圧ｃとして
出力され、その差電圧ｃは発振出力ａで同期検波され
（３６）、検波出力は低域フィルタ３７で平滑化され
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は加速度が印加され
ると第１，第２静電容量が互いに逆に変化する加速度セ
ンサより印加加速度と対応する信号を得る信号処理器に
関する。
ると第１，第２静電容量が互いに逆に変化する加速度セ
ンサより印加加速度と対応する信号を得る信号処理器に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の信号処理器においては、
静電容量を流れる電流を倍電圧整流回路により静電容量
に応じた出力電圧を得たり、あるいは静電容量に応じた
周波数の発振が生じるようにしていた。前者において倍
電圧整流回路のダイオードの電圧−電流特性が温度依存
性があり、出力電圧が温度の影響を受けるという問題が
あった。一方、後者においては発振回路を構成するトラ
ンジスタの遅延時間が温度依存性があり、発振周波数が
温度の影響を受けるという問題があった。
静電容量を流れる電流を倍電圧整流回路により静電容量
に応じた出力電圧を得たり、あるいは静電容量に応じた
周波数の発振が生じるようにしていた。前者において倍
電圧整流回路のダイオードの電圧−電流特性が温度依存
性があり、出力電圧が温度の影響を受けるという問題が
あった。一方、後者においては発振回路を構成するトラ
ンジスタの遅延時間が温度依存性があり、発振周波数が
温度の影響を受けるという問題があった。
【０００３】このような点から特開平５−３４６３５７
号公報で図６に示すものが提案されている。つまり、加
速度センサ１１は可動電極１２の両側にそれぞれ対向し
た固定電極１３，１４が配され、加速度がこれら電極の
配列方向に印加されると、可動電極１２がその大きさ及
び方向に応じて一方の固定電極側に近ずき、他方の固定
電極から離れるように変位し、可動電極１２と固定電極
１３及び１４との各間の静電容量Ｃ１，Ｃ２の一方が大
となり他方が小さくなる。可動電極１２が接地され発振
器１６の方形波発振出力がインバータ１７，１８に印加
され、インバータ１７，１８の各出力はそれぞれ抵抗器
２１，２２を通じて固定電極１３，１４に印加される。
これら固定電極１３，１４は排他的論理和回路２３の二
つの入力端子２４，２５に接続される。
号公報で図６に示すものが提案されている。つまり、加
速度センサ１１は可動電極１２の両側にそれぞれ対向し
た固定電極１３，１４が配され、加速度がこれら電極の
配列方向に印加されると、可動電極１２がその大きさ及
び方向に応じて一方の固定電極側に近ずき、他方の固定
電極から離れるように変位し、可動電極１２と固定電極
１３及び１４との各間の静電容量Ｃ１，Ｃ２の一方が大
となり他方が小さくなる。可動電極１２が接地され発振
器１６の方形波発振出力がインバータ１７，１８に印加
され、インバータ１７，１８の各出力はそれぞれ抵抗器
２１，２２を通じて固定電極１３，１４に印加される。
これら固定電極１３，１４は排他的論理和回路２３の二
つの入力端子２４，２５に接続される。
【０００４】抵抗器２１，２２の抵抗値はＲ１，Ｒ２と
異ならされている。加速度が印加されない状態ではＣ
１，Ｃ２は等しい値をとるようにされている。排他的論
理和回路２３の二つの入力端子２５，２６における方形
波信号の立上りはそれぞれ時定数Ｒ１Ｃ１，Ｒ２Ｃ２に
応じている。従って入力加速度がゼロではＣ１＝Ｃ２で
あり、入力端子２５，２６の両入力信号の波形及びタイ
ミングがＲ１，Ｒ２に応じてずれ、排他的論理和回路２
３の出力端子２７の出力方形波の長さはＬとなる。加速
度が印加され、一方の静電容量Ｃ１が小となり、他方の
静電容量Ｃ２が大となると、入力端子２５の方形波信号
の立上りは早くなり、入力端子２６の方形波信号の立上
りは遅れ、出力端子２７の方形波の長さはＬよりΔＬだ
け、例えば長くなり、加速度の方向が逆の場合は出力方
形波の長さはΔＬだけ短かくなる。
異ならされている。加速度が印加されない状態ではＣ
１，Ｃ２は等しい値をとるようにされている。排他的論
理和回路２３の二つの入力端子２５，２６における方形
波信号の立上りはそれぞれ時定数Ｒ１Ｃ１，Ｒ２Ｃ２に
応じている。従って入力加速度がゼロではＣ１＝Ｃ２で
あり、入力端子２５，２６の両入力信号の波形及びタイ
ミングがＲ１，Ｒ２に応じてずれ、排他的論理和回路２
３の出力端子２７の出力方形波の長さはＬとなる。加速
度が印加され、一方の静電容量Ｃ１が小となり、他方の
静電容量Ｃ２が大となると、入力端子２５の方形波信号
の立上りは早くなり、入力端子２６の方形波信号の立上
りは遅れ、出力端子２７の方形波の長さはＬよりΔＬだ
け、例えば長くなり、加速度の方向が逆の場合は出力方
形波の長さはΔＬだけ短かくなる。
【０００５】このようにして加速度と対応した信号を得
ることができる。しかも、温度変動によりインバータ１
７，１８の遅延時間が変化しても、両インバータ１７，
１８が同一の変化を受けるため、相殺され、出力は影響
しない。
ることができる。しかも、温度変動によりインバータ１
７，１８の遅延時間が変化しても、両インバータ１７，
１８が同一の変化を受けるため、相殺され、出力は影響
しない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図６に示した従来の信
号処理器はＲＣの時定数を利用しているため、発振器１
６の出力電圧や発振周波数が変動すると、信号出力も変
動する。また加速度ゼロで出力を得るため、抵抗値Ｒ
１，Ｒ２を異ならせる代りに、静電容量Ｃ１，Ｃ２の一
方と並列に固定コンデンサを接続すると、この固定コン
デンサの温度／経年変化の影響を受けるという問題があ
った。
号処理器はＲＣの時定数を利用しているため、発振器１
６の出力電圧や発振周波数が変動すると、信号出力も変
動する。また加速度ゼロで出力を得るため、抵抗値Ｒ
１，Ｒ２を異ならせる代りに、静電容量Ｃ１，Ｃ２の一
方と並列に固定コンデンサを接続すると、この固定コン
デンサの温度／経年変化の影響を受けるという問題があ
った。
【０００７】
【課題を解決するための手段】第１発明によれば、発振
器の出力が移相器により９０度移相されて加速度センサ
の可動電極に印加され、加速度センサの静電容量Ｃ１，
Ｃ２を流れる電流はそれぞれ電流電圧変換器で電圧に変
換されると共に、その電圧の差と対応した出力電圧が得
られ、その出力電圧が発振器の出力で同期検波される。
器の出力が移相器により９０度移相されて加速度センサ
の可動電極に印加され、加速度センサの静電容量Ｃ１，
Ｃ２を流れる電流はそれぞれ電流電圧変換器で電圧に変
換されると共に、その電圧の差と対応した出力電圧が得
られ、その出力電圧が発振器の出力で同期検波される。
【０００８】第２発明によれば、発振器の出力が加速度
センサの第１，第２静電容量に供給され、これら第１，
第２静電容量を流れる第１，第２電流がそれぞれ第１，
第２理想化ダイオードで整流され、これら整流出力が低
域通過フィルタで平滑化されると共にその平滑化された
ものの差が出力される。
センサの第１，第２静電容量に供給され、これら第１，
第２静電容量を流れる第１，第２電流がそれぞれ第１，
第２理想化ダイオードで整流され、これら整流出力が低
域通過フィルタで平滑化されると共にその平滑化された
ものの差が出力される。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１Ａにこの第１発明の実施例を
示し、図６と対応する部分に同一符号を付けてある。発
振器１６の上り発振出力は移相器３１で９０度位相が進
められて加速度センサ１１の可動電極１２へ供給され
る。センサ１１の固定電極１３，１４は演算増幅器３２
の反転入力端、非反転入力端にそれぞれ接続される。演
算増幅器３２の非反転入力端は抵抗器３３を通じて接地
され、反転入力端及び出力端間に抵抗器３４が接続され
る。抵抗器３３，３４の各抵抗値は互いに等しいＲとさ
れている。演算増幅器３２及び抵抗器３３，３４により
入力電流を電圧に変換すると共にその変換された両電圧
の差を出力する電流電圧変換器３５を構成している。電
流電圧変換器３５の出力は同期検波回路３６で発振器１
６の出力により同期検波され、その検波出力は低域通過
フィルタ３７を通じて出力端子２７へ供給される。
示し、図６と対応する部分に同一符号を付けてある。発
振器１６の上り発振出力は移相器３１で９０度位相が進
められて加速度センサ１１の可動電極１２へ供給され
る。センサ１１の固定電極１３，１４は演算増幅器３２
の反転入力端、非反転入力端にそれぞれ接続される。演
算増幅器３２の非反転入力端は抵抗器３３を通じて接地
され、反転入力端及び出力端間に抵抗器３４が接続され
る。抵抗器３３，３４の各抵抗値は互いに等しいＲとさ
れている。演算増幅器３２及び抵抗器３３，３４により
入力電流を電圧に変換すると共にその変換された両電圧
の差を出力する電流電圧変換器３５を構成している。電
流電圧変換器３５の出力は同期検波回路３６で発振器１
６の出力により同期検波され、その検波出力は低域通過
フィルタ３７を通じて出力端子２７へ供給される。
【００１０】移相器３１は例えば図に示すように、直列
抵抗器３８とその出力側に接続されたシャントコンデン
サ３９よりなり、ＣＲの低域フィルタとして構成され、
その低域フィルタの遮断周波数は発振器１６の発振周波
数より低くされて移相器とされている。発振器１６から
例えば図１Ｂａに示すようなデュティが５０％の方形波
が出力され、移相器３１の出力は図１Ｂｂに示すように
各方形波の立上りから徐々に立上り、方形波の立下りか
ら徐々に立下り、三角波となり、この三角波をその振幅
が１／２で方形波に変換すると、発振出力に対して、９
０度位相が遅れたものになる。この移相器３１の出力が
静電容量Ｃ１，Ｃ２に印加され、これらに応じた電流が
流れ、これら電流が電流電圧変換器３５で電圧に変換さ
れると共に、その両電圧の差が出力され、この差電圧は
例えば図１Ｂｃに示すように、発振器１６の方形波出力
と同一周期であり、かつその振幅Ａ１が静電容量Ｃ１，
Ｃ２の差に比例し、極性がＣ１，Ｃ２の何れが大きいか
により変化する。この差電圧出力は同期検波された後低
域通過フィルタ３７に通されるため、出力端子２７に
は、静電容量差Ｃ１−Ｃ２の絶対値に比例した大きさ、
極性にと応じた正負の直流が得られる。
抵抗器３８とその出力側に接続されたシャントコンデン
サ３９よりなり、ＣＲの低域フィルタとして構成され、
その低域フィルタの遮断周波数は発振器１６の発振周波
数より低くされて移相器とされている。発振器１６から
例えば図１Ｂａに示すようなデュティが５０％の方形波
が出力され、移相器３１の出力は図１Ｂｂに示すように
各方形波の立上りから徐々に立上り、方形波の立下りか
ら徐々に立下り、三角波となり、この三角波をその振幅
が１／２で方形波に変換すると、発振出力に対して、９
０度位相が遅れたものになる。この移相器３１の出力が
静電容量Ｃ１，Ｃ２に印加され、これらに応じた電流が
流れ、これら電流が電流電圧変換器３５で電圧に変換さ
れると共に、その両電圧の差が出力され、この差電圧は
例えば図１Ｂｃに示すように、発振器１６の方形波出力
と同一周期であり、かつその振幅Ａ１が静電容量Ｃ１，
Ｃ２の差に比例し、極性がＣ１，Ｃ２の何れが大きいか
により変化する。この差電圧出力は同期検波された後低
域通過フィルタ３７に通されるため、出力端子２７に
は、静電容量差Ｃ１−Ｃ２の絶対値に比例した大きさ、
極性にと応じた正負の直流が得られる。
【００１１】以上の動作を更に詳細に説明する。移相器
３１の出力、つまりセンサ１１の入力をＶi （ｔ）、電
流電圧変換器３５の出力をＶo （ｔ）とし、抵抗器３
３，３４の各抵抗値をＲとすると、次式が成立つ。 Ｖo (t) ＝〔｛ｊωＲ（Ｃ１−Ｃ２）｝／（１＋ｊωＣ
２Ｒ）〕Ｖi (t) 従って伝達関数Ｇ（ｔ）は次のようになる。 Ｇ(t) ＝Ｖo (t) ／Ｖi (t) ＝｛ｊωＲ（Ｃ２−Ｃ
１）｝／（１＋ｊωＣ２Ｒ） 振幅：ωＲ（Ｃ２−Ｃ１）／√（１＋ω2 Ｃ２2 Ｒ2 ） 位相：ｔａｎ-1（∞）−ｔａｎ-1（ωＣ２Ｒ） ＝９０°−ｔａｎ-1（ωＣ２Ｒ） １>>ωＣ２Ｒの条件になるよう各定数を選定すると、 Ｇ(t) ≒ｊωＲ（Ｃ２−Ｃ１） となり、振幅：ωＲ（Ｃ２−Ｃ１） 位相：９０° となる。位相が９０°進むため、移相器３１で予め９０
°遅らしてあり、同期検波が正しく行われ、出力端子２
７の出力としてＣ２−Ｃ１に比例した出力が得られる。
例えば図２Ａに示すように、Ｃ１が７．５ｐＦでＣ２が
１２．５ｐＦの場合、Ｃ１が５ｐＦ、Ｃ２が１５ｐＦ
の場合、Ｃ１が０ｐＦ、Ｃ２が２０ｐＦの場合の伝
達関数Ｇ（ｊω）の各振幅、位相特性は図２Ｂに示すよ
うになる。図２Ｂより、１０ｋＨｚ付近ではＣ２−Ｃ１
の大小による位相器が小さく、Ｃ２−Ｃ１の大小に拘わ
らずほぼ９０°進み、かつＣ２−Ｃ１の差が大きくなる
につれて振幅（利得）が大きくなっている。従って発振
器１６の発振周波数を１０ｋＨｚ付近にするのが適切で
あるが、最終的には加速度計の性能との兼合いで決定さ
れる。
３１の出力、つまりセンサ１１の入力をＶi （ｔ）、電
流電圧変換器３５の出力をＶo （ｔ）とし、抵抗器３
３，３４の各抵抗値をＲとすると、次式が成立つ。 Ｖo (t) ＝〔｛ｊωＲ（Ｃ１−Ｃ２）｝／（１＋ｊωＣ
２Ｒ）〕Ｖi (t) 従って伝達関数Ｇ（ｔ）は次のようになる。 Ｇ(t) ＝Ｖo (t) ／Ｖi (t) ＝｛ｊωＲ（Ｃ２−Ｃ
１）｝／（１＋ｊωＣ２Ｒ） 振幅：ωＲ（Ｃ２−Ｃ１）／√（１＋ω2 Ｃ２2 Ｒ2 ） 位相：ｔａｎ-1（∞）−ｔａｎ-1（ωＣ２Ｒ） ＝９０°−ｔａｎ-1（ωＣ２Ｒ） １>>ωＣ２Ｒの条件になるよう各定数を選定すると、 Ｇ(t) ≒ｊωＲ（Ｃ２−Ｃ１） となり、振幅：ωＲ（Ｃ２−Ｃ１） 位相：９０° となる。位相が９０°進むため、移相器３１で予め９０
°遅らしてあり、同期検波が正しく行われ、出力端子２
７の出力としてＣ２−Ｃ１に比例した出力が得られる。
例えば図２Ａに示すように、Ｃ１が７．５ｐＦでＣ２が
１２．５ｐＦの場合、Ｃ１が５ｐＦ、Ｃ２が１５ｐＦ
の場合、Ｃ１が０ｐＦ、Ｃ２が２０ｐＦの場合の伝
達関数Ｇ（ｊω）の各振幅、位相特性は図２Ｂに示すよ
うになる。図２Ｂより、１０ｋＨｚ付近ではＣ２−Ｃ１
の大小による位相器が小さく、Ｃ２−Ｃ１の大小に拘わ
らずほぼ９０°進み、かつＣ２−Ｃ１の差が大きくなる
につれて振幅（利得）が大きくなっている。従って発振
器１６の発振周波数を１０ｋＨｚ付近にするのが適切で
あるが、最終的には加速度計の性能との兼合いで決定さ
れる。
【００１２】また発振周波数が例えば高くなると、移相
器３１の出力Ｖi （ｔ）の振幅が小さくなるが、伝達関
数Ｇ（ｊω）の利得が大となり、これらが互いに打消し
合うようにすることにより、発振器１６の周波数変動の
影響を受難いものとすることができる。また演算増幅器
３２は不感帯がなく、従来においてダイオードのＶ−Ｉ
特性の不感帯が温度変動の影響を受けるために生じる問
題は存在しない。
器３１の出力Ｖi （ｔ）の振幅が小さくなるが、伝達関
数Ｇ（ｊω）の利得が大となり、これらが互いに打消し
合うようにすることにより、発振器１６の周波数変動の
影響を受難いものとすることができる。また演算増幅器
３２は不感帯がなく、従来においてダイオードのＶ−Ｉ
特性の不感帯が温度変動の影響を受けるために生じる問
題は存在しない。
【００１３】移相器３１により方形波を三角波に変換し
ているが、その移相器３１の時定数が方形波の周期から
ずれが生じても、同期検波により基本波のみが取出され
るため、問題は生じない。次に第１発明の他の実施例を
図３に図１Ａと対応する部分に同一符号を付けて示す。
電流電圧変換器３５の出力は比較器４１の非反転入力端
へ供給され、また移相器３１の出力が分岐されて直流遮
断コンデンサ４２を通じて比較器４１の反転入力端へ供
給される。この反転入力端は基準をとるため高抵抗の抵
抗器４３を通じて接地される。比較器４１の出力は発振
器１６より互いに逆極性の方形波が与えられるアンド回
路３６ａ，３６ｂよりなる同期検波回路３６へ供給さ
れ、同期検波回路３６の二つの出力は低域通過フィルタ
３７で直流化されると共に互いに引算されて出力され
る。
ているが、その移相器３１の時定数が方形波の周期から
ずれが生じても、同期検波により基本波のみが取出され
るため、問題は生じない。次に第１発明の他の実施例を
図３に図１Ａと対応する部分に同一符号を付けて示す。
電流電圧変換器３５の出力は比較器４１の非反転入力端
へ供給され、また移相器３１の出力が分岐されて直流遮
断コンデンサ４２を通じて比較器４１の反転入力端へ供
給される。この反転入力端は基準をとるため高抵抗の抵
抗器４３を通じて接地される。比較器４１の出力は発振
器１６より互いに逆極性の方形波が与えられるアンド回
路３６ａ，３６ｂよりなる同期検波回路３６へ供給さ
れ、同期検波回路３６の二つの出力は低域通過フィルタ
３７で直流化されると共に互いに引算されて出力され
る。
【００１４】この構成において比較器４１の反転入力端
に図４Ａに示す三角波４４が入力され、電流電圧変換器
３５から例えば図４Ａの方形波４５が比較器４１の非反
転入力端に入力される。この時、比較器４１の出力は図
４Ｂに示すようになる。この出力はアンド回路３６ａ，
３６ｂへ供給され、図４Ｃ，Ｄに示す方形波との論理積
がとられ、それぞれ図４Ｅ，Ｆに示す出力が得られる。
これら各出力の平均が互いに引算され、この例では負の
直流が出力端子２７に生じる。
に図４Ａに示す三角波４４が入力され、電流電圧変換器
３５から例えば図４Ａの方形波４５が比較器４１の非反
転入力端に入力される。この時、比較器４１の出力は図
４Ｂに示すようになる。この出力はアンド回路３６ａ，
３６ｂへ供給され、図４Ｃ，Ｄに示す方形波との論理積
がとられ、それぞれ図４Ｅ，Ｆに示す出力が得られる。
これら各出力の平均が互いに引算され、この例では負の
直流が出力端子２７に生じる。
【００１５】電流電圧変換器３５の出力が図４Ｇに示す
方形波４５の場合、つまり加速度の方向が図４Ａの場合
と逆でかつ小さい場合、比較器４１の出力は図４Ｈに示
すようになり、アンド回路３６ａ，３６ｂの各出力はそ
れぞれ図４Ｉ，Ｊに示すようになり、その平均が引算さ
れ、出力端子２７には正の直流が生じ、この直流レベル
の絶対値は先の場合より小さくなる。
方形波４５の場合、つまり加速度の方向が図４Ａの場合
と逆でかつ小さい場合、比較器４１の出力は図４Ｈに示
すようになり、アンド回路３６ａ，３６ｂの各出力はそ
れぞれ図４Ｉ，Ｊに示すようになり、その平均が引算さ
れ、出力端子２７には正の直流が生じ、この直流レベル
の絶対値は先の場合より小さくなる。
【００１６】このようにして加速度の大きさ、方向に応
じた信号が出力端子２７に得られる。電流電圧変換器３
５としては、図５Ａに示すように静電容量Ｃ１の電流ｉ
１を電流電圧変換回路３５ａで電圧に変換し、静電容量
Ｃ２の電流ｉ２を電流電圧変換回路３５ｂで電圧に変換
し、これら電流電圧変換回路３５ａ，３５ｂの出力電圧
の差電圧を差動増幅回路３５ｃで得るようにしてもよ
い。
じた信号が出力端子２７に得られる。電流電圧変換器３
５としては、図５Ａに示すように静電容量Ｃ１の電流ｉ
１を電流電圧変換回路３５ａで電圧に変換し、静電容量
Ｃ２の電流ｉ２を電流電圧変換回路３５ｂで電圧に変換
し、これら電流電圧変換回路３５ａ，３５ｂの出力電圧
の差電圧を差動増幅回路３５ｃで得るようにしてもよ
い。
【００１７】図５Ｂに第２発明の実施例を示す。この実
施例においては発振器１６から例えば正弦波の発振出力
が加速度センサ１１の可動電極１２に印加され、その固
定電極１３，１４よりの静電容量Ｃ１，Ｃ２に応じた電
流ｉ１，ｉ２はそれぞれ理想化ダイオード５１，５２に
供給され、理想化ダイオード５１，５２の各整流出力が
低域通過フィルタ３７でそれぞれ平滑化されると共に、
平滑化出力が互いに引算される。
施例においては発振器１６から例えば正弦波の発振出力
が加速度センサ１１の可動電極１２に印加され、その固
定電極１３，１４よりの静電容量Ｃ１，Ｃ２に応じた電
流ｉ１，ｉ２はそれぞれ理想化ダイオード５１，５２に
供給され、理想化ダイオード５１，５２の各整流出力が
低域通過フィルタ３７でそれぞれ平滑化されると共に、
平滑化出力が互いに引算される。
【００１８】理想化ダイオード５１は例えば演算増幅器
５３の非反転入力端が接地され、反転入力端は固定電極
１３に接続されると共に、抵抗器５４−ダイオード５５
を通じて演算増幅器５３の出力端に接続され、その出力
端にダイオード５６のアノードが接続され、ダイオード
５６のカソードは抵抗器５７を通じて演算増幅器５３の
反転入力端に接続される。ダイオード５５はそのカソー
ドがダイオード５６のアノードに接続される。入力電流
ｉ１が正の時は演算増幅器５３の出力側が負となり、ダ
イオード５５を通じて電流が吸込まれ、反転入力端は接
地電位に保持され、理想化ダイオード５１の出力、つま
りダイオード５６のカソード側は接地電位に保持され
る。入力電流ｉ１が負の時は、これと対応して演算増幅
器５３の出力端の電位が正となり、反転入力端が接地電
位になるように動作し、つまり入力の負の成分のみがこ
れと対応した正の出力電圧として出力される。演算増幅
器５３の利得が著しく大きいため、理想化ダイオード５
１のＶ−Ｉ特性のしきい値は温度変動に拘らず、常にゼ
ロに保持される。理想化ダイオード５２も同様に構成さ
れる。従って、出力端子２７には加速度センサ１１の印
加加速度の大きさ、及び方向に応じた大きさ及び極性の
出力が得られる。上述において移相器３１を省略して同
期検波回路３６へ供給する信号の位相を調整してもよ
い。
５３の非反転入力端が接地され、反転入力端は固定電極
１３に接続されると共に、抵抗器５４−ダイオード５５
を通じて演算増幅器５３の出力端に接続され、その出力
端にダイオード５６のアノードが接続され、ダイオード
５６のカソードは抵抗器５７を通じて演算増幅器５３の
反転入力端に接続される。ダイオード５５はそのカソー
ドがダイオード５６のアノードに接続される。入力電流
ｉ１が正の時は演算増幅器５３の出力側が負となり、ダ
イオード５５を通じて電流が吸込まれ、反転入力端は接
地電位に保持され、理想化ダイオード５１の出力、つま
りダイオード５６のカソード側は接地電位に保持され
る。入力電流ｉ１が負の時は、これと対応して演算増幅
器５３の出力端の電位が正となり、反転入力端が接地電
位になるように動作し、つまり入力の負の成分のみがこ
れと対応した正の出力電圧として出力される。演算増幅
器５３の利得が著しく大きいため、理想化ダイオード５
１のＶ−Ｉ特性のしきい値は温度変動に拘らず、常にゼ
ロに保持される。理想化ダイオード５２も同様に構成さ
れる。従って、出力端子２７には加速度センサ１１の印
加加速度の大きさ、及び方向に応じた大きさ及び極性の
出力が得られる。上述において移相器３１を省略して同
期検波回路３６へ供給する信号の位相を調整してもよ
い。
【００１９】
【発明の効果】以上述べたように第１，第２発明によれ
ば、発振器１６の発振周波数が変動しても、検出加速度
と正しく対応した出力信号を得ることができる。また温
度変動の影響も受けず、常に正しい信号が得られる。
ば、発振器１６の発振周波数が変動しても、検出加速度
と正しく対応した出力信号を得ることができる。また温
度変動の影響も受けず、常に正しい信号が得られる。
【図１】Ａは第１発明の実施例を示す図、Ｂはその動作
の説明に供する各部の波形図である。
の説明に供する各部の波形図である。
【図２】Ａはセンサの二つの静電容量Ｃ１，Ｃ２の各種
値と、時定数Ｔ１，Ｔ２をそれぞれ示す図、Ｂはこれら
の値と対応したセンサ１１および電流電圧変換器の伝達
特性を示す図である。
値と、時定数Ｔ１，Ｔ２をそれぞれ示す図、Ｂはこれら
の値と対応したセンサ１１および電流電圧変換器の伝達
特性を示す図である。
【図３】第１発明の他の実施例を示す図。
【図４】図３の実施例の動作を説明するための各部の波
形例を示す図。
形例を示す図。
【図５】Ａは第１発明の更に他の実施例を示すブロック
図、Ｂは第２発明の実施例を示す図である。
図、Ｂは第２発明の実施例を示す図である。
【図６】従来の加速度センサの信号処理器を示す図。
Claims (4)
- 【請求項１】 加速度が印加されると第１，第２静電容
量が互いに逆に変化する加速度センサより上記印加加速
度と対応する信号を得るための信号処理器において、 発振器と、 その発振器より発振出力を９０度移相して上記センサの
可動電極に印加する移相器と、 上記第１，第２静電容量を流れる電流をそれぞれ電圧に
変換すると共にその電圧差と対応した電圧を出力する電
流電圧変換器と、 その電流電圧変換器の出力電圧を、上記発振器の発振出
力で同期検波する同期検波回路と、を具備することを特
徴とする可変静電容量式加速度センサの信号処理器。 - 【請求項２】 上記電流電圧変換器の出力電圧と、上記
移相器の出力電圧とを比較する比較器とを備え、 上記同期検波回路は上記比較器の出力と上記発振器の出
力及びその反転出力との論理積をとる回路であり、その
同期検波回路の両出力は低域通過フィルタで平滑化され
ると共にその平滑化されたものの差が出されることを特
徴とする請求項１記載の可変静電容量式加速度センサの
信号処理器。 - 【請求項３】 上記電流電圧変換器は、上記第１，第２
静電容量を流れる第１，第２電流をそれぞれ第１，第２
電圧に変換する第１，第２電流電圧変換回路と、上記第
１，第２電圧の差と対応した電圧を出力する差動増幅回
路とよりなることを特徴とする請求項１又は２記載の可
変静電容量式加速度センサの信号処理器。 - 【請求項４】 加速度が印加されると第１，第２静電容
量が互いに逆に変化する加速度センサより上記印加加速
度と対応する信号を得るための信号処理器において、 発振器の発振出力を上記加速度センサの可動電極へ供給
する発振器と、 上記加速度センサの第１，第２固定電極にそれぞれ接続
された第１，第２理想化ダイオードと、 これら理想化ダイオードの出力をそれぞれ平滑化すると
共にその平滑化されたものの差を出力する低域通過フィ
ルタとを具備することを特徴とする可変静電容量式加速
度センサの信号処理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18641196A JPH1031032A (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 可変静電容量式加速度センサの信号処理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18641196A JPH1031032A (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 可変静電容量式加速度センサの信号処理器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1031032A true JPH1031032A (ja) | 1998-02-03 |
Family
ID=16187955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18641196A Pending JPH1031032A (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 可変静電容量式加速度センサの信号処理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1031032A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1521086A1 (en) * | 2003-10-03 | 2005-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inertial sensor and combined sensor therewith |
| JP2007215021A (ja) * | 2006-02-10 | 2007-08-23 | Fujitsu Ltd | 位相調整回路および位相調整方法 |
| JP2009302632A (ja) * | 2008-06-10 | 2009-12-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | センサノードチップ、センサノードシステム、および受信装置 |
| CN103543293A (zh) * | 2012-07-11 | 2014-01-29 | 罗伯特·博世有限公司 | 校正装置、传感器和方法 |
-
1996
- 1996-07-16 JP JP18641196A patent/JPH1031032A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1521086A1 (en) * | 2003-10-03 | 2005-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inertial sensor and combined sensor therewith |
| US7337669B2 (en) | 2003-10-03 | 2008-03-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inertial sensor and combined sensor therewith |
| JP2007215021A (ja) * | 2006-02-10 | 2007-08-23 | Fujitsu Ltd | 位相調整回路および位相調整方法 |
| US7420404B2 (en) | 2006-02-10 | 2008-09-02 | Fujitsu Limited | Phase adjuster circuit and phase adjusting method |
| JP2009302632A (ja) * | 2008-06-10 | 2009-12-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | センサノードチップ、センサノードシステム、および受信装置 |
| CN103543293A (zh) * | 2012-07-11 | 2014-01-29 | 罗伯特·博世有限公司 | 校正装置、传感器和方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Effective date: 20041210 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050301 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050628 |