JPH10303853A - スペクトル拡散多重化通信機 - Google Patents
スペクトル拡散多重化通信機Info
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- JPH10303853A JPH10303853A JP11149797A JP11149797A JPH10303853A JP H10303853 A JPH10303853 A JP H10303853A JP 11149797 A JP11149797 A JP 11149797A JP 11149797 A JP11149797 A JP 11149797A JP H10303853 A JPH10303853 A JP H10303853A
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- spread spectrum
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Abstract
(57)【要約】
【課題】多重化が可能で、タイムサイドローブが低減で
き、かつＳ／Ｎを劣化させないスペクトル拡散多重化通
信機を提供する。 【解決手段】スペクトル拡散のためにチャープ信号を用
いたスペクトル拡散通信機であって、２値差動位相デー
タに基づく多重化された入力ＲＦパルスが供給されて時
間間隔が２値差動位相データ１ビットに対応する基準間
隔から差動位相量を決めるための基準周波数をもとにπ
ラジアンの位相ステップで変化する多重化された２値差
動位相変調チャープ信号を送出するＳＡＷ−ＤＤＬ４を
変調器とし、２値差動位相変調チャープ信号を入力とす
る入力電極と入力電極に対応しかつ入力電極によって変
換される弾性表面波の伝播路中に縦続接続された２つの
出力電極対とを２系統備え、各系統を形成する２つの出
力電極の中心位置が基準周波数の弾性表面波の伝播波長
をλ0 としたときλ0 ／２ずつ位置をずらして設けたデ
ータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３を復調器とし、
交信のためのチャープ信号を単位時間当たりの周波数変
化量が時間と共に変化するチャープ信号とする。
き、かつＳ／Ｎを劣化させないスペクトル拡散多重化通
信機を提供する。 【解決手段】スペクトル拡散のためにチャープ信号を用
いたスペクトル拡散通信機であって、２値差動位相デー
タに基づく多重化された入力ＲＦパルスが供給されて時
間間隔が２値差動位相データ１ビットに対応する基準間
隔から差動位相量を決めるための基準周波数をもとにπ
ラジアンの位相ステップで変化する多重化された２値差
動位相変調チャープ信号を送出するＳＡＷ−ＤＤＬ４を
変調器とし、２値差動位相変調チャープ信号を入力とす
る入力電極と入力電極に対応しかつ入力電極によって変
換される弾性表面波の伝播路中に縦続接続された２つの
出力電極対とを２系統備え、各系統を形成する２つの出
力電極の中心位置が基準周波数の弾性表面波の伝播波長
をλ0 としたときλ0 ／２ずつ位置をずらして設けたデ
ータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３を復調器とし、
交信のためのチャープ信号を単位時間当たりの周波数変
化量が時間と共に変化するチャープ信号とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスペクトル拡散のた
めにチャープ信号を用いたスペクトル拡散多重化通信機
に関し、さらに詳細には交信のためのチャープ信号の周
波数の時間当たりの変化率を変化させたスペクトル拡散
多重化通信機に関する。
めにチャープ信号を用いたスペクトル拡散多重化通信機
に関し、さらに詳細には交信のためのチャープ信号の周
波数の時間当たりの変化率を変化させたスペクトル拡散
多重化通信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】情報を伝送するために必要最低限の周波
数帯域幅より遥かに広い帯域に変調する通信であるスペ
クトル拡散通信、言い換えれば情報変調される被変調信
号の周波数帯域幅が情報の持つ帯域と比べて遥かに広い
通信であるスペクトル拡散通信にチャープ信号を用いる
ことが提案されている。
数帯域幅より遥かに広い帯域に変調する通信であるスペ
クトル拡散通信、言い換えれば情報変調される被変調信
号の周波数帯域幅が情報の持つ帯域と比べて遥かに広い
通信であるスペクトル拡散通信にチャープ信号を用いる
ことが提案されている。
【０００３】スペクトル拡散通信は同一周波数帯域にお
いて複数の利用者が同時に通信可能であり、周波数分割
もしくは時分割されたスロットと通話チャンネルが１対
１に対応する周波数分割多重もしくは時分割多重とは異
なり、通信チャンネルの限界付近において、徐々にその
Ｓ／Ｎを下げるが、急激な飽和をきたさない利点を持っ
ている。また、基本的に同一周波数に重畳された信号を
拡散符号を基に分離できることから情報速度の異なるシ
ステムを同一周波数帯域にて、それぞれ独立に運用で
き、通信システムに対して柔軟な対応が可能であるとい
う利点も持っている。
いて複数の利用者が同時に通信可能であり、周波数分割
もしくは時分割されたスロットと通話チャンネルが１対
１に対応する周波数分割多重もしくは時分割多重とは異
なり、通信チャンネルの限界付近において、徐々にその
Ｓ／Ｎを下げるが、急激な飽和をきたさない利点を持っ
ている。また、基本的に同一周波数に重畳された信号を
拡散符号を基に分離できることから情報速度の異なるシ
ステムを同一周波数帯域にて、それぞれ独立に運用で
き、通信システムに対して柔軟な対応が可能であるとい
う利点も持っている。
【０００４】そこで、このチャンネル容量およびシステ
ム変化への柔軟性に注目し、移動通信のためのセルラー
・システムにこのスペクトル拡散技術を用いて、既に実
用化されている。ここで、同一周波数帯域幅におけるス
ペクトル拡散通信を利用した符号分割多重方式におい
て、チャンネル容量を最大限確保するため、アダマール
系列等の直交化系列を用いた符号分割多重が行われてい
る。また、受信時のチャンネル重ね合わせが均等に行わ
れる際、送受距離および通信路の環境に依存した受信信
号レベルの均一化のため、送信側にフィードバックして
パワー・コントロールを施す等の対策をしている。
ム変化への柔軟性に注目し、移動通信のためのセルラー
・システムにこのスペクトル拡散技術を用いて、既に実
用化されている。ここで、同一周波数帯域幅におけるス
ペクトル拡散通信を利用した符号分割多重方式におい
て、チャンネル容量を最大限確保するため、アダマール
系列等の直交化系列を用いた符号分割多重が行われてい
る。また、受信時のチャンネル重ね合わせが均等に行わ
れる際、送受距離および通信路の環境に依存した受信信
号レベルの均一化のため、送信側にフィードバックして
パワー・コントロールを施す等の対策をしている。
【０００５】このようなシステムは、基地局を設置する
場合、その通信路の環境を充分調べ、その状況に応じて
基地局を設置し、またシステム運用時においても基地局
のエリアに属する複数の移動端末に対して充分コントロ
ールが施されない限り、そのシステムの持っている最大
限の性能を発揮させることができない。
場合、その通信路の環境を充分調べ、その状況に応じて
基地局を設置し、またシステム運用時においても基地局
のエリアに属する複数の移動端末に対して充分コントロ
ールが施されない限り、そのシステムの持っている最大
限の性能を発揮させることができない。
【０００６】さらに、このようなシステムでは、無線通
信に関する充分な知識を持つ技術者抜きには、その最大
限の性能を維持させることはできない。
信に関する充分な知識を持つ技術者抜きには、その最大
限の性能を維持させることはできない。
【０００７】一方、従来のような音声による会話を基調
とした通信に加えて、現在の小型化された計算機の普及
により、国内外を問わない世界規模のグローバルな通信
が必要に応じて常時可能であることが必要となってい
る。
とした通信に加えて、現在の小型化された計算機の普及
により、国内外を問わない世界規模のグローバルな通信
が必要に応じて常時可能であることが必要となってい
る。
【０００８】しかし、遠距離の通信を容易に実現できた
と同時に、近距離における通信においては一層の高品質
な通信が求められるようになった。
と同時に、近距離における通信においては一層の高品質
な通信が求められるようになった。
【０００９】この近距離通信における要求を満足するた
め、社会的な通信設備を必要としない、小規模な、室
内、ビル内、もしくは工場内における頻繁で不規則な通
信が必要となっており、このような通信に対して社会基
盤の整備を必要とするようなシステムを利用しようとす
るのは適切ではなく、より小規模で、かつ融通性にと
み、初期投資の小さなシステムが必要とされていた。
め、社会的な通信設備を必要としない、小規模な、室
内、ビル内、もしくは工場内における頻繁で不規則な通
信が必要となっており、このような通信に対して社会基
盤の整備を必要とするようなシステムを利用しようとす
るのは適切ではなく、より小規模で、かつ融通性にと
み、初期投資の小さなシステムが必要とされていた。
【００１０】このような要請に対応して、複雑な構成要
素を必要としない局所的な通信に有効な、無線ＬＡＮ
（Local Area Netwaork ）に用いるための手段として、
同一符号を用いて、相関時刻の差により多重化する手法
が提案されている〔例えば、丸田靖、高山大輔、鎌田武
遠、山崎剛、末次琢三、益一哉、坪内和夫、「２．４Ｇ
Ｈｚ帯フロントエンドＳＡＷコリレータを用いたカード
サイズＳＳ復調器」電子情報通信学会技術研究報告（信
学技報とも記す）、ＳＳＴ95−74（1995）参照〕。
素を必要としない局所的な通信に有効な、無線ＬＡＮ
（Local Area Netwaork ）に用いるための手段として、
同一符号を用いて、相関時刻の差により多重化する手法
が提案されている〔例えば、丸田靖、高山大輔、鎌田武
遠、山崎剛、末次琢三、益一哉、坪内和夫、「２．４Ｇ
Ｈｚ帯フロントエンドＳＡＷコリレータを用いたカード
サイズＳＳ復調器」電子情報通信学会技術研究報告（信
学技報とも記す）、ＳＳＴ95−74（1995）参照〕。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】この種の多重化方法
は、送信側にて変調信号を一般的なデジタル変調に用い
る直交化変調器等により容易に実現できるメリットを持
っている。また、別の送信機からの多重化の場合、キャ
リア周波数の微妙な差により、周波数差に対応するビー
トで伝播状況が周期的に変化する問題を生じる。したが
って複数のキャリア周波数を必要とするマルチキャリア
・システム、もしくは信号合成時に相互の位置関係をラ
ンダムに変移させる等の対応が必要であり、簡易な通信
機により多重化を行うことが難しいという問題点があっ
た。
は、送信側にて変調信号を一般的なデジタル変調に用い
る直交化変調器等により容易に実現できるメリットを持
っている。また、別の送信機からの多重化の場合、キャ
リア周波数の微妙な差により、周波数差に対応するビー
トで伝播状況が周期的に変化する問題を生じる。したが
って複数のキャリア周波数を必要とするマルチキャリア
・システム、もしくは信号合成時に相互の位置関係をラ
ンダムに変移させる等の対応が必要であり、簡易な通信
機により多重化を行うことが難しいという問題点があっ
た。
【００１２】一方、周波数が時間と共に連続的に変化す
るチャープ信号は受信時にマッチドフィルタを用いるこ
とにより良好なＳ／Ｎが得られ、かつ高い距離分解能が
得られることから、チャープ・レーダとして、測距に広
く利用されている。しかし、チャープ信号をスペクトル
拡散（スペクトル拡散をＳＳとも記す）変調信号として
利用するチャープＳＳ方式は、R.C.Dixon ，「Spread S
pectrum Systems 」，John Wiley ＆ Son．，New York
（1976）において、既にスペクトル拡散の１ジャンルと
して分類されているものの、通信に利用した例はあまり
ない。
るチャープ信号は受信時にマッチドフィルタを用いるこ
とにより良好なＳ／Ｎが得られ、かつ高い距離分解能が
得られることから、チャープ・レーダとして、測距に広
く利用されている。しかし、チャープ信号をスペクトル
拡散（スペクトル拡散をＳＳとも記す）変調信号として
利用するチャープＳＳ方式は、R.C.Dixon ，「Spread S
pectrum Systems 」，John Wiley ＆ Son．，New York
（1976）において、既にスペクトル拡散の１ジャンルと
して分類されているものの、通信に利用した例はあまり
ない。
【００１３】通信に利用した１例として、J. Burnswei
g，J. Wooldridge ，「Ranging andData Transmission
using Digital Encoded FM−《Chirp 》Surface Acoust
ic Wave Filters 」IEEE Ttrans．Microwave Theory＆
Tech.，MTT −21，No.4，pp.272−279 （1973）におい
て示されたデジタルエンコーデッドチャープキャリア装
置がある。このデジタルエンコーデッドチャープキャリ
ア装置の構成を図１１に示す。
g，J. Wooldridge ，「Ranging andData Transmission
using Digital Encoded FM−《Chirp 》Surface Acoust
ic Wave Filters 」IEEE Ttrans．Microwave Theory＆
Tech.，MTT −21，No.4，pp.272−279 （1973）におい
て示されたデジタルエンコーデッドチャープキャリア装
置がある。このデジタルエンコーデッドチャープキャリ
ア装置の構成を図１１に示す。
【００１４】図１１に示すデジタルエンコーデッドチャ
ープキャリア装置は、クロックパルスに基づいて弾性表
面波（弾性表面波をＳＡＷとも記す）を発生させるため
の高周波（高周波をＲＦとも記す）パルスをパルスジェ
ネレータ３１にて発生させ、スイッチドライバ３２によ
ってデジタルメッセージを構成するデータの“０”、
“１”に対応して単極双投（ＳＰＤＴ）のスイッチ３３
を切り換えて、ＲＦパルスを分散型遅延線（分散型遅延
線をＤＤＬとも記す）３４の２つある入力電極３４1 、
３４2 のいずれか一方から入力し、電極指間の距離が徐
々に変化するチャープ電極３４3 からチャープ信号を得
て送信している。
ープキャリア装置は、クロックパルスに基づいて弾性表
面波（弾性表面波をＳＡＷとも記す）を発生させるため
の高周波（高周波をＲＦとも記す）パルスをパルスジェ
ネレータ３１にて発生させ、スイッチドライバ３２によ
ってデジタルメッセージを構成するデータの“０”、
“１”に対応して単極双投（ＳＰＤＴ）のスイッチ３３
を切り換えて、ＲＦパルスを分散型遅延線（分散型遅延
線をＤＤＬとも記す）３４の２つある入力電極３４1 、
３４2 のいずれか一方から入力し、電極指間の距離が徐
々に変化するチャープ電極３４3 からチャープ信号を得
て送信している。
【００１５】チャープ電極は電極指のピッチが場所によ
って徐々に異なるように形成された電極である。
って徐々に異なるように形成された電極である。
【００１６】ここで、ＲＦパルスがチャープ電極３４3
の電極指ピッチが広い側より入力され徐々にピッチが狭
くなる場合は時間と共に周波数が増加するアップ・チャ
ープ信号が、逆に電極指ピッチが狭い側から入力され、
徐々にピッチが広くなる場合は周波数が徐々に減少する
ダウン・チャープ信号が出力される。
の電極指ピッチが広い側より入力され徐々にピッチが狭
くなる場合は時間と共に周波数が増加するアップ・チャ
ープ信号が、逆に電極指ピッチが狭い側から入力され、
徐々にピッチが広くなる場合は周波数が徐々に減少する
ダウン・チャープ信号が出力される。
【００１７】ここで、アップ・チャープ、ダウン・チャ
ープにメッセージデータの“１”と“０”を対応させれ
ば、受信側にてアップ・チャープ、ダウン・チャープそ
れぞれのマッチドフィルタ３５でメッセージデータの
“０”、“１”を識別することができる。
ープにメッセージデータの“１”と“０”を対応させれ
ば、受信側にてアップ・チャープ、ダウン・チャープそ
れぞれのマッチドフィルタ３５でメッセージデータの
“０”、“１”を識別することができる。
【００１８】図１１に示すデジタルエンコーデッドチャ
ープキャリア装置によれば、キャリア周波数のずれ、即
ちドプラー効果等によりキャリア周波数が変化しても相
関特性の劣化が小さい利点を持っており、低軌道衛星と
の通信に利用されている。この装置は周波数帯域幅が充
分あり、比較的低速の通信で、大きなプロセス・ゲイン
〔チャープ信号の場合、ＢＴ積（Ｂ：周波数帯域幅、
Ｔ：チャープ時間）〕の場合、アップ・チャープとダウ
ン・チャープの相互相関が良好となるため、有効であ
る。
ープキャリア装置によれば、キャリア周波数のずれ、即
ちドプラー効果等によりキャリア周波数が変化しても相
関特性の劣化が小さい利点を持っており、低軌道衛星と
の通信に利用されている。この装置は周波数帯域幅が充
分あり、比較的低速の通信で、大きなプロセス・ゲイン
〔チャープ信号の場合、ＢＴ積（Ｂ：周波数帯域幅、
Ｔ：チャープ時間）〕の場合、アップ・チャープとダウ
ン・チャープの相互相関が良好となるため、有効であ
る。
【００１９】しかし、民生利用の場合、周波数帯域幅が
限られ、加えて利用周波数帯域幅に比較して高速データ
伝送を必要とする場合においては、アップ・チャープと
ダウン・チャープ間の相互相関が劣化してくるため有効
な通信手段とは言い難いという問題点があった。
限られ、加えて利用周波数帯域幅に比較して高速データ
伝送を必要とする場合においては、アップ・チャープと
ダウン・チャープ間の相互相関が劣化してくるため有効
な通信手段とは言い難いという問題点があった。
【００２０】他の例として、高井均、浦部嘉夫、山崎英
聡、竜田明浩、「低拡散率において対マルチパス性と対
妨害性を両立維持するＳＲ−chirp ＰＳＫ方式の提
案」、信学技報ＳＳＴ94−47（1994）に示された送受信
機がある。この送受信機の送信部の構成を図１２に、受
信部の構成を図１３に示す。図１２に示した送信部はチ
ャープ信号をスペクトル拡散信号に利用した送信機であ
る。
聡、竜田明浩、「低拡散率において対マルチパス性と対
妨害性を両立維持するＳＲ−chirp ＰＳＫ方式の提
案」、信学技報ＳＳＴ94−47（1994）に示された送受信
機がある。この送受信機の送信部の構成を図１２に、受
信部の構成を図１３に示す。図１２に示した送信部はチ
ャープ信号をスペクトル拡散信号に利用した送信機であ
る。
【００２１】図１２に示した送信機によれば、差動・グ
レーエンコーダ６１によって符号化されたメッセージデ
ータＩ、Ｑをデータ変調器６２によって差動位相変調
し、差動位相変調されたメッセージデータ信号を、チャ
ープ信号発生器６３によって発生させたチャープ信号を
用いて、乗算器６４によって乗算することでスペクトル
拡散変調して送信する。
レーエンコーダ６１によって符号化されたメッセージデ
ータＩ、Ｑをデータ変調器６２によって差動位相変調
し、差動位相変調されたメッセージデータ信号を、チャ
ープ信号発生器６３によって発生させたチャープ信号を
用いて、乗算器６４によって乗算することでスペクトル
拡散変調して送信する。
【００２２】図１２に示す送信機から送出された信号を
図１３に示すように構成された受信機によって受信す
る。図１３に示す受信機では、周波数変換器６５にて周
波数変換され、スペクトル拡散変調された受信信号の周
波数帯域の一部をサブバンドフィルタ６６で切り出し、
その出力信号を遅延検波器６７にて遅延検波することに
よりデータ復調する。
図１３に示すように構成された受信機によって受信す
る。図１３に示す受信機では、周波数変換器６５にて周
波数変換され、スペクトル拡散変調された受信信号の周
波数帯域の一部をサブバンドフィルタ６６で切り出し、
その出力信号を遅延検波器６７にて遅延検波することに
よりデータ復調する。
【００２３】図１４は図１３に示した受信機の作用の説
明のための波形図であって、図１４（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）、（ｄ）は、それぞれ、チャープ信号を用いたス
ペクトル拡散変調信号である受信信号波形、サブバンド
信号のローバンド信号波形、サブバンド信号のミドルバ
ンド信号波形、サブバンド信号のハイバンド信号波形を
示す。
明のための波形図であって、図１４（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）、（ｄ）は、それぞれ、チャープ信号を用いたス
ペクトル拡散変調信号である受信信号波形、サブバンド
信号のローバンド信号波形、サブバンド信号のミドルバ
ンド信号波形、サブバンド信号のハイバンド信号波形を
示す。
【００２４】受信機を図１３に示すような構成として、
周波数変換器６５を構成する局部発信器の発信周波数を
変更することにより周波数変換された受信信号の周波数
帯域を変更することができて、たとえ、利用周波数帯域
幅の一部に妨害等があっても、その周波数帯域を回避し
た周波数帯域をサブバンドフィルタ６６によって抽出す
ることができ、周波数ダイバーシティ効果によりシステ
ムの対妨害特性を改善することができる。
周波数変換器６５を構成する局部発信器の発信周波数を
変更することにより周波数変換された受信信号の周波数
帯域を変更することができて、たとえ、利用周波数帯域
幅の一部に妨害等があっても、その周波数帯域を回避し
た周波数帯域をサブバンドフィルタ６６によって抽出す
ることができ、周波数ダイバーシティ効果によりシステ
ムの対妨害特性を改善することができる。
【００２５】しかし、このような送受信機によるとき
は、送信された電力の一部のみしか利用していないた
め、送信電力の使用効率が悪いという問題点があった。
また、使用しない周波数帯域にも電波を送信するため、
他のシステムに必要以上の妨害を与えることになるとい
う問題点もあった。
は、送信された電力の一部のみしか利用していないた
め、送信電力の使用効率が悪いという問題点があった。
また、使用しない周波数帯域にも電波を送信するため、
他のシステムに必要以上の妨害を与えることになるとい
う問題点もあった。
【００２６】また、チャープ信号をスペクトル拡散信号
として用いるスペクトル拡散通信方式において周波数の
変化率が一定の場合、使用周波数帯域に対応する周波数
幅で周波数を変化させると、その出力信号は、チャープ
信号の前後で起こる周波数の急激な変化のため、可変周
波数幅以上に周波数変化し、使用周波数帯域以上の帯域
に広がってしまうという問題点がある。
として用いるスペクトル拡散通信方式において周波数の
変化率が一定の場合、使用周波数帯域に対応する周波数
幅で周波数を変化させると、その出力信号は、チャープ
信号の前後で起こる周波数の急激な変化のため、可変周
波数幅以上に周波数変化し、使用周波数帯域以上の帯域
に広がってしまうという問題点がある。
【００２７】このため、実際の使用周波数帯域幅以下の
周波数に絞る方法があるが、スペクトル拡散の効果の指
標となるプロセス・ゲインを下げる結果となる。また、
必要帯域以上に広がったスペクルを帯域フィルタにて制
限する方法があるが、この方法にて帯域制限した場合、
チャープ信号の前後にて信号振幅が下がり、信号の包絡
線が大きく変化するという問題点が生ずる。このような
信号は線形増幅器で増幅しない限り、帯域外スプリアス
が増加するという問題点も生ずる。
周波数に絞る方法があるが、スペクトル拡散の効果の指
標となるプロセス・ゲインを下げる結果となる。また、
必要帯域以上に広がったスペクルを帯域フィルタにて制
限する方法があるが、この方法にて帯域制限した場合、
チャープ信号の前後にて信号振幅が下がり、信号の包絡
線が大きく変化するという問題点が生ずる。このような
信号は線形増幅器で増幅しない限り、帯域外スプリアス
が増加するという問題点も生ずる。
【００２８】本発明は、多重化が可能で、タイムサイド
ローブが低減でき、かつＳ／Ｎを劣化させないスペクト
ル拡散多重化通信機を提供することを目的とする。
ローブが低減でき、かつＳ／Ｎを劣化させないスペクト
ル拡散多重化通信機を提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
スペクトル拡散多重化通信機は、スペクトル拡散のため
にチャープ信号を用いたスペクトル拡散多重化通信機に
おいて、交信のためのチャープ信号を単位時間当たりの
周波数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とする
ことを特徴とする。
スペクトル拡散多重化通信機は、スペクトル拡散のため
にチャープ信号を用いたスペクトル拡散多重化通信機に
おいて、交信のためのチャープ信号を単位時間当たりの
周波数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とする
ことを特徴とする。
【００３０】本発明の請求項１記載のスペクトル拡散多
重化通信機によれば、交信のためのチャープ信号を単位
時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化するチャー
プ信号としたために、タイムサイドローブが低減でき、
かつＳ／Ｎが劣化することもない。
重化通信機によれば、交信のためのチャープ信号を単位
時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化するチャー
プ信号としたために、タイムサイドローブが低減でき、
かつＳ／Ｎが劣化することもない。
【００３１】本発明の請求項２記載のスペクトル拡散多
重化通信機は、スペクトル拡散のためにチャープ信号を
用いたスペクトル拡散多重化通信機であって、入力高周
波パルスの時間間隔をデータ１ビットに対応する基準期
間から差動位相量を決めるための基準周波数をもとに２
π／Ｎラジアンの位相ステップで変化させることによっ
て発生するチャープ信号間にＮ値差動位相変調を施す弾
性表面波分散型遅延線の入力電極に、前記入力高周波パ
ルスと共に多重化のチャンネル数をＫとしたとき数（Ｋ
−１）の高周波パルスを前記入力高周波パルスの各パル
ス間に入力して多重化されたＮ値差動位相変調チャープ
信号を出力電極から送出する弾性表面波分散型遅延線を
変調器とする送信部と、データ１ビットに対応する基準
間隔から差動位相量を決めるための基準周波数をもとに
２π／Ｎラジアンの位相ステップで変化するＮ値差動位
相変調チャープ信号が多重化された多重化チャープ変調
信号を入力とする入力電極と、入力電極に対応しかつ入
力電極によって変換される弾性表面波の伝播路中に縦続
接続された２つの出力電極対とをＮ系統備え、前記基準
周波数の弾性表面波伝播波長をλ0 としたとき各系統を
形成する２つの出力電極はその中心間位置でλ0 ／Ｎず
つ位置をずらして設けられ、かつ入力電極または出力電
極対の少なくともいずれか一方がチャープ電極である弾
性表面波マッチドフィルタを復調器とする受信部とを含
み、交信のためのチャープ信号を単位時間当たりの周波
数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とすること
を特徴とする。
重化通信機は、スペクトル拡散のためにチャープ信号を
用いたスペクトル拡散多重化通信機であって、入力高周
波パルスの時間間隔をデータ１ビットに対応する基準期
間から差動位相量を決めるための基準周波数をもとに２
π／Ｎラジアンの位相ステップで変化させることによっ
て発生するチャープ信号間にＮ値差動位相変調を施す弾
性表面波分散型遅延線の入力電極に、前記入力高周波パ
ルスと共に多重化のチャンネル数をＫとしたとき数（Ｋ
−１）の高周波パルスを前記入力高周波パルスの各パル
ス間に入力して多重化されたＮ値差動位相変調チャープ
信号を出力電極から送出する弾性表面波分散型遅延線を
変調器とする送信部と、データ１ビットに対応する基準
間隔から差動位相量を決めるための基準周波数をもとに
２π／Ｎラジアンの位相ステップで変化するＮ値差動位
相変調チャープ信号が多重化された多重化チャープ変調
信号を入力とする入力電極と、入力電極に対応しかつ入
力電極によって変換される弾性表面波の伝播路中に縦続
接続された２つの出力電極対とをＮ系統備え、前記基準
周波数の弾性表面波伝播波長をλ0 としたとき各系統を
形成する２つの出力電極はその中心間位置でλ0 ／Ｎず
つ位置をずらして設けられ、かつ入力電極または出力電
極対の少なくともいずれか一方がチャープ電極である弾
性表面波マッチドフィルタを復調器とする受信部とを含
み、交信のためのチャープ信号を単位時間当たりの周波
数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とすること
を特徴とする。
【００３２】本発明の請求項２記載のスペクトル拡散多
重化通信機によれば、弾性表面波分散型遅延線に多重化
する数ＫのＮ値差動位相データに基づく高周波パルスが
時間的に順次入力されて、弾性表面波分散型遅延線から
多重化されたＮ値差動位相データに基づいて変調された
多重化変調チャープ信号が送信部から送出される。
重化通信機によれば、弾性表面波分散型遅延線に多重化
する数ＫのＮ値差動位相データに基づく高周波パルスが
時間的に順次入力されて、弾性表面波分散型遅延線から
多重化されたＮ値差動位相データに基づいて変調された
多重化変調チャープ信号が送信部から送出される。
【００３３】送信部から送出された多重化変調チャープ
信号が弾性表面波マッチドフィルタに入力されて、弾性
表面波マッチドフィルタの入力電極によって弾性表面波
に変換され、該弾性表面波を受けた出力電極対によって
差動位相データの位相偏移に基づく連続２周期の期間に
わたって同相加算、逆相加算がなされて、差動位相デー
タに対応する復調された電気信号が出力されて、データ
復調がなされる。
信号が弾性表面波マッチドフィルタに入力されて、弾性
表面波マッチドフィルタの入力電極によって弾性表面波
に変換され、該弾性表面波を受けた出力電極対によって
差動位相データの位相偏移に基づく連続２周期の期間に
わたって同相加算、逆相加算がなされて、差動位相デー
タに対応する復調された電気信号が出力されて、データ
復調がなされる。
【００３４】この場合に、交信のためのチャープ信号を
単位時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化するチ
ャープ信号としたために、タイムサイドローブが低減で
き、かつＳ／Ｎが劣化することもない。また、スペクト
ル拡散多重化通信機の構成が簡単になる。
単位時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化するチ
ャープ信号としたために、タイムサイドローブが低減で
き、かつＳ／Ｎが劣化することもない。また、スペクト
ル拡散多重化通信機の構成が簡単になる。
【００３５】ここで、チャープ信号を単位時間当たりの
周波数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とする
ために、弾性表面波分散型遅延線の入力電極および／ま
たは出力電極の電極指ピッチの変化量を変化させてもよ
く、弾性表面波マッチドフィルタの入力電極および／ま
たは出力電極対の電極指ピッチの変化量を変化させても
よい。
周波数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とする
ために、弾性表面波分散型遅延線の入力電極および／ま
たは出力電極の電極指ピッチの変化量を変化させてもよ
く、弾性表面波マッチドフィルタの入力電極および／ま
たは出力電極対の電極指ピッチの変化量を変化させても
よい。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるスペクトル
拡散多重化通信機を実施の一形態によって説明する。
拡散多重化通信機を実施の一形態によって説明する。
【００３７】図１は、本発明の実施の一形態にかかるス
ペクトル拡散多重化通信機の構成を示すブロック図であ
る。
ペクトル拡散多重化通信機の構成を示すブロック図であ
る。
【００３８】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル
拡散多重化通信機は送信部ＴＸと受信部ＲＸから構成さ
れており、メッセージデータを差動位相化したデータに
基づいて生成したＲＦパルスを弾性表面波分散型遅延線
（弾性表面波分散型遅延線をＳＡＷ−ＤＤＬとも記す）
へ供給することによってＳＡＷ−ＤＤＬにおいてチャー
プ信号を発生させ、かつＳＡＷ−ＤＤＬを、ＳＡＷ−Ｄ
ＤＬから連続して発生されるチャープ信号間にメッセー
ジデータに基づく差動位相変調をすると共に多重化をす
る変調器とし、ＳＡＷマッチドフィルタをデータ復調器
として構成し、かつ、交信のためのチャープ信号を単位
時間当たりの周波数が時間と共に変化する非直線チャー
プ信号としたものである。
拡散多重化通信機は送信部ＴＸと受信部ＲＸから構成さ
れており、メッセージデータを差動位相化したデータに
基づいて生成したＲＦパルスを弾性表面波分散型遅延線
（弾性表面波分散型遅延線をＳＡＷ−ＤＤＬとも記す）
へ供給することによってＳＡＷ−ＤＤＬにおいてチャー
プ信号を発生させ、かつＳＡＷ−ＤＤＬを、ＳＡＷ−Ｄ
ＤＬから連続して発生されるチャープ信号間にメッセー
ジデータに基づく差動位相変調をすると共に多重化をす
る変調器とし、ＳＡＷマッチドフィルタをデータ復調器
として構成し、かつ、交信のためのチャープ信号を単位
時間当たりの周波数が時間と共に変化する非直線チャー
プ信号としたものである。
【００３９】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル
拡散多重化通信機では、差動位相変調は２値差動位相変
調の場合であって、かつ３つの情報を多重化する場合、
すなわち多重化チャンネル数Ｋを３とした場合を例に説
明する。
拡散多重化通信機では、差動位相変調は２値差動位相変
調の場合であって、かつ３つの情報を多重化する場合、
すなわち多重化チャンネル数Ｋを３とした場合を例に説
明する。
【００４０】まず、本発明の実施の一形態にかかるスペ
クトル拡散多重化通信機を用いた通信機の送信部ＴＸに
ついて説明する。
クトル拡散多重化通信機を用いた通信機の送信部ＴＸに
ついて説明する。
【００４１】差動エンコーダ１に供給されたデジタルメ
ッセージデータは差動エンコーダ１にて差動化されてパ
ルス発生器３へ送出される。ここで、差動エンコーダ１
に時分割でメッセージデータを供給して差動エンコーダ
１から時分割された差動化メッセージデータをパルス発
生器３へ送出するようにしても、差動エンコーダ１に多
重化する数だけ独立して設けて、複数の差動エンコーダ
からの出力を時分割で取り出して、時分割された差動化
メッセージデータをパルス発生器３へ送出するようにし
てもよい。
ッセージデータは差動エンコーダ１にて差動化されてパ
ルス発生器３へ送出される。ここで、差動エンコーダ１
に時分割でメッセージデータを供給して差動エンコーダ
１から時分割された差動化メッセージデータをパルス発
生器３へ送出するようにしても、差動エンコーダ１に多
重化する数だけ独立して設けて、複数の差動エンコーダ
からの出力を時分割で取り出して、時分割された差動化
メッセージデータをパルス発生器３へ送出するようにし
てもよい。
【００４２】一方、例えばＳＡＷ形成のために周波数３
００ＭＨｚの発振をする発振器２からの発振出力を受け
て、パルス発生器３にてデータ速度に対応し、かつ差動
エンコーダ１へ入力される符号“０”、“１”に基づく
時間間隔で、多重化数である複数（この場合、Ｋ＝３と
する）重ねたＲＦパルス系列がパルス発生器３にて生成
される。パルス発生器３によって生成されたＲＦパルス
系列がＳＡＷを利用した分散型遅延線であるＳＡＷ−Ｄ
ＤＬ４へ送出されて、周波数が時間と共に徐々に変化
し、多重化されたチャープ信号が生成される。
００ＭＨｚの発振をする発振器２からの発振出力を受け
て、パルス発生器３にてデータ速度に対応し、かつ差動
エンコーダ１へ入力される符号“０”、“１”に基づく
時間間隔で、多重化数である複数（この場合、Ｋ＝３と
する）重ねたＲＦパルス系列がパルス発生器３にて生成
される。パルス発生器３によって生成されたＲＦパルス
系列がＳＡＷを利用した分散型遅延線であるＳＡＷ−Ｄ
ＤＬ４へ送出されて、周波数が時間と共に徐々に変化
し、多重化されたチャープ信号が生成される。
【００４３】ＲＦパルスの周波数はチャープ信号の中心
周波数に設定することが好適である。ＲＦパルスのパル
スの幅に基づいてＲＦパルスの周波数帯域幅が定まる。
ＲＦパルスによって生成される周波数帯域幅はチャープ
信号の周波数帯域幅よりも広くなければならない。この
ためにＲＦパルスのパルス幅は逆に狭く設定する必要が
ある。
周波数に設定することが好適である。ＲＦパルスのパル
スの幅に基づいてＲＦパルスの周波数帯域幅が定まる。
ＲＦパルスによって生成される周波数帯域幅はチャープ
信号の周波数帯域幅よりも広くなければならない。この
ためにＲＦパルスのパルス幅は逆に狭く設定する必要が
ある。
【００４４】ここで、ＳＡＷ−ＤＤＬ４は周波数により
遅延時間が異なる遅延線で、このＳＡＷ−ＤＤＬ４に多
重化チャンネルのＲＦパルスを加えるとＲＦパルスの持
っている周波数成分により遅延時間が異なるため、ＳＡ
Ｗ−ＤＤＬ４の出力信号の周波数は時間と共に徐々に変
化する多重化変調チャープ信号がＳＡＷ−ＤＤＬ４によ
り送出される。ＳＡＷ−ＤＤＬ４の遅延時間が周波数の
上昇と共に増大する場合は、出力信号は時間と共に周波
数が上昇し、アップ・チャープ信号となり、逆にＳＡＷ
−ＤＤＬ４の遅延時間が周波数と共に減少する場合は、
出力信号は時間と共に周波数が減少するダウン・チャー
プ信号となる。
遅延時間が異なる遅延線で、このＳＡＷ−ＤＤＬ４に多
重化チャンネルのＲＦパルスを加えるとＲＦパルスの持
っている周波数成分により遅延時間が異なるため、ＳＡ
Ｗ−ＤＤＬ４の出力信号の周波数は時間と共に徐々に変
化する多重化変調チャープ信号がＳＡＷ−ＤＤＬ４によ
り送出される。ＳＡＷ−ＤＤＬ４の遅延時間が周波数の
上昇と共に増大する場合は、出力信号は時間と共に周波
数が上昇し、アップ・チャープ信号となり、逆にＳＡＷ
−ＤＤＬ４の遅延時間が周波数と共に減少する場合は、
出力信号は時間と共に周波数が減少するダウン・チャー
プ信号となる。
【００４５】図２にＳＡＷ−ＤＤＬ４の構成を示す。Ｓ
ＡＷ−ＤＤＬ４は、圧電基板４１上にチャープ電極から
なる入力電極４２を設け、入力電極４２で励振されるＳ
ＡＷの伝播路上にチャープ電極からなる出力電極４３を
配置する。ここで、入力電極４２と出力電極４３の一方
側もしくは両方においてその電極指ピッチが異なる場
合、すなわち、図２に示すＳＡＷ−ＤＤＬ４の例におい
ては、入力電極４２と出力電極４３とにおいて入出力電
極相互に近い側の電極指ピッチは長く形成されているた
め低周波側のＳＡＷの送受が行われ、かつ入出力電極相
互に遠い側の電極指ピッチが短く形成されているため高
周波側のＳＡＷの送受が行われる。この結果、ＳＡＷ−
ＤＤＬ４では、入力ＲＦパルスの周波数成分のうち、周
波数の低い側の信号がより早く出力され、アップ・チャ
ープ信号が生成される。
ＡＷ−ＤＤＬ４は、圧電基板４１上にチャープ電極から
なる入力電極４２を設け、入力電極４２で励振されるＳ
ＡＷの伝播路上にチャープ電極からなる出力電極４３を
配置する。ここで、入力電極４２と出力電極４３の一方
側もしくは両方においてその電極指ピッチが異なる場
合、すなわち、図２に示すＳＡＷ−ＤＤＬ４の例におい
ては、入力電極４２と出力電極４３とにおいて入出力電
極相互に近い側の電極指ピッチは長く形成されているた
め低周波側のＳＡＷの送受が行われ、かつ入出力電極相
互に遠い側の電極指ピッチが短く形成されているため高
周波側のＳＡＷの送受が行われる。この結果、ＳＡＷ−
ＤＤＬ４では、入力ＲＦパルスの周波数成分のうち、周
波数の低い側の信号がより早く出力され、アップ・チャ
ープ信号が生成される。
【００４６】このようなＳＡＷ−ＤＤＬは、レーダ・シ
ステムにおいて実用化されており、J ．W ．Arthur，
「Modern SAW-Based Pulse Compression Systems For R
ader Applications 」，Electronics & Communications
Engineering J．，Vol.7 ，No.6，pp．236 −246 (199
5)に示されている。
ステムにおいて実用化されており、J ．W ．Arthur，
「Modern SAW-Based Pulse Compression Systems For R
ader Applications 」，Electronics & Communications
Engineering J．，Vol.7 ，No.6，pp．236 −246 (199
5)に示されている。
【００４７】なお、ＳＡＷ−ＤＤＬ４から出力される交
信のためのチャープ信号を、単位時間当たりの周波数変
化量が時間と共に変化する非直線チャープ信号とするた
めの入出力電極の電極指ピッチについては後記する。
信のためのチャープ信号を、単位時間当たりの周波数変
化量が時間と共に変化する非直線チャープ信号とするた
めの入出力電極の電極指ピッチについては後記する。
【００４８】ここで、パルス発生器３によって時間間隔
δＴで生成されるｋチャンネルのＲＦパルス系列はｎｋ
ビット目の差動化されたデータ値Ｄ（ｎｋ）にしたが
う。時間間隔δＴｋ（ｎ）としたとき、時間間隔δＴｋ
（ｎ）は次の（１）式で表される。
δＴで生成されるｋチャンネルのＲＦパルス系列はｎｋ
ビット目の差動化されたデータ値Ｄ（ｎｋ）にしたが
う。時間間隔δＴｋ（ｎ）としたとき、時間間隔δＴｋ
（ｎ）は次の（１）式で表される。
【００４９】
【数１】
【００５０】ここで、Ｔ0 は差動化されたデータ１ビッ
トに対応する基準間隔（以下、基準時間とも記す）であ
り、ｆ0 は基準時間Ｔ0 に対応する基準周波数であっ
て、差動位相変調に基づく差動位相量を決めるための基
準となる周波数であり、次の（２）式に示す関係にあ
る。
トに対応する基準間隔（以下、基準時間とも記す）であ
り、ｆ0 は基準時間Ｔ0 に対応する基準周波数であっ
て、差動位相変調に基づく差動位相量を決めるための基
準となる周波数であり、次の（２）式に示す関係にあ
る。
【００５１】
【数２】
【００５２】ここで、Ｎｂ（Ｎｂは正の実数）は差動化
されたデータ１ビットが基準周波数ｆ0 に基づく周期の
Ｎｂ倍であることを意味する。
されたデータ１ビットが基準周波数ｆ0 に基づく周期の
Ｎｂ倍であることを意味する。
【００５３】基準周波数ｆ0 には一般的に生成されるチ
ャープ信号の中心周波数を当てるが、チャープ信号の下
限の周波数（最小周波数）または上限の周波数（最大周
波数）を当てても、チャープ信号中の他の周波数を当て
ても差し支えない。（１）式におけるφ（ｎｋ）はｋ番
目の多重化データ系列のｎビットの値Ｄ（ｎｋ）に対応
する基準周波数ｆ0 における差動位相量である。
ャープ信号の中心周波数を当てるが、チャープ信号の下
限の周波数（最小周波数）または上限の周波数（最大周
波数）を当てても、チャープ信号中の他の周波数を当て
ても差し支えない。（１）式におけるφ（ｎｋ）はｋ番
目の多重化データ系列のｎビットの値Ｄ（ｎｋ）に対応
する基準周波数ｆ0 における差動位相量である。
【００５４】（１）式および（２）式から時間間隔δＴ
ｋ（ｎ）は次の（３）式となる。
ｋ（ｎ）は次の（３）式となる。
【００５５】
【数３】
【００５６】以下、基準周波数ｆ0 はチャープ信号の中
心周波数に設定した場合を例に説明する。
心周波数に設定した場合を例に説明する。
【００５７】差動位相量φ（ｎｋ）は２π／Ｎラジアン
であって、２値差動化位相変調の場合、φ（ｎｋ）は次
の（４）式により表すことができる。
であって、２値差動化位相変調の場合、φ（ｎｋ）は次
の（４）式により表すことができる。
【００５８】
【数４】
【００５９】ここで、複号±は次の（５）式がｎＴ0 に
近くなる符号を取るものとする。
近くなる符号を取るものとする。
【００６０】
【数５】
【００６１】（１）式において右辺の第２項は位相項で
あって、（４）式は２値差動化位相変調の場合０か、±
０．５／ｆ0 となるが、複号±は上記したようにｎＴ0
に近くなる方の符号が取られる。
あって、（４）式は２値差動化位相変調の場合０か、±
０．５／ｆ0 となるが、複号±は上記したようにｎＴ0
に近くなる方の符号が取られる。
【００６２】また、多重化において、ｋ番目のＲＦパル
ス列のｎビット目のＲＦパルス時間Ｔｋ（ｎ）は次の
（６）式のように
ス列のｎビット目のＲＦパルス時間Ｔｋ（ｎ）は次の
（６）式のように
【００６３】
【数６】
【００６４】とする。ここで、Ｔｌ（エル）（ｎ）はｌ
（エル）番目のＲＦパルス列のｎビット目のＲＦパルス
時間であり、Ｂは窓関数の周波数帯域、γはパルス圧縮
時に窓関数に依存するパルス幅の広がり率である。例え
ばハミング窓関数の場合γ＝２（ヌル点幅）である。一
例としてＢ＝５６ＭＨｚ、Ｔ0 ＝１．５μｓｅｃとする
と、理論上Ｋ＝４２の４２多重まで可能である。
（エル）番目のＲＦパルス列のｎビット目のＲＦパルス
時間であり、Ｂは窓関数の周波数帯域、γはパルス圧縮
時に窓関数に依存するパルス幅の広がり率である。例え
ばハミング窓関数の場合γ＝２（ヌル点幅）である。一
例としてＢ＝５６ＭＨｚ、Ｔ0 ＝１．５μｓｅｃとする
と、理論上Ｋ＝４２の４２多重まで可能である。
【００６５】上記のような複数重ねられたパルス列をＳ
ＡＷ−ＤＤＬ４に入力することにより、ＳＡＷ−ＤＤＬ
４から各パルス列はＴ0 ＝１．５μｓｅｃ時間幅に広が
るチャープ信号を間断なく発生し、各パルス列により生
成されるチャープ信号の繰り返しは、重ね合わされて出
力される。
ＡＷ−ＤＤＬ４に入力することにより、ＳＡＷ−ＤＤＬ
４から各パルス列はＴ0 ＝１．５μｓｅｃ時間幅に広が
るチャープ信号を間断なく発生し、各パルス列により生
成されるチャープ信号の繰り返しは、重ね合わされて出
力される。
【００６６】いま、ＳＡＷ−ＤＤＬ４の入力電極４２の
隣り合う電極指ピッチを直線的に増加させずに、非直線
的に増加させるように生成することによって、チャープ
信号の単位時間当たりの周波数変化量が直線的ではなく
非直線的になるようにしてあり、チャープ信号の単位時
間当たりの周波数変化量は、予め定めた周波数重み付け
値の逆数にほぼ比例するように生成してある。
隣り合う電極指ピッチを直線的に増加させずに、非直線
的に増加させるように生成することによって、チャープ
信号の単位時間当たりの周波数変化量が直線的ではなく
非直線的になるようにしてあり、チャープ信号の単位時
間当たりの周波数変化量は、予め定めた周波数重み付け
値の逆数にほぼ比例するように生成してある。
【００６７】換言すれば、重い周波数重み付けをつける
場合ほど電極指ピッチの変化率は小さくなるように入力
電極４２が生成されて、チャープ信号の単位時間当たり
の周波数変化量が少なくて緩やかにチャープ信号の周波
数が変化していく。軽い周波数重み付けをつける場合ほ
ど電極指ピッチの変化率は大きくなるように入力電極４
２が生成されて、チャープ信号の単位時間当たりの周波
数変化量が大きくて早くチャープ信号の周波数が変化し
ていく。
場合ほど電極指ピッチの変化率は小さくなるように入力
電極４２が生成されて、チャープ信号の単位時間当たり
の周波数変化量が少なくて緩やかにチャープ信号の周波
数が変化していく。軽い周波数重み付けをつける場合ほ
ど電極指ピッチの変化率は大きくなるように入力電極４
２が生成されて、チャープ信号の単位時間当たりの周波
数変化量が大きくて早くチャープ信号の周波数が変化し
ていく。
【００６８】この周波数重み付けは復調出力において、
タイムサイドローブが減少するように設定されて、例え
ば、ハミング窓関数重み付けがなされる。
タイムサイドローブが減少するように設定されて、例え
ば、ハミング窓関数重み付けがなされる。
【００６９】なお、上記はＳＡＷ−ＤＤＬ４の入力電極
４２側において周波数重み付けを付す場合を例示した
が、出力電極４３側において周波数重み付けを付しても
よい。また、入力電極４２側と出力電極４３側とにおい
て周波数重み付けを付してもよく、この場合には入力電
極４２側における周波数重み付けと出力電極４３側での
周波数重み付けとの合成された周波数重み付けが復調出
力において、タイムサイドローブが減少するように設定
されることは言うまでもない。
４２側において周波数重み付けを付す場合を例示した
が、出力電極４３側において周波数重み付けを付しても
よい。また、入力電極４２側と出力電極４３側とにおい
て周波数重み付けを付してもよく、この場合には入力電
極４２側における周波数重み付けと出力電極４３側での
周波数重み付けとの合成された周波数重み付けが復調出
力において、タイムサイドローブが減少するように設定
されることは言うまでもない。
【００７０】ここで、時間軸を横軸にとり、チャープ信
号の周波数および振幅を縦軸にとって示すと、図３
（ｂ）に示すように振幅は一定で、図３（ａ）および
（ｂ）に示すようにチャープ信号の時間に対する周波数
は一定率で変化するのではなく、単位時間当たりの周波
数変化量が時間と共に変化する非直線チャープ信号とな
る。
号の周波数および振幅を縦軸にとって示すと、図３
（ｂ）に示すように振幅は一定で、図３（ａ）および
（ｂ）に示すようにチャープ信号の時間に対する周波数
は一定率で変化するのではなく、単位時間当たりの周波
数変化量が時間と共に変化する非直線チャープ信号とな
る。
【００７１】同様に、時間軸を横軸にとり、多重化され
たチャープ信号の周波数を縦軸にとって示すと、各チャ
ープ信号の時間に対する周波数は一定率で変化するので
はなく、図４に示すごとく多重化された各チャープ信号
は単位時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化する
非直線チャープ信号となる。
たチャープ信号の周波数を縦軸にとって示すと、各チャ
ープ信号の時間に対する周波数は一定率で変化するので
はなく、図４に示すごとく多重化された各チャープ信号
は単位時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化する
非直線チャープ信号となる。
【００７２】したがって特定の時刻においては周波数分
割多重が行われており、特定の周波数に着目して見れば
時分割多重が行われている多重化変調チャープ信号がＳ
ＡＷ−ＤＤＬ４から送出される。ＳＡＷ−ＤＤＬ４から
送出される多重化変調チャープ信号は多重化変調非直線
チャープ信号であるが、以下、混乱を起こさない限り、
単に多重化変調チャープ信号と記す。
割多重が行われており、特定の周波数に着目して見れば
時分割多重が行われている多重化変調チャープ信号がＳ
ＡＷ−ＤＤＬ４から送出される。ＳＡＷ−ＤＤＬ４から
送出される多重化変調チャープ信号は多重化変調非直線
チャープ信号であるが、以下、混乱を起こさない限り、
単に多重化変調チャープ信号と記す。
【００７３】ＳＡＷ−ＤＤＬ４から出力される多重化変
調チャープ信号は増幅器５にて増幅され、増幅出力は局
部発振器６とミキサ７とからなる周波数変換器にて周波
数変換され、送信電力増幅器８にて増幅のうえ、送受信
切替器９を介してアンテナ１０に供給されてアンテナ１
０から送信される。
調チャープ信号は増幅器５にて増幅され、増幅出力は局
部発振器６とミキサ７とからなる周波数変換器にて周波
数変換され、送信電力増幅器８にて増幅のうえ、送受信
切替器９を介してアンテナ１０に供給されてアンテナ１
０から送信される。
【００７４】さらに具体的にパルス発生器３およびＳＡ
Ｗ−ＤＤＬ４における変調作用について図５および図６
によって説明する。なお、図５においてパルス波形はＲ
Ｆパルスの正側の半周期の波形を示している。
Ｗ−ＤＤＬ４における変調作用について図５および図６
によって説明する。なお、図５においてパルス波形はＲ
Ｆパルスの正側の半周期の波形を示している。
【００７５】図５（ａ）に多重化される最初のチャンネ
ル対する場合（図５（ａ）においてｋ＝１と記してあ
る）のＲＦパルスの波形を、図５（ｂ）に多重化される
次のチャンネル対する場合（図５（ｂ）においてｋ＝２
と記してある）のＲＦパルスの波形を、図５（ｃ）に多
重化されるさらに次のチャンネル対する場合（図５
（ｃ）においてｋ＝３と記してある）のＲＦパルスの波
形を例示してある。
ル対する場合（図５（ａ）においてｋ＝１と記してあ
る）のＲＦパルスの波形を、図５（ｂ）に多重化される
次のチャンネル対する場合（図５（ｂ）においてｋ＝２
と記してある）のＲＦパルスの波形を、図５（ｃ）に多
重化されるさらに次のチャンネル対する場合（図５
（ｃ）においてｋ＝３と記してある）のＲＦパルスの波
形を例示してある。
【００７６】メッセージデータの差動化された符号に基
づいて、時間間隔δＴｋ（ｎ）が、ｋ＝１の場合を例に
説明する。
づいて、時間間隔δＴｋ（ｎ）が、ｋ＝１の場合を例に
説明する。
【００７７】２値差動位相変調の場合であって、例え
ば、１ビット目から３ビット目までにおいては符号（位
相）の反転がなく、４ビット目において３ビット目から
符号が反転し、５ビット目において符号が反転したとす
る。
ば、１ビット目から３ビット目までにおいては符号（位
相）の反転がなく、４ビット目において３ビット目から
符号が反転し、５ビット目において符号が反転したとす
る。
【００７８】第１番目のＲＦパルスを基準として第２番
目のＲＦパルスとの間の時間間隔δＴ1 （１）は１ビッ
ト目のデータ値に基づいて定まり、時間間隔δＴ
1 （１）は基準間隔Ｔ0 と同一である。第２番目のＲＦ
パルスと第３番目のＲＦパルスとの間の時間間隔δＴ1
（２）は２ビット目のデータ値に基づいて定まり、基準
間隔Ｔ0 と同一である。
目のＲＦパルスとの間の時間間隔δＴ1 （１）は１ビッ
ト目のデータ値に基づいて定まり、時間間隔δＴ
1 （１）は基準間隔Ｔ0 と同一である。第２番目のＲＦ
パルスと第３番目のＲＦパルスとの間の時間間隔δＴ1
（２）は２ビット目のデータ値に基づいて定まり、基準
間隔Ｔ0 と同一である。
【００７９】第３番目のＲＦパルスと第４番目のＲＦパ
ルスとの間の時間間隔δＴ1 （３）は３ビット目のデー
タ値に基づいて定まり、破線位置が時間間隔δＴ
1 （１）と同一であるが、図中、実線で示すように時間
間隔δＴ1 （１）よりも基準周波数ｆ0 の逆数の１／２
だけ伸張されている。
ルスとの間の時間間隔δＴ1 （３）は３ビット目のデー
タ値に基づいて定まり、破線位置が時間間隔δＴ
1 （１）と同一であるが、図中、実線で示すように時間
間隔δＴ1 （１）よりも基準周波数ｆ0 の逆数の１／２
だけ伸張されている。
【００８０】第４番目のＲＦパルスと第５番目のＲＦパ
ルスとの間の時間間隔δＴ1 （４）は４ビット目のデー
タ値に基づいて定まり、破線位置からは時間間隔δＴ1
（１）と同一であるが、第４番目のＲＦパルスの発生時
刻から基準周波数ｆ0 の逆数の１／２だけ短縮されてい
る。
ルスとの間の時間間隔δＴ1 （４）は４ビット目のデー
タ値に基づいて定まり、破線位置からは時間間隔δＴ1
（１）と同一であるが、第４番目のＲＦパルスの発生時
刻から基準周波数ｆ0 の逆数の１／２だけ短縮されてい
る。
【００８１】これらは、メッセージデータの差動化され
た符号の“０”、“１”に基づいていることは前記のと
おりである。また、図５（ｂ）および（ｃ）の場合も同
様であって、その説明は省略する。
た符号の“０”、“１”に基づいていることは前記のと
おりである。また、図５（ｂ）および（ｃ）の場合も同
様であって、その説明は省略する。
【００８２】図５（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示した
ＲＦパルスが重ねられた図５（ｄ）に示すＲＦパルスが
ＳＡＷ−ＤＤＬ４に入力される。ここで、差動化された
データ１ビット（１シンボルとも記す）を１チャープ信
号によって拡散するものとして、ＲＦパルス系列が入力
されたＳＡＷ−ＤＤＬ４において、ｋ＝１のＲＦパルス
に対応して図６（ａ）に示す波形のチャープ信号が生成
される。図５（ａ）において破線で示した時間間隔δＴ
1 （３）経過したときのＲＦパルスに基づくチャープ信
号は基準周波数ｆ0 において位相がπだけずれており、
時間間隔δＴ1（４）経過したときのＲＦパルスに基づ
くチャープ信号の位相はもとに戻っている。
ＲＦパルスが重ねられた図５（ｄ）に示すＲＦパルスが
ＳＡＷ−ＤＤＬ４に入力される。ここで、差動化された
データ１ビット（１シンボルとも記す）を１チャープ信
号によって拡散するものとして、ＲＦパルス系列が入力
されたＳＡＷ−ＤＤＬ４において、ｋ＝１のＲＦパルス
に対応して図６（ａ）に示す波形のチャープ信号が生成
される。図５（ａ）において破線で示した時間間隔δＴ
1 （３）経過したときのＲＦパルスに基づくチャープ信
号は基準周波数ｆ0 において位相がπだけずれており、
時間間隔δＴ1（４）経過したときのＲＦパルスに基づ
くチャープ信号の位相はもとに戻っている。
【００８３】図６（ｂ）および（ｃ）に示すチャープ信
号波形は、図５（ｂ）および（ｃ）に示すＲＦパルスに
基づくチャープ信号波形である。
号波形は、図５（ｂ）および（ｃ）に示すＲＦパルスに
基づくチャープ信号波形である。
【００８４】したがって、ＳＡＷ−ＤＤＬ４が時不変線
形回路であることを利用して、ＳＡＷ−ＤＤＬ４からは
図６（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示したチャープ信号
が重畳された図６（ｄ）に示すチャープ信号が送出され
る。この場合はＫ＝３の場合であり、図６（ａ）、
（ｂ）および（ｃ）に示したチャープ信号が多重化され
た図６（ｄ）に示すスペクトル拡散変調信号である多重
化変調チャープ信号がＳＡＷ−ＤＤＬ４から出力され
て、送信される。
形回路であることを利用して、ＳＡＷ−ＤＤＬ４からは
図６（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示したチャープ信号
が重畳された図６（ｄ）に示すチャープ信号が送出され
る。この場合はＫ＝３の場合であり、図６（ａ）、
（ｂ）および（ｃ）に示したチャープ信号が多重化され
た図６（ｄ）に示すスペクトル拡散変調信号である多重
化変調チャープ信号がＳＡＷ−ＤＤＬ４から出力され
て、送信される。
【００８５】次に、本発明の実施の一形態にかかるスペ
クトル拡散多重化通信機の受信部ＲＸについて説明す
る。
クトル拡散多重化通信機の受信部ＲＸについて説明す
る。
【００８６】送信されてきたスペクトル拡散変調信号は
アンテナ１０および送受信切替器９を介して受信され、
増幅器１１によって増幅のうえ、局部発振器６とミキサ
１２とからなる周波数変換器によって周波数変換され
て、データの位相偏移に基づいて複数系列の入出力電極
が設けられたデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
に供給されて、データ復調される。データ復調出力はそ
れぞれ自乗回路１４および１５で各別に自乗されて整流
され、自乗出力は減算回路１６および加算回路１７に供
給して減算および加算が行われて、減算回路１６の出力
および加算回路１７の出力はデマルチプレクサ１８にて
デマルチプレクスされて送出される。
アンテナ１０および送受信切替器９を介して受信され、
増幅器１１によって増幅のうえ、局部発振器６とミキサ
１２とからなる周波数変換器によって周波数変換され
て、データの位相偏移に基づいて複数系列の入出力電極
が設けられたデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
に供給されて、データ復調される。データ復調出力はそ
れぞれ自乗回路１４および１５で各別に自乗されて整流
され、自乗出力は減算回路１６および加算回路１７に供
給して減算および加算が行われて、減算回路１６の出力
および加算回路１７の出力はデマルチプレクサ１８にて
デマルチプレクスされて送出される。
【００８７】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
は一般的に圧電基板の表面にチャープ電極で構成された
入力電極および出力電極から構成されている。
は一般的に圧電基板の表面にチャープ電極で構成された
入力電極および出力電極から構成されている。
【００８８】図７はデータ復調用ＳＡＷマッチドフィル
タ１３の構成を示す模式図である。
タ１３の構成を示す模式図である。
【００８９】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル
拡散多重化通信機では２値差動位相変調の例であるた
め、図７は２値差動位相変調された信号を復調するため
のデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３を示してお
り、位相偏移２種類、すなわち０ラジアン位相偏移とπ
ラジアン位相偏移に対応して、入力電極１３２、出力電
極１３３および１３４の第１の系統ｍ１と、入力電極１
３５、出力電極１３６および１３７の第２の系統ｍ２と
の２系統が同一圧電基板１３１上に形成されていて、出
力電極１３４および１３７から出力が取り出される。
拡散多重化通信機では２値差動位相変調の例であるた
め、図７は２値差動位相変調された信号を復調するため
のデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３を示してお
り、位相偏移２種類、すなわち０ラジアン位相偏移とπ
ラジアン位相偏移に対応して、入力電極１３２、出力電
極１３３および１３４の第１の系統ｍ１と、入力電極１
３５、出力電極１３６および１３７の第２の系統ｍ２と
の２系統が同一圧電基板１３１上に形成されていて、出
力電極１３４および１３７から出力が取り出される。
【００９０】入力電極１３２および１３５は電極指ピッ
チが入力側から順次短くなるチャープ電極で形成され、
かつ入力電極１３２と１３５のそれぞれに周波数変換さ
れた受信信号が供給される。出力電極１３３、１３４、
１３６および１３７は電極指ピッチがＳＡＷの入力側か
ら出力側にかけて順次長くなるチャープ電極で形成さ
れ、さらに、出力電極１３３と出力電極１３４とはその
中心位置において後記の（Ｎｂλ0 ）の距離隔てて同一
圧電基板１３１上に形成され、かつ出力電極１３３と１
３４とは縦続接続されている。出力電極１３６と１３７
とはその中心位置において後記の（Ｎｂλ0 ＋λ0 ／
２）の距離隔てて同一圧電基板１３１上に形成され、か
つ出力電極１３６と１３７とは縦続接続されて、出力電
極１３４と出力電極１３７とから出力を取り出すように
してある。
チが入力側から順次短くなるチャープ電極で形成され、
かつ入力電極１３２と１３５のそれぞれに周波数変換さ
れた受信信号が供給される。出力電極１３３、１３４、
１３６および１３７は電極指ピッチがＳＡＷの入力側か
ら出力側にかけて順次長くなるチャープ電極で形成さ
れ、さらに、出力電極１３３と出力電極１３４とはその
中心位置において後記の（Ｎｂλ0 ）の距離隔てて同一
圧電基板１３１上に形成され、かつ出力電極１３３と１
３４とは縦続接続されている。出力電極１３６と１３７
とはその中心位置において後記の（Ｎｂλ0 ＋λ0 ／
２）の距離隔てて同一圧電基板１３１上に形成され、か
つ出力電極１３６と１３７とは縦続接続されて、出力電
極１３４と出力電極１３７とから出力を取り出すように
してある。
【００９１】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
に入力された多重化されかつ周波数変換されたチャープ
信号を用いたスペクトル拡散変調信号は、入力電極１３
２と１３５とに供給されて、入力電極１３２と１３５と
によって電気信号からＳＡＷに変換される。入力電極１
３２と１３５とによって変換されたＳＡＷは圧電基板１
３１上を伝播する。
に入力された多重化されかつ周波数変換されたチャープ
信号を用いたスペクトル拡散変調信号は、入力電極１３
２と１３５とに供給されて、入力電極１３２と１３５と
によって電気信号からＳＡＷに変換される。入力電極１
３２と１３５とによって変換されたＳＡＷは圧電基板１
３１上を伝播する。
【００９２】ここでは、圧電基板１３１上を伝播するＳ
ＡＷはメッセージデータに基づいてチャープ信号２スイ
ープ間（２ビット期間）にデータに対応した位相差を有
している。例えば、２スイープ間のチャープ信号の中心
周波数において０ラジアンもしくはπラジアンの位相変
調が施された信号を復調する場合は、差動位相変調され
たチャープ信号が入力電極１３２および１３５にて０ラ
ジアンもしくはπラジアンの位相差を有するＳＡＷに変
換されて圧電基板１３１上を伝播する。
ＡＷはメッセージデータに基づいてチャープ信号２スイ
ープ間（２ビット期間）にデータに対応した位相差を有
している。例えば、２スイープ間のチャープ信号の中心
周波数において０ラジアンもしくはπラジアンの位相変
調が施された信号を復調する場合は、差動位相変調され
たチャープ信号が入力電極１３２および１３５にて０ラ
ジアンもしくはπラジアンの位相差を有するＳＡＷに変
換されて圧電基板１３１上を伝播する。
【００９３】入力電極１３２および１３５によって変換
された２スイープ分のＳＡＷを第１の系統ｍ１の２つの
出力電極１３３と１３４および第２の系統ｍ２の２つの
出力電極１３６と１３７によってそれぞれ取り出され
る。このときチャープ信号２周期に対して、波形に対応
する位置に２つの縦続接続された出力電極を配置して取
り出すために、第１の系統ｍ１側では出力電極１３３と
１３４とは、基準周波数ｆ0 、基準時間Ｔ0 から（２）
式により求まるＮｂを用いて、中心位置においてＮｂλ
0 離して設け、第２の系統ｍ２側では出力電極１３６と
１３７とは中心位置においてＮｂλ0 にλ0 の１／２を
加えた間隔離して設けてある。ここで、λ 0 は基準周波
数ｆ0 におけるＳＡＷの波長である。
された２スイープ分のＳＡＷを第１の系統ｍ１の２つの
出力電極１３３と１３４および第２の系統ｍ２の２つの
出力電極１３６と１３７によってそれぞれ取り出され
る。このときチャープ信号２周期に対して、波形に対応
する位置に２つの縦続接続された出力電極を配置して取
り出すために、第１の系統ｍ１側では出力電極１３３と
１３４とは、基準周波数ｆ0 、基準時間Ｔ0 から（２）
式により求まるＮｂを用いて、中心位置においてＮｂλ
0 離して設け、第２の系統ｍ２側では出力電極１３６と
１３７とは中心位置においてＮｂλ0 にλ0 の１／２を
加えた間隔離して設けてある。ここで、λ 0 は基準周波
数ｆ0 におけるＳＡＷの波長である。
【００９４】ＳＡＷの速度をｖとすると、ＳＡＷの波長
λ0 は次の（７）式に示す如くに表される。
λ0 は次の（７）式に示す如くに表される。
【００９５】
【数７】
【００９６】したがって、第１の系統ｍ１、第２の系統
ｍ２の出力電極間の間隔Ｌｐは次の（８）式に示すよう
になる。ここでｐは（９）式に示すごとくである。
ｍ２の出力電極間の間隔Ｌｐは次の（８）式に示すよう
になる。ここでｐは（９）式に示すごとくである。
【００９７】
【数８】
【００９８】
【数９】
【００９９】出力電極間の間隔ＬｐをＳＡＷの速度ｖで
割った値の差が出力電極間におけるＳＡＷの遅延時間差
Ｔｐであり、次の（１０）式で表すことができる。
割った値の差が出力電極間におけるＳＡＷの遅延時間差
Ｔｐであり、次の（１０）式で表すことができる。
【０１００】
【数１０】
【０１０１】ここで、ＲＦパルス発生の時間間隔δＴｋ
（ｎ）と比較して、（３）式および（１０）式より、第
１の系統ｍ１側の出力電極１３３、１３４または第２の
系統ｍ２側の出力電極１３６、１３７で、同相もしくは
逆相で加算され、変調位相差φ（ｎｋ）が検出できる。
（ｎ）と比較して、（３）式および（１０）式より、第
１の系統ｍ１側の出力電極１３３、１３４または第２の
系統ｍ２側の出力電極１３６、１３７で、同相もしくは
逆相で加算され、変調位相差φ（ｎｋ）が検出できる。
【０１０２】すなわち、このように配置したことによっ
て２周期のチャープ信号が位相差０ラジアンのとき、す
なわち０ラジアンの位相差を有するＳＡＷが圧電基板１
３１上を伝播するときは、出力電極１３３と１３４とで
同相加算され、かつ出力電極１３６と１３７とで逆相加
算されることになって、第１の系統ｍ１の出力電極１３
４のみから差動化された符号に基づく出力が送出され、
２周期のチャープ信号が位相差πラジアンのとき、すな
わちπラジアンの位相差を有するＳＡＷが圧電基板１３
１上を伝播するときは、出力電極１３３と１３４とで逆
相加算され、出力電極１３６と１３７とで同相加算され
ることになって、第２の系統ｍ２の出力電極１３７のみ
から差動化された符号に基づく出力が送出される。
て２周期のチャープ信号が位相差０ラジアンのとき、す
なわち０ラジアンの位相差を有するＳＡＷが圧電基板１
３１上を伝播するときは、出力電極１３３と１３４とで
同相加算され、かつ出力電極１３６と１３７とで逆相加
算されることになって、第１の系統ｍ１の出力電極１３
４のみから差動化された符号に基づく出力が送出され、
２周期のチャープ信号が位相差πラジアンのとき、すな
わちπラジアンの位相差を有するＳＡＷが圧電基板１３
１上を伝播するときは、出力電極１３３と１３４とで逆
相加算され、出力電極１３６と１３７とで同相加算され
ることになって、第２の系統ｍ２の出力電極１３７のみ
から差動化された符号に基づく出力が送出される。
【０１０３】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
からの出力は、例えば図８に示す如くである。図８
（ａ）は第１の系統ｍ１からの出力の波形を示し、図８
（ｂ）は第２の系統ｍ２からの出力の波形を示す。
からの出力は、例えば図８に示す如くである。図８
（ａ）は第１の系統ｍ１からの出力の波形を示し、図８
（ｂ）は第２の系統ｍ２からの出力の波形を示す。
【０１０４】さらに、データ復調用ＳＡＷマッチドフィ
ルタ１３の作用を下記の表１によって示す。
ルタ１３の作用を下記の表１によって示す。
【０１０５】
【表１】
【０１０６】上記のように出力電極１３４からの出力と
出力電極１３７からの出力とは差動データに対応して背
反した出力が取り出されて、データ復調がなされる。こ
こで、ＳＡＷマッチドフィルタ１３のかかる作用をデー
タの位相偏移に基づいて連続する２周期にまたがる相関
演算を行うともいう。
出力電極１３７からの出力とは差動データに対応して背
反した出力が取り出されて、データ復調がなされる。こ
こで、ＳＡＷマッチドフィルタ１３のかかる作用をデー
タの位相偏移に基づいて連続する２周期にまたがる相関
演算を行うともいう。
【０１０７】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
からの出力は自乗回路１４および１５によって自乗さ
れ、それぞれ図示しないローパスフィルタを通した自乗
回路１４の出力から自乗回路１５の出力が減算回路１６
によって減算されて、減算回路１６からは例えば図９
（ａ）に示す出力が送出される。この出力はメッセージ
データに基づく出力に対応し、例えば正極性側がメッセ
ージデータの“１”に、負極性側がメッセージデータの
“０”に対応している。
からの出力は自乗回路１４および１５によって自乗さ
れ、それぞれ図示しないローパスフィルタを通した自乗
回路１４の出力から自乗回路１５の出力が減算回路１６
によって減算されて、減算回路１６からは例えば図９
（ａ）に示す出力が送出される。この出力はメッセージ
データに基づく出力に対応し、例えば正極性側がメッセ
ージデータの“１”に、負極性側がメッセージデータの
“０”に対応している。
【０１０８】図示しない前記ローパスフィルタを通した
自乗回路１４の出力と自乗回路１５の出力とは加算回路
１７によって加算されて、加算回路１７からは例えば図
９（ｂ）に示す出力が送出される。この出力はメッセー
ジデータが出力されているタイミングを示している。
自乗回路１４の出力と自乗回路１５の出力とは加算回路
１７によって加算されて、加算回路１７からは例えば図
９（ｂ）に示す出力が送出される。この出力はメッセー
ジデータが出力されているタイミングを示している。
【０１０９】減算回路１６からの出力と加算回路１７か
らの出力はデマルチプレクサ１８に供給されて、加算回
路１７からの出力のタイミングで減算回路１６からの出
力がデマルチプレクスされて送出される。
らの出力はデマルチプレクサ１８に供給されて、加算回
路１７からの出力のタイミングで減算回路１６からの出
力がデマルチプレクスされて送出される。
【０１１０】上記した本発明の実施の一形態にかかるス
ペクトル拡散多重化通信機において、チャープ信号は周
波数が徐々に変化するため、時間シフトして加算した場
合、その加算信号のベクトル加算は常に２πラジアン連
続的に変化しながら回転して加算され、時間を追って観
測すればほぼ平均化された振幅の信号が合成される。し
たがって、拡散符号による同一キャリア周波数によるス
ペクトル拡散信号の時間シフト多重の際に問題となるよ
うな、位相合成した信号のエンベロープが極端な場合零
となったり、加算信号の包絡線に著しい変動が起こると
いう問題が発生しないという効果が得られる。
ペクトル拡散多重化通信機において、チャープ信号は周
波数が徐々に変化するため、時間シフトして加算した場
合、その加算信号のベクトル加算は常に２πラジアン連
続的に変化しながら回転して加算され、時間を追って観
測すればほぼ平均化された振幅の信号が合成される。し
たがって、拡散符号による同一キャリア周波数によるス
ペクトル拡散信号の時間シフト多重の際に問題となるよ
うな、位相合成した信号のエンベロープが極端な場合零
となったり、加算信号の包絡線に著しい変動が起こると
いう問題が発生しないという効果が得られる。
【０１１１】このことによってＳＡＷ−ＤＤＬ４から出
力されるチャープ信号を増幅する増幅器５および送信電
力増幅器８が多少の非線形を伴う増幅器であっても、送
信信号に著しい帯域外スプリアスが生ずることもなくな
る。
力されるチャープ信号を増幅する増幅器５および送信電
力増幅器８が多少の非線形を伴う増幅器であっても、送
信信号に著しい帯域外スプリアスが生ずることもなくな
る。
【０１１２】また、本発明の実施の一形態にかかるスペ
クトル拡散多重化通信機によれば、データ変調されたチ
ャープ信号を容易に生成できかつ同時に多重化でき、受
信時にデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３を用い
て相関検出を行うため、簡易な構成で多重化したＤＰＳ
Ｋ変調チャープ信号を発生し、スペクトル拡散復調でき
る効果も得られる。
クトル拡散多重化通信機によれば、データ変調されたチ
ャープ信号を容易に生成できかつ同時に多重化でき、受
信時にデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３を用い
て相関検出を行うため、簡易な構成で多重化したＤＰＳ
Ｋ変調チャープ信号を発生し、スペクトル拡散復調でき
る効果も得られる。
【０１１３】なお、上記した本発明の実施の一形態にか
かるスペクトル拡散多重化通信機では、ＳＡＷ−ＤＤＬ
４において、周波数重み付けがハミング窓関数重み付け
の場合を例示したが、ハミング窓関数重み付けに代わっ
て、ドルフ−チェビシェフ窓関数重み付けでも、テイラ
ー窓関数重み付けでも、ｃｏｓ2 窓関数重み付けでも、
ｃｏｓ3 窓関数重み付けでも、ｃｏｓ4 窓関数重み付け
でも、ブラックマン窓関数重み付けでも、カイザー窓関
数重み付けでもよい。
かるスペクトル拡散多重化通信機では、ＳＡＷ−ＤＤＬ
４において、周波数重み付けがハミング窓関数重み付け
の場合を例示したが、ハミング窓関数重み付けに代わっ
て、ドルフ−チェビシェフ窓関数重み付けでも、テイラ
ー窓関数重み付けでも、ｃｏｓ2 窓関数重み付けでも、
ｃｏｓ3 窓関数重み付けでも、ｃｏｓ4 窓関数重み付け
でも、ブラックマン窓関数重み付けでも、カイザー窓関
数重み付けでもよい。
【０１１４】また、周波数重み付けをＳＡＷ−ＤＤＬ４
に代わって、データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
の入力電極および／または出力電極対の電極指ピッチに
よって付与するようにしてもよい。またＳＡＷ−ＤＤＬ
４とデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３とによっ
て付与するようにしてもよい。これらの場合に、データ
復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３の各系統の出力電極
間の間隔は（Ｎｂ×λ 0 ）、（Ｎｂ×λ0 ＋λ0 ／２）
とすることは維持する必要がある。
に代わって、データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
の入力電極および／または出力電極対の電極指ピッチに
よって付与するようにしてもよい。またＳＡＷ−ＤＤＬ
４とデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３とによっ
て付与するようにしてもよい。これらの場合に、データ
復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３の各系統の出力電極
間の間隔は（Ｎｂ×λ 0 ）、（Ｎｂ×λ0 ＋λ0 ／２）
とすることは維持する必要がある。
【０１１５】上記のように周波数重み付けは、ＳＡＷ−
ＤＤＬ４に全ての重み付けを付与しても、データ復調用
ＳＡＷマッチドフィルタ１３に全ての重み付けを付与し
ても、ＳＡＷ−ＤＤＬ４とデータ復調用マッチドフィル
タ１３とに振り分けて重み付けを付与してもよいが、そ
れぞれ次のような得失があり、この得失にしたがって何
れかを選択すればよい。
ＤＤＬ４に全ての重み付けを付与しても、データ復調用
ＳＡＷマッチドフィルタ１３に全ての重み付けを付与し
ても、ＳＡＷ−ＤＤＬ４とデータ復調用マッチドフィル
タ１３とに振り分けて重み付けを付与してもよいが、そ
れぞれ次のような得失があり、この得失にしたがって何
れかを選択すればよい。
【０１１６】ＳＡＷ−ＤＤＬ４に全ての重み付けを付与
した場合は、一般的に中心周波数付近に重い重み付けが
なされるため、送信信号に著しい帯域外スプリアスが生
ずるようなことない。しかし一方、データ復調用ＳＡＷ
マッチドフィルタ１３の周波数振幅特性は帯域内におい
て平坦となり、送信チャープ信号における重みの軽い周
波数部分において、信号成分が少ないにもかかわらず、
不要な雑音を通過させることになって、復調出力におけ
るＳ／Ｎを劣化させることになる。
した場合は、一般的に中心周波数付近に重い重み付けが
なされるため、送信信号に著しい帯域外スプリアスが生
ずるようなことない。しかし一方、データ復調用ＳＡＷ
マッチドフィルタ１３の周波数振幅特性は帯域内におい
て平坦となり、送信チャープ信号における重みの軽い周
波数部分において、信号成分が少ないにもかかわらず、
不要な雑音を通過させることになって、復調出力におけ
るＳ／Ｎを劣化させることになる。
【０１１７】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
に全ての重み付けを付与した場合は、ＳＡＷ−ＤＤＬ４
により生成される送信チャープ信号の周波数成分は帯域
内平坦となり、全帯域を有効に使用するという利点があ
る。一方、重みの軽い送信チャープ信号の周波数成分は
重みの重い送信チャープ信号の周波数成分と同等レベル
で送信されるにもかかわらず、データ復調用ＳＡＷマッ
チドフィルタ１３における重み付けに対応して、重みの
軽い送信チャープ信号の周波数成分がデータ復調用ＳＡ
Ｗマッチドフィルタ１３において捨て去られることにな
り、復調出力におけるＳ／Ｎを劣化させる。
に全ての重み付けを付与した場合は、ＳＡＷ−ＤＤＬ４
により生成される送信チャープ信号の周波数成分は帯域
内平坦となり、全帯域を有効に使用するという利点があ
る。一方、重みの軽い送信チャープ信号の周波数成分は
重みの重い送信チャープ信号の周波数成分と同等レベル
で送信されるにもかかわらず、データ復調用ＳＡＷマッ
チドフィルタ１３における重み付けに対応して、重みの
軽い送信チャープ信号の周波数成分がデータ復調用ＳＡ
Ｗマッチドフィルタ１３において捨て去られることにな
り、復調出力におけるＳ／Ｎを劣化させる。
【０１１８】これに対し、ＳＡＷ−ＤＤＬ４とデータ復
調用マッチドフィルタ１３とに振り分けて重み付けを付
与した場合、重みの振り分けを正確に行うことが難し
く、設計が容易ではないが、データ復調用ＳＡＷマッチ
ドフィルタ１３において、通過する不要な雑音を減少さ
せると共に、送信チャープ信号において重み付けの軽い
周波数の周波数成分を相応なレベルで送信できるため、
復調出力におけるＳ／Ｎの劣化を防止できる。このＳ／
Ｎ劣化量はミスマッチロスと呼ばれている。
調用マッチドフィルタ１３とに振り分けて重み付けを付
与した場合、重みの振り分けを正確に行うことが難し
く、設計が容易ではないが、データ復調用ＳＡＷマッチ
ドフィルタ１３において、通過する不要な雑音を減少さ
せると共に、送信チャープ信号において重み付けの軽い
周波数の周波数成分を相応なレベルで送信できるため、
復調出力におけるＳ／Ｎの劣化を防止できる。このＳ／
Ｎ劣化量はミスマッチロスと呼ばれている。
【０１１９】周波数重み付けをハミング窓関数重み付け
とした場合、Ｓ／Ｎの劣化量であるミスマッチロスは
１．３４ｄＢ改善でき、８次のテイラー窓関数重み付け
とした場合、ミスマッチロスは１．１４ｄＢ改善でき、
ｃｏｓ3 窓関数重み付けとした場合、ミスマッチロスは
２．３８ｄＢ改善することができる。
とした場合、Ｓ／Ｎの劣化量であるミスマッチロスは
１．３４ｄＢ改善でき、８次のテイラー窓関数重み付け
とした場合、ミスマッチロスは１．１４ｄＢ改善でき、
ｃｏｓ3 窓関数重み付けとした場合、ミスマッチロスは
２．３８ｄＢ改善することができる。
【０１２０】上記した本発明の実施の一形態にかかるス
ペクトル拡散多重化通信機による場合の多重化チャープ
信号に対するビット誤り率特性例を図１０に示す。図１
０において実線は理論値を示し、○は１信号多重化の場
合を、△は２信号多重化の場合を、□は３信号多重化の
場合を、▽は４信号多重化の場合を、◇は７信号多重化
の場合を、×は８信号多重化の場合を、●は９信号多重
化の場合をそれぞれ示している。図１０から判るとおり
ほとんど多重化による劣化のない特性が得られる。
ペクトル拡散多重化通信機による場合の多重化チャープ
信号に対するビット誤り率特性例を図１０に示す。図１
０において実線は理論値を示し、○は１信号多重化の場
合を、△は２信号多重化の場合を、□は３信号多重化の
場合を、▽は４信号多重化の場合を、◇は７信号多重化
の場合を、×は８信号多重化の場合を、●は９信号多重
化の場合をそれぞれ示している。図１０から判るとおり
ほとんど多重化による劣化のない特性が得られる。
【０１２１】なおまた、上記した本発明の実施の一形態
にかかるスペクトル拡散多重化通信機において、２値差
動位相変調の場合を例示したが、他の多値差動位相変調
の場合であってもよい。例えば３値差動位相変調の場合
は図７に示す場合と同様にマッチドフィルタを３系統用
意して、それぞれの系統の出力電極を構成する２個のチ
ャープ電極の位置をチャープ信号の中心周波数に対して
互いに１／３波長異なるように配置すればよく、入力さ
れたスペクトル拡散変調信号２周期間に０ラジアン、２
π／３ラジアンもしくは４π／３ラジアンの位相差を持
って差動位相変調された信号に対して、同相で加算され
る出力電極は３系統のうちのいずれか１系統のみであっ
て、３値差動位相変調のデータの復調も可能となる。同
様に４値以上の差動位相変調の場合にも対応させること
ができる。
にかかるスペクトル拡散多重化通信機において、２値差
動位相変調の場合を例示したが、他の多値差動位相変調
の場合であってもよい。例えば３値差動位相変調の場合
は図７に示す場合と同様にマッチドフィルタを３系統用
意して、それぞれの系統の出力電極を構成する２個のチ
ャープ電極の位置をチャープ信号の中心周波数に対して
互いに１／３波長異なるように配置すればよく、入力さ
れたスペクトル拡散変調信号２周期間に０ラジアン、２
π／３ラジアンもしくは４π／３ラジアンの位相差を持
って差動位相変調された信号に対して、同相で加算され
る出力電極は３系統のうちのいずれか１系統のみであっ
て、３値差動位相変調のデータの復調も可能となる。同
様に４値以上の差動位相変調の場合にも対応させること
ができる。
【０１２２】また上記した本発明の実施の一形態にかか
るスペクトル拡散多重化通信機では、前に基準周波数ｆ
0 をチャープ信号の中心周波数として差動位相変調を施
す場合を例示したが、特にチャープ信号の中心周波数で
２値以上の多値の変調を施す必要はなく、基準周波数ｆ
0 をチャープ信号の最大周波数として差動位相変調を施
しても、同様に基準周波数ｆ0 をチャープ信号の最小周
波数として差動位相変調を施してもよい。
るスペクトル拡散多重化通信機では、前に基準周波数ｆ
0 をチャープ信号の中心周波数として差動位相変調を施
す場合を例示したが、特にチャープ信号の中心周波数で
２値以上の多値の変調を施す必要はなく、基準周波数ｆ
0 をチャープ信号の最大周波数として差動位相変調を施
しても、同様に基準周波数ｆ0 をチャープ信号の最小周
波数として差動位相変調を施してもよい。
【０１２３】チャープ信号の最大周波数によって差動位
相変調された信号を復調する場合はデータ復調用ＳＡＷ
マッチドフィルタ１３において各系統を構成する２つの
出力電極間の配置の間に、チャープ信号の最大周波数に
基づく波長λ0 の１／２の差を持たせればよい。チャー
プ信号の最小周波数によって差動位相変調された信号を
復調する場合はデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１
３において各系統を構成する２つの出力電極間の配置の
間に、チャープ信号の最小周波数に基づく波長の１／２
の差を持たせればよく、他の周波数に設定した場合も同
様である。
相変調された信号を復調する場合はデータ復調用ＳＡＷ
マッチドフィルタ１３において各系統を構成する２つの
出力電極間の配置の間に、チャープ信号の最大周波数に
基づく波長λ0 の１／２の差を持たせればよい。チャー
プ信号の最小周波数によって差動位相変調された信号を
復調する場合はデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１
３において各系統を構成する２つの出力電極間の配置の
間に、チャープ信号の最小周波数に基づく波長の１／２
の差を持たせればよく、他の周波数に設定した場合も同
様である。
【０１２４】さらに、上記のデータ復調用ＳＡＷマッチ
ドフィルタ１３がアップ・チャープ信号の場合を例示し
たが、ダウン・チャープ信号の場合も同様に構成するこ
とができる。
ドフィルタ１３がアップ・チャープ信号の場合を例示し
たが、ダウン・チャープ信号の場合も同様に構成するこ
とができる。
【０１２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明にかかるスペ
クトル拡散多重化通信機によれば、スペクトル拡散のた
めにチャープ信号を用いたスペクトル拡散多重化通信機
において、交信のためのチャープ信号を単位時間当たり
の周波数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とし
たため、タイムサイドローブが低減され、かつＳ／Ｎが
劣化することもないという効果が得られる。さらに、ス
ペクトル拡散多重化通信機の構成が簡単になるという効
果もある。
クトル拡散多重化通信機によれば、スペクトル拡散のた
めにチャープ信号を用いたスペクトル拡散多重化通信機
において、交信のためのチャープ信号を単位時間当たり
の周波数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とし
たため、タイムサイドローブが低減され、かつＳ／Ｎが
劣化することもないという効果が得られる。さらに、ス
ペクトル拡散多重化通信機の構成が簡単になるという効
果もある。
【図１】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機の構成を示すブロック図である。
多重化通信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬの構成を示す模式
斜視図である。
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬの構成を示す模式
斜視図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるチャープ信号の説明に供する波形
図である。
多重化通信機におけるチャープ信号の説明に供する波形
図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるチャープ信号の説明に供する波形
図である。
多重化通信機におけるチャープ信号の説明に供する波形
図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬへの入力の説明に
供する波形図である。
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬへの入力の説明に
供する波形図である。
【図６】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬからの出力の説明
に供する波形図である。
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬからの出力の説明
に供する波形図である。
【図７】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷマッチドフィルタの構成を
示す模式斜視図である。
多重化通信機におけるＳＡＷマッチドフィルタの構成を
示す模式斜視図である。
【図８】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷマッチドフィルタの作用の
説明に供する波形図である。
多重化通信機におけるＳＡＷマッチドフィルタの作用の
説明に供する波形図である。
【図９】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるデマルチプレクサの入力信号の波
形図である。
多重化通信機におけるデマルチプレクサの入力信号の波
形図である。
【図１０】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡
散多重化通信機における多重化チャープ信号に対するビ
ット誤り率の特性図である。
散多重化通信機における多重化チャープ信号に対するビ
ット誤り率の特性図である。
【図１１】従来のデジタルエンコーデッドチャープキャ
リア装置の構成を示すブロック図である。
リア装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】チャープ信号をスペクトル拡散に利用した従
来の送信機の構成を示すブロック図である。
来の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】チャープ信号をスペクトル拡散に利用した従
来の受信機の構成を示すブロック図である。
来の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示した受信機の作用の説明に供する
波形図である。
波形図である。
１ 差動エンコーダ ３ パルス発生器 ４ ＳＡＷ−ＤＤＬ ９ 送受信切替器 １３ データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ １４および１５ 自乗回路 １６ 減算回路 １７ 加算回路 １８ デマルチプレクサ ４１および１３１ 圧電基板 ４２、１３２および１３５ 入力電極 ４３、１３３、１３４、１３６および１３７ 出力電極 ｍ１およびｍ２ 第１および第２の系統
Claims (15)
- 【請求項１】スペクトル拡散のためにチャープ信号を用
いたスペクトル拡散多重化通信機において、交信のため
のチャープ信号を単位時間当たりの周波数変化量が時間
と共に変化するチャープ信号とすることを特徴とするス
ペクトル拡散多重化通信機。 - 【請求項２】スペクトル拡散のためにチャープ信号を用
いたスペクトル拡散多重化通信機であって、入力高周波
パルスの時間間隔をデータ１ビットに対応する基準期間
から差動位相量を決めるための基準周波数をもとに２π
／Ｎラジアンの位相ステップで変化させることによって
発生するチャープ信号間にＮ値差動位相変調を施す弾性
表面波分散型遅延線の入力電極に、前記入力高周波パル
スと共に多重化のチャンネル数をＫとしたとき数（Ｋ−
１）の高周波パルスを前記入力高周波パルスの各パルス
間に入力して多重化されたＮ値差動位相変調チャープ信
号を出力電極から送出する弾性表面波分散型遅延線を変
調器とする送信部と、データ１ビットに対応する基準間
隔から差動位相量を決めるための基準周波数をもとに２
π／Ｎラジアンの位相ステップで変化するＮ値差動位相
変調チャープ信号が多重化された多重化チャープ変調信
号を入力とする入力電極と、入力電極に対応しかつ入力
電極によって変換される弾性表面波の伝播路中に縦続接
続された２つの出力電極対とをＮ系統備え、前記基準周
波数の弾性表面波伝播波長をλ0 としたとき各系統を形
成する２つの出力電極はその中心間位置でλ0 ／Ｎずつ
位置をずらして設けられ、かつ入力電極または出力電極
対の少なくともいずれか一方がチャープ電極である弾性
表面波マッチドフィルタを復調器とする受信部とを含
み、交信のためのチャープ信号を単位時間当たりの周波
数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とすること
を特徴とするスペクトル拡散多重化通信機。 - 【請求項３】請求項２記載のスペクトル拡散多重化通信
機において、チャープ信号の単位時間当たりの周波数の
変化量の変化は、弾性表面波分散型遅延線の入力電極ま
たは出力電極の少なくともいずれか一方の電極を構成す
る電極の電極指ピッチの変化量を変化させることによっ
て付与することを特徴とするスペクトル拡散多重化通信
機。 - 【請求項４】請求項２記載のスペクトル拡散多重化通信
機において、チャープ信号の単位時間当たりの周波数の
変化量の変化は、弾性表面波分散型遅延線の入力電極ま
たは出力電極の少なくともいずれか一方の電極を構成す
る電極の電極指ピッチの変化量を変化させることと弾性
表面波マッチドフィルタの入力電極または出力電極の少
なくともいずれか一方の電極を構成する電極の電極指ピ
ッチの変化量を変化させることによって付与することを
特徴とするスペクトル拡散多重化通信機。 - 【請求項５】請求項２記載のスペクトル拡散多重化通信
機において、チャープ信号の単位時間当たりの周波数の
変化量の変化は、予め定めた周波数重み付けに基づくこ
とを特徴とするスペクトル拡散多重化通信機。 - 【請求項６】請求項２記載のスペクトル拡散多重化通信
機において、チャープ信号の単位時間当たりの周波数の
変化量の変化は、その周波数に対する周波数重み付け値
の逆数にほぼ比例することを特徴とするスペクトル拡散
多重化通信機。 - 【請求項７】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通信
機において、周波数重み付けは、復調出力においてタイ
ム・サイドローブの小さな周波数重み付けであることを
特徴とするスペクトル拡散多重化通信機。 - 【請求項８】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通信
機において、周波数重み付けは、ハミング窓関数重み付
けであることを特徴とするスペクトル拡散多重化通信
機。 - 【請求項９】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通信
機において、周波数重み付けは、ドルフ−チェビシェフ
窓関数重み付けであることを特徴とするスペクトル拡散
多重化通信機。 - 【請求項１０】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通
信機において、周波数重み付けは、テイラー窓関数重み
付けであることを特徴とするスペクトル拡散多重化通信
機。 - 【請求項１１】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通
信機において、周波数重み付けは、ｃｏｓ2 窓関数重み
付けであることを特徴とするスペクトル拡散多重化通信
機。 - 【請求項１２】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通
信機において、周波数重み付けは、ｃｏｓ3 窓関数重み
付けであることを特徴とするスペクトル拡散多重化通信
機。 - 【請求項１３】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通
信機において、周波数重み付けは、ｃｏｓ4 窓関数重み
付けであることを特徴とするスペクトル拡散多重化通信
機。 - 【請求項１４】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通
信機において、周波数重み付けは、ブラックマン窓関数
重み付けであることを特徴とするスペクトル拡散多重化
通信機。 - 【請求項１５】請求項５記載のスペクトル拡散多重化通
信機において、周波数重み付けは、カイザー窓関数重み
付けであることを特徴とするスペクトル拡散多重化通信
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11149797A JP3025457B2 (ja) | 1997-04-28 | 1997-04-28 | スペクトル拡散多重化通信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11149797A JP3025457B2 (ja) | 1997-04-28 | 1997-04-28 | スペクトル拡散多重化通信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10303853A true JPH10303853A (ja) | 1998-11-13 |
| JP3025457B2 JP3025457B2 (ja) | 2000-03-27 |
Family
ID=14562798
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11149797A Expired - Fee Related JP3025457B2 (ja) | 1997-04-28 | 1997-04-28 | スペクトル拡散多重化通信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3025457B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015133739A (ja) * | 2010-01-11 | 2015-07-23 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 超広帯域通信装置及び方法 |
| WO2017212810A1 (ja) * | 2016-06-08 | 2017-12-14 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 情報処理装置および方法、送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
| CN114884560A (zh) * | 2022-04-19 | 2022-08-09 | 中国西安卫星测控中心 | 一种面向多用户资源申请的弧段复用融合方法 |
-
1997
- 1997-04-28 JP JP11149797A patent/JP3025457B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015133739A (ja) * | 2010-01-11 | 2015-07-23 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 超広帯域通信装置及び方法 |
| WO2017212810A1 (ja) * | 2016-06-08 | 2017-12-14 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 情報処理装置および方法、送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
| JP6259550B1 (ja) * | 2016-06-08 | 2018-01-10 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 情報処理装置および方法、送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
| US10659101B2 (en) | 2016-06-08 | 2020-05-19 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Information processing device and method, transmitting device and method, and receiving device and method |
| US11296747B2 (en) | 2016-06-08 | 2022-04-05 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Information processing device and method, transmitting device and method, and receiving device and method |
| CN114884560A (zh) * | 2022-04-19 | 2022-08-09 | 中国西安卫星测控中心 | 一种面向多用户资源申请的弧段复用融合方法 |
| CN114884560B (zh) * | 2022-04-19 | 2023-09-08 | 中国西安卫星测控中心 | 一种面向多用户资源申请的弧段复用融合方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3025457B2 (ja) | 2000-03-27 |
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