JPH10224413A - 周波数誤差補正回路 - Google Patents
周波数誤差補正回路Info
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- JPH10224413A JPH10224413A JP2787997A JP2787997A JPH10224413A JP H10224413 A JPH10224413 A JP H10224413A JP 2787997 A JP2787997 A JP 2787997A JP 2787997 A JP2787997 A JP 2787997A JP H10224413 A JPH10224413 A JP H10224413A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 より正確に周波数オフセットを補償可能にし
復号品質を向上させる。 【解決手段】 リミッタアンプ１０から供給されるＲＳ
ＳＩ信号又は復号器から供給されるビットエラーの計数
値に基づき、補正係数ｋを設定する。補正係数ｋを、検
波後電圧Ｖdの瞬時誤差Ｖeiに乗じその上で瞬時誤差Ｖe
iを積算及び除算に供することにより、受信信号のＳ／
Ｎによる平均値Ｖeの変化を抑制することができる。
復号品質を向上させる。 【解決手段】 リミッタアンプ１０から供給されるＲＳ
ＳＩ信号又は復号器から供給されるビットエラーの計数
値に基づき、補正係数ｋを設定する。補正係数ｋを、検
波後電圧Ｖdの瞬時誤差Ｖeiに乗じその上で瞬時誤差Ｖe
iを積算及び除算に供することにより、受信信号のＳ／
Ｎによる平均値Ｖeの変化を抑制することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＳＫ(Frequency
Shift Keying)等の変調方式を使用する通信システム、
特にその受信機にて使用される周波数誤差補正回路に関
する。
Shift Keying)等の変調方式を使用する通信システム、
特にその受信機にて使用される周波数誤差補正回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術及びその問題点】例えばページャーシステ
ムでは変調方式としてＦＳＫを用いている。ページャー
の受信機では、ＦＳＫ変調された信号を受信し、周波数
変換、増幅、帯域制限等の処理を施した上で受信信号を
検波器に入力する。検波器にて得られる検波後電圧（い
わゆるディスクリ検波出力）は、検波器への入力信号の
周波数に応じた値を有しており、後段の符号判定器に入
力される。符号判定器では、検波後電圧の値が周波数に
対応していることを利用して、受信信号にて搬送された
符号を判定する。ここで、理想的な検波後電圧が図４
（ｂ）に示すような波形であり、符号値＝“１”に相当
するタイミングでは基準値Ｖr1、符号値＝“０”に相当
するタイミングでは基準値Ｖr0と等しい値を有する。こ
のような波形を有する検波後電圧に基づき符号を判定す
るには、基準値Ｖr1及びＶr0の中間例えば（Ｖr1＋Ｖr
0）／２に判定しきい値を設定しておき、図４（ａ）に
示す判定タイミングにて検波後電圧の値が判定しきい値
より大ならば符号値＝“１”、小ならば符号値＝“０”
と判定するようにすればよい。実際には、周波数変換の
際の局部発振信号の周波数オフセットや、伝送路その他
で重畳するノイズが存在しているため、図４（ｂ）に示
すような理想波形は通常は得られず、検波後電圧の波形
は図４（ｃ）に示されるような波形となる。同図中、Ｖ
e0、Ｖe1、Ｖe2、Ｖe3、…は各判定タイミングにおける
検波後電圧の瞬時誤差を表しており、Ｖeはその平均値
ムでは変調方式としてＦＳＫを用いている。ページャー
の受信機では、ＦＳＫ変調された信号を受信し、周波数
変換、増幅、帯域制限等の処理を施した上で受信信号を
検波器に入力する。検波器にて得られる検波後電圧（い
わゆるディスクリ検波出力）は、検波器への入力信号の
周波数に応じた値を有しており、後段の符号判定器に入
力される。符号判定器では、検波後電圧の値が周波数に
対応していることを利用して、受信信号にて搬送された
符号を判定する。ここで、理想的な検波後電圧が図４
（ｂ）に示すような波形であり、符号値＝“１”に相当
するタイミングでは基準値Ｖr1、符号値＝“０”に相当
するタイミングでは基準値Ｖr0と等しい値を有する。こ
のような波形を有する検波後電圧に基づき符号を判定す
るには、基準値Ｖr1及びＶr0の中間例えば（Ｖr1＋Ｖr
0）／２に判定しきい値を設定しておき、図４（ａ）に
示す判定タイミングにて検波後電圧の値が判定しきい値
より大ならば符号値＝“１”、小ならば符号値＝“０”
と判定するようにすればよい。実際には、周波数変換の
際の局部発振信号の周波数オフセットや、伝送路その他
で重畳するノイズが存在しているため、図４（ｂ）に示
すような理想波形は通常は得られず、検波後電圧の波形
は図４（ｃ）に示されるような波形となる。同図中、Ｖ
e0、Ｖe1、Ｖe2、Ｖe3、…は各判定タイミングにおける
検波後電圧の瞬時誤差を表しており、Ｖeはその平均値
【数１】 を表している。平均値Ｖeは、局部発振信号の周波数オ
フセットを表していると見なせるから、平均値Ｖeを検
波後電圧から減ずることにより、検波後電圧に含まれる
誤差成分のうち周波数オフセットに相当する成分を、概
ね補償できる。また、局部発振周波数にではなく検波後
電圧Ｖdに補正を施すようにしているため、ベースバン
ド回路（例えばASIC)内で処理できる。
フセットを表していると見なせるから、平均値Ｖeを検
波後電圧から減ずることにより、検波後電圧に含まれる
誤差成分のうち周波数オフセットに相当する成分を、概
ね補償できる。また、局部発振周波数にではなく検波後
電圧Ｖdに補正を施すようにしているため、ベースバン
ド回路（例えばASIC)内で処理できる。
【０００３】しかしながら、平均値Ｖeは、周波数オフ
セットを正確に表す数値ではない。実際は、図５に示さ
れるように、受信信号のＳ／Ｎが低いとき（即ち低伝送
路品質等が原因で受信信号中に相対的にノイズが多いと
き）には、周波数オフセットが大きくても、平均値Ｖe
はさほど大きくならない。このように、平均値Ｖeによ
る周波数オフセットの検出感度が受信信号のＳ／Ｎに依
存しているため、平均値Ｖeに基づく検波後電圧の補正
では、検波後電圧中の周波数オフセット相当の誤差成分
を正確に補償できず（即ち図６（ａ）と図６（ｂ）の間
の等価的な信号スペクトルシフトの分が補償されずに残
り）、特に、品質の低い伝送路にて使用される受信機に
おいては、符号の復号品質をあげるのに支障となってい
た。
セットを正確に表す数値ではない。実際は、図５に示さ
れるように、受信信号のＳ／Ｎが低いとき（即ち低伝送
路品質等が原因で受信信号中に相対的にノイズが多いと
き）には、周波数オフセットが大きくても、平均値Ｖe
はさほど大きくならない。このように、平均値Ｖeによ
る周波数オフセットの検出感度が受信信号のＳ／Ｎに依
存しているため、平均値Ｖeに基づく検波後電圧の補正
では、検波後電圧中の周波数オフセット相当の誤差成分
を正確に補償できず（即ち図６（ａ）と図６（ｂ）の間
の等価的な信号スペクトルシフトの分が補償されずに残
り）、特に、品質の低い伝送路にて使用される受信機に
おいては、符号の復号品質をあげるのに支障となってい
た。
【０００４】
【発明の概要】本発明の目的の一つは、平均値Ｖeが受
信信号のＳ／Ｎに依存することを逆用し、検波後電圧の
誤差の補償をより正確に実行可能にすることにより、符
号の復号品質がより良好でかつ低品質伝送路においても
安定に符号を復号できるようにすることにある。かかる
目的を達成するに際して注目したのは、平均値ＶeのＳ
／Ｎ依存性が、検波に先立って受信信号に施してある帯
域制限の影響であることである。即ち、帯域制限後の受
信信号の周波数スペクトルは、図６（ａ）に示すよう
に、信号本体のスペクトル（上向き矢印）と、制限帯域
内でほぼ平坦な分布を呈するノイズとを含んでいるか
ら、これら信号本体のスペクトルと帯域制限されたノイ
ズとを合成した等価的な信号スペクトルの中心は、図６
（ｂ）に示すようにノイズにひきずられて制限帯域中心
周波数側にシフトする。このシフトの量はノイズが顕著
であればあるほど即ちＳ／Ｎが低いほど大きくなるか
ら、図５に示したように、Ｓ／Ｎが低ければ低いほど平
均値Ｖeによる周波数オフセットの検出感度が下がる
（即ち検出誤差が大きくなる）。
信信号のＳ／Ｎに依存することを逆用し、検波後電圧の
誤差の補償をより正確に実行可能にすることにより、符
号の復号品質がより良好でかつ低品質伝送路においても
安定に符号を復号できるようにすることにある。かかる
目的を達成するに際して注目したのは、平均値ＶeのＳ
／Ｎ依存性が、検波に先立って受信信号に施してある帯
域制限の影響であることである。即ち、帯域制限後の受
信信号の周波数スペクトルは、図６（ａ）に示すよう
に、信号本体のスペクトル（上向き矢印）と、制限帯域
内でほぼ平坦な分布を呈するノイズとを含んでいるか
ら、これら信号本体のスペクトルと帯域制限されたノイ
ズとを合成した等価的な信号スペクトルの中心は、図６
（ｂ）に示すようにノイズにひきずられて制限帯域中心
周波数側にシフトする。このシフトの量はノイズが顕著
であればあるほど即ちＳ／Ｎが低いほど大きくなるか
ら、図５に示したように、Ｓ／Ｎが低ければ低いほど平
均値Ｖeによる周波数オフセットの検出感度が下がる
（即ち検出誤差が大きくなる）。
【０００５】本発明の好適な実施形態は、かかる観点に
基づき構成された周波数誤差補正回路である。本実施形
態に係る周波数誤差補正回路は、周波数変換及び帯域制
限された受信信号を検波器にて検波し、それにより得ら
れる検波後電圧をしきい値判定することにより、当該受
信信号にて搬送された符号を判定する受信機にて使用さ
れる。本実施形態に係る周波数誤差補正回路は、少なく
とも、符号判定結果に応じて選択される基準値Ｖr0、Ｖ
r1と比較することにより検波器からの検波後電圧Ｖｄの
瞬時誤差Ｖeiを検出する瞬時誤差検出回路と、上記瞬時
誤差Ｖeiの検出値を所定期間に亘って平均化することに
より周波数変換の際の局部発振信号の周波数オフセット
（Ｖeに相当）を検出する周波数オフセット検出回路
と、上記周波数オフセットの検出値に応じて上記検波後
電圧Ｖdに補正を施すことにより、上記検波後電圧Ｖdの
瞬時誤差Ｖeiのうち上記周波数オフセットに相当する誤
差成分Ｖeを補償するオフセット補償回路と、上記周波
数オフセット検出回路への供給に先立ち、上記瞬時誤差
Ｖeiの検出値を上記受信信号のＳ／Ｎに応じて補正する
ことにより、上記周波数オフセットの検出値に現れる誤
差のうち受信信号中のノイズの相対的多寡による誤差成
分を補償するオフセット検出誤差補償回路と、を備え
る。
基づき構成された周波数誤差補正回路である。本実施形
態に係る周波数誤差補正回路は、周波数変換及び帯域制
限された受信信号を検波器にて検波し、それにより得ら
れる検波後電圧をしきい値判定することにより、当該受
信信号にて搬送された符号を判定する受信機にて使用さ
れる。本実施形態に係る周波数誤差補正回路は、少なく
とも、符号判定結果に応じて選択される基準値Ｖr0、Ｖ
r1と比較することにより検波器からの検波後電圧Ｖｄの
瞬時誤差Ｖeiを検出する瞬時誤差検出回路と、上記瞬時
誤差Ｖeiの検出値を所定期間に亘って平均化することに
より周波数変換の際の局部発振信号の周波数オフセット
（Ｖeに相当）を検出する周波数オフセット検出回路
と、上記周波数オフセットの検出値に応じて上記検波後
電圧Ｖdに補正を施すことにより、上記検波後電圧Ｖdの
瞬時誤差Ｖeiのうち上記周波数オフセットに相当する誤
差成分Ｖeを補償するオフセット補償回路と、上記周波
数オフセット検出回路への供給に先立ち、上記瞬時誤差
Ｖeiの検出値を上記受信信号のＳ／Ｎに応じて補正する
ことにより、上記周波数オフセットの検出値に現れる誤
差のうち受信信号中のノイズの相対的多寡による誤差成
分を補償するオフセット検出誤差補償回路と、を備え
る。
【０００６】この構成によれば、瞬時誤差Ｖeiの検出値
に、受信信号のＳ／Ｎに応じて補正を施すようにしてい
るため、帯域制限されたノイズにより瞬時誤差Ｖeiの検
出値に生じる誤差が、周波数オフセットの検出値（Ｖe
に相当）に影響を及ぼしにくくなる。即ち、ノイズが多
いときでも少ないときでも、平均値Ｖeにより比較的正
確に周波数オフセットを検出及び補償でき、従って復号
品質が高く、安定した復号が可能で、低品質伝送路にも
適用できる受信機が得られる。また、この構成における
オフセット検出誤差補償回路を実現するに際しては、受
信信号のＳ／Ｎを何らかの情報又は信号に基づき評価で
きねばならない。そのために、従来から知られている種
類の情報又は信号を利用することもできるし、また、新
たな種類の情報又は信号を生成及び利用してもよい。例
えば、従来から、受信信号のレベル（受信電界強度）を
表すＲＳＳＩ(Receiving Signal Strength Indicator)
信号が知られているから、リミッタアンプ等にて生成さ
れるこのＲＳＳＩ信号に応じて補正係数ｋを発生させ、
発生させた補正係数ｋを瞬時誤差Ｖeiの検出値に乗じる
ことにより、ノイズの相対的多寡による誤差成分を補償
するようにしてもよい。また、符号判定結果から検出さ
れる伝送誤り（例えばビットエラー）の個数を計数し、
その結果に応じて補正係数ｋを発生させ、発生させた補
正係数ｋを上記瞬時誤差Ｖeiの検出値に乗じることによ
り、ノイズの多寡による誤差成分を補償するようにして
もよい。本発明は、これらの他、様々な実施形態を包含
する。また、本発明は、「周波数誤差補正回路」のみな
らず、「周波数誤差補正方法」等としても表現できる。
本発明は、受信信号に施す帯域制限が検波後電圧の瞬時
誤差Ｖeiに影響を及ぼす限り、ＦＳＫ以外の変調方式に
も適用できる。
に、受信信号のＳ／Ｎに応じて補正を施すようにしてい
るため、帯域制限されたノイズにより瞬時誤差Ｖeiの検
出値に生じる誤差が、周波数オフセットの検出値（Ｖe
に相当）に影響を及ぼしにくくなる。即ち、ノイズが多
いときでも少ないときでも、平均値Ｖeにより比較的正
確に周波数オフセットを検出及び補償でき、従って復号
品質が高く、安定した復号が可能で、低品質伝送路にも
適用できる受信機が得られる。また、この構成における
オフセット検出誤差補償回路を実現するに際しては、受
信信号のＳ／Ｎを何らかの情報又は信号に基づき評価で
きねばならない。そのために、従来から知られている種
類の情報又は信号を利用することもできるし、また、新
たな種類の情報又は信号を生成及び利用してもよい。例
えば、従来から、受信信号のレベル（受信電界強度）を
表すＲＳＳＩ(Receiving Signal Strength Indicator)
信号が知られているから、リミッタアンプ等にて生成さ
れるこのＲＳＳＩ信号に応じて補正係数ｋを発生させ、
発生させた補正係数ｋを瞬時誤差Ｖeiの検出値に乗じる
ことにより、ノイズの相対的多寡による誤差成分を補償
するようにしてもよい。また、符号判定結果から検出さ
れる伝送誤り（例えばビットエラー）の個数を計数し、
その結果に応じて補正係数ｋを発生させ、発生させた補
正係数ｋを上記瞬時誤差Ｖeiの検出値に乗じることによ
り、ノイズの多寡による誤差成分を補償するようにして
もよい。本発明は、これらの他、様々な実施形態を包含
する。また、本発明は、「周波数誤差補正回路」のみな
らず、「周波数誤差補正方法」等としても表現できる。
本発明は、受信信号に施す帯域制限が検波後電圧の瞬時
誤差Ｖeiに影響を及ぼす限り、ＦＳＫ以外の変調方式に
も適用できる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施形態に
関し図面に基づき説明する。
関し図面に基づき説明する。
【０００８】図１に、本発明の第１実施形態に係る回路
の構成を示す。この図に示す回路はベースバンド回路例
えばＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circ
uit）として構成されており、リミッタアンプ１０にて
帯域制限された受信信号を検波器１２によって検波して
得られる検波後電圧Ｖdを、入力している。加算器１４
は、検波後電圧Ｖdから瞬時誤差Ｖeiの平均値Ｖeを減ず
ることにより電圧Ｖを生成し、判定器１６及び加算器１
８に供給する。判定器１６は、電圧Ｖをしきい値判定す
ることにより、すなわち図４を用いて説明した原理によ
って、受信信号にて搬送された符号を再現し、判定デー
タとして出力する。
の構成を示す。この図に示す回路はベースバンド回路例
えばＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circ
uit）として構成されており、リミッタアンプ１０にて
帯域制限された受信信号を検波器１２によって検波して
得られる検波後電圧Ｖdを、入力している。加算器１４
は、検波後電圧Ｖdから瞬時誤差Ｖeiの平均値Ｖeを減ず
ることにより電圧Ｖを生成し、判定器１６及び加算器１
８に供給する。判定器１６は、電圧Ｖをしきい値判定す
ることにより、すなわち図４を用いて説明した原理によ
って、受信信号にて搬送された符号を再現し、判定デー
タとして出力する。
【０００９】また、加算器１８は、電圧Ｖから基準値Ｖ
rを減ずることにより、検波後電圧Ｖdの瞬時誤差Ｖeiを
求める。加算器１８にて用いる基準値Ｖrは、判定器１
６における符号判定の結果に応じて切換設定される。す
なわち、判定器１６が符号値＝“１”であると判定した
ときには、基準値Ｖr1が基準値Ｖrとして加算器１８に
供給され、符号値＝“０”であると判定したときには、
基準値Ｖr0が基準値Ｖrとして使用される。基準値設定
部２０は、かかる切換設定を実現する部材である。
rを減ずることにより、検波後電圧Ｖdの瞬時誤差Ｖeiを
求める。加算器１８にて用いる基準値Ｖrは、判定器１
６における符号判定の結果に応じて切換設定される。す
なわち、判定器１６が符号値＝“１”であると判定した
ときには、基準値Ｖr1が基準値Ｖrとして加算器１８に
供給され、符号値＝“０”であると判定したときには、
基準値Ｖr0が基準値Ｖrとして使用される。基準値設定
部２０は、かかる切換設定を実現する部材である。
【００１０】加算器１８にて電圧Ｖから基準値Ｖrを減
じて得られる瞬時誤差Ｖeiは、係数乗算部２２を経て積
算部２４に供給される。積算部２４においては、過去ｎ
個（ｎは自然数）の瞬時誤差Ｖeiを積算することにより
積算瞬時誤差Ｓiを求める。その後段に設けられている
除算部２６では、積算瞬時誤差Ｓiをｎで除すことによ
り、瞬時誤差Ｖeiの過去ｎ時点にわたる移動平均Ｖeを
求める。この平均値Ｖeは前述のように加算器１４に供
給され、検波後電圧Ｖdから減ぜられる。このようにし
て、平均値Ｖeすなわち周波数オフセットの検出値に基
づく検波後電圧Ｖdの補正が実行され、図示しない局部
発振器の周波数オフセットによる誤差成分が概ね補償さ
れる。
じて得られる瞬時誤差Ｖeiは、係数乗算部２２を経て積
算部２４に供給される。積算部２４においては、過去ｎ
個（ｎは自然数）の瞬時誤差Ｖeiを積算することにより
積算瞬時誤差Ｓiを求める。その後段に設けられている
除算部２６では、積算瞬時誤差Ｓiをｎで除すことによ
り、瞬時誤差Ｖeiの過去ｎ時点にわたる移動平均Ｖeを
求める。この平均値Ｖeは前述のように加算器１４に供
給され、検波後電圧Ｖdから減ぜられる。このようにし
て、平均値Ｖeすなわち周波数オフセットの検出値に基
づく検波後電圧Ｖdの補正が実行され、図示しない局部
発振器の周波数オフセットによる誤差成分が概ね補償さ
れる。
【００１１】本実施形態の特徴は、加算器１８と積算部
２４の間に係数乗算部２２を設けると共に、この係数乗
算部において用いる補正係数ｋをリミッタアンプ１０か
らのＲＳＳＩ信号に基づき係数化部２８にて発生させて
いることである。すなわち、リミッタアンプ１０により
生成されたＲＳＳＩ信号は、係数化部２８においてＡ／
Ｄ変換等の処理を経て補正係数ｋに変換され、係数乗算
部２２においてはこの係数ｋが瞬時誤差Ｖeiに乗ぜられ
る。従って、本実施形態によれば、瞬時信号のＳ／Ｎを
表現しているＲＳＳＩ信号に基づき瞬時誤差Ｖeiを補正
するようにしているため、受信信号中のノイズに起因し
た周波数オフセット検出誤差を低減することができ、ひ
いては、従来に比べ良好な復号品質を実現することが可
能になる。
２４の間に係数乗算部２２を設けると共に、この係数乗
算部において用いる補正係数ｋをリミッタアンプ１０か
らのＲＳＳＩ信号に基づき係数化部２８にて発生させて
いることである。すなわち、リミッタアンプ１０により
生成されたＲＳＳＩ信号は、係数化部２８においてＡ／
Ｄ変換等の処理を経て補正係数ｋに変換され、係数乗算
部２２においてはこの係数ｋが瞬時誤差Ｖeiに乗ぜられ
る。従って、本実施形態によれば、瞬時信号のＳ／Ｎを
表現しているＲＳＳＩ信号に基づき瞬時誤差Ｖeiを補正
するようにしているため、受信信号中のノイズに起因し
た周波数オフセット検出誤差を低減することができ、ひ
いては、従来に比べ良好な復号品質を実現することが可
能になる。
【００１２】図２に、本発明の第２実施形態に係る回路
の構成を示す。この実施形態においては、ＲＳＳＩ信号
ではなく、ビットエラーの計数値に応じて補正係数ｋが
生成されている。すなわち、復号器３０は、判定器１６
からの判定データのうち誤り訂正符号を利用してビット
エラーを検出し、カウンタ３２はこのビットエラーの個
数を計数する。係数化部２８は、カウンタ３２による計
数値に応じて補正係数ｋを発生させ、係数乗算部２２に
供給している。このようにしても、前述の第１実施形態
と同様の作用・効果を得ることができる。また、第１実
施形態において用いていたＲＳＳＩ信号が一般に妨害波
の影響をも含んでいるのに対し、誤り訂正符号の復号に
よって得られたビットエラーには妨害波の影響が比較的
現れにくいから、本実施形態によれば、第１実施形態に
比べて妨害波の影響を受けにくいより正確な回路を実現
することができる。ただし、誤り訂正符号の復号を待っ
て補正係数ｋを決定しなければならないため、リアルタ
イムな処理が可能ではあるものの、第１実施形態に比べ
た場合にはややリアルタイム性に欠ける。
の構成を示す。この実施形態においては、ＲＳＳＩ信号
ではなく、ビットエラーの計数値に応じて補正係数ｋが
生成されている。すなわち、復号器３０は、判定器１６
からの判定データのうち誤り訂正符号を利用してビット
エラーを検出し、カウンタ３２はこのビットエラーの個
数を計数する。係数化部２８は、カウンタ３２による計
数値に応じて補正係数ｋを発生させ、係数乗算部２２に
供給している。このようにしても、前述の第１実施形態
と同様の作用・効果を得ることができる。また、第１実
施形態において用いていたＲＳＳＩ信号が一般に妨害波
の影響をも含んでいるのに対し、誤り訂正符号の復号に
よって得られたビットエラーには妨害波の影響が比較的
現れにくいから、本実施形態によれば、第１実施形態に
比べて妨害波の影響を受けにくいより正確な回路を実現
することができる。ただし、誤り訂正符号の復号を待っ
て補正係数ｋを決定しなければならないため、リアルタ
イムな処理が可能ではあるものの、第１実施形態に比べ
た場合にはややリアルタイム性に欠ける。
【００１３】なお、図６に示されるように、受信信号の
スペクトルは、帯域制限されたノイズ（図６（ａ））に
よって等価的に制限帯域中心寄りにシフトするため（図
６（ｂ））、図５の如くＳ／Ｎへの依存性が生じてい
る。従って、補正係数ｋの具体的な決定方法は、ＲＦ段
・ＩＦ段の回路の具体的な構成や、システムにて使用し
ている変調方式や、受信信号を帯域制限するフィルタの
特性特に制限帯域に応じて、定めればよい。すなわち、
受信電界レベルやビットエラーレートとＳ／Ｎの関係は
受信部の回路の構成により定まっており、またＳ／Ｎの
違いによる平均値の変化（図５参照）は変調方式及び制
限帯域にて一様に定まっているから、これに基づき補正
係数ｋの具体的な内容を定めればよい。
スペクトルは、帯域制限されたノイズ（図６（ａ））に
よって等価的に制限帯域中心寄りにシフトするため（図
６（ｂ））、図５の如くＳ／Ｎへの依存性が生じてい
る。従って、補正係数ｋの具体的な決定方法は、ＲＦ段
・ＩＦ段の回路の具体的な構成や、システムにて使用し
ている変調方式や、受信信号を帯域制限するフィルタの
特性特に制限帯域に応じて、定めればよい。すなわち、
受信電界レベルやビットエラーレートとＳ／Ｎの関係は
受信部の回路の構成により定まっており、またＳ／Ｎの
違いによる平均値の変化（図５参照）は変調方式及び制
限帯域にて一様に定まっているから、これに基づき補正
係数ｋの具体的な内容を定めればよい。
【００１４】図３に、上記第１及び第２実施形態の変形
例を示す。この図に示すｎ切換部３４は、判定器１６後
段の回路において同期信号が検出されたとき又は平均値
Ｖeが十分真値に近づいたと見なせるとき（周波数が十
分引き込まれたとき）に、積算部２４及び除算部２６に
て使用するｎをそれ以前の値よりも大きな値へと切り換
える。そのような構成を用いることにより、同期検出又
は周波数引込み以前は比較的小さなｎを用いて高速な周
波数引き込みを図り、それ以後は比較的大きなｎを用い
て回路を安定に動作させることが、可能になる。
例を示す。この図に示すｎ切換部３４は、判定器１６後
段の回路において同期信号が検出されたとき又は平均値
Ｖeが十分真値に近づいたと見なせるとき（周波数が十
分引き込まれたとき）に、積算部２４及び除算部２６に
て使用するｎをそれ以前の値よりも大きな値へと切り換
える。そのような構成を用いることにより、同期検出又
は周波数引込み以前は比較的小さなｎを用いて高速な周
波数引き込みを図り、それ以後は比較的大きなｎを用い
て回路を安定に動作させることが、可能になる。
【図１】 本発明の第１実施形態に係る回路の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】 本発明の第２実施形態に係る回路の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】 上記各実施形態の変形例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】 周波数オフセットの補償原理を示す図であ
り、特に（ａ）は符号の判定タイミングを、（ｂ）は検
波後電圧の理想的な波形を、（ｃ）は実際の波形を、そ
れぞれ示すタイミングチャートである。
り、特に（ａ）は符号の判定タイミングを、（ｂ）は検
波後電圧の理想的な波形を、（ｃ）は実際の波形を、そ
れぞれ示すタイミングチャートである。
【図５】 受信信号のＳ／Ｎによる平均値Ｖeの値の相
違を示す図である。
違を示す図である。
【図６】 図５に示すずれが発生する原理を示す図であ
り、特に（ａ）は帯域制限された信号及びノイズのスペ
クトルを、（ｂ）は帯域制限されたノイズによって生じ
る等価的な信号スペクトルのシフトをそれぞれ示す図で
ある。
り、特に（ａ）は帯域制限された信号及びノイズのスペ
クトルを、（ｂ）は帯域制限されたノイズによって生じ
る等価的な信号スペクトルのシフトをそれぞれ示す図で
ある。
１０ リミッタアンプ、１２ 検波器、１４，１８ 加
算器、１６ 判定器、２０ 基準設定部、２２ 係数乗
算部、２４ 積算部、２６ 除算部、２８ 係数化部、
３０ 復号器、３２ カウンタ、３４ ｎ切換部。
算器、１６ 判定器、２０ 基準設定部、２２ 係数乗
算部、２４ 積算部、２６ 除算部、２８ 係数化部、
３０ 復号器、３２ カウンタ、３４ ｎ切換部。
Claims (3)
- 【請求項１】 周波数変換及び帯域制限された受信信号
を検波器にて検波し、それにより得られる検波後電圧を
しきい値判定することにより、当該受信信号にて搬送さ
れた符号を判定する受信機にて使用される周波数誤差補
正回路において、 符号判定結果に応じて選択される基準値と比較すること
により上記検波後電圧の瞬時誤差を検出する瞬時誤差検
出回路と、 上記瞬時誤差の検出値を所定期間に亘って平均化するこ
とにより周波数変換の際の局部発振信号の周波数オフセ
ットを検出する周波数オフセット検出回路と、 上記周波数オフセットの検出値に応じて上記検波後電圧
に補正を施すことにより、上記検波後電圧の瞬時誤差の
うち上記周波数オフセットに相当する誤差成分を補償す
るオフセット補償回路と、 上記周波数オフセット検出回路への供給に先立ち、上記
瞬時誤差の検出値を上記受信信号のＳ／Ｎに応じて補正
することにより、上記周波数オフセットの検出値に現れ
る誤差のうち受信信号中のノイズの相対的多寡による誤
差成分を補償するオフセット検出誤差補償回路と、 を備えることを特徴とする周波数誤差補正回路。 - 【請求項２】 上記オフセット検出誤差補償回路が、上
記受信信号のレベルを表すＲＳＳＩ信号に応じて補正係
数を発生させ、発生させた補正係数を上記瞬時誤差の検
出値に乗じることにより、上記ノイズの相対的多寡によ
る誤差成分を補償することを特徴とする請求項１記載の
周波数誤差補正回路。 - 【請求項３】 上記オフセット検出誤差補償回路が、上
記符号判定結果から検出される伝送誤りの個数を計数
し、その結果に応じて補正係数を発生させ、発生させた
補正係数を上記瞬時誤差の検出値に乗じることにより、
上記ノイズの多寡による誤差成分を補償することを特徴
とする請求項１記載の周波数誤差補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2787997A JPH10224413A (ja) | 1997-02-12 | 1997-02-12 | 周波数誤差補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2787997A JPH10224413A (ja) | 1997-02-12 | 1997-02-12 | 周波数誤差補正回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10224413A true JPH10224413A (ja) | 1998-08-21 |
Family
ID=12233189
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2787997A Pending JPH10224413A (ja) | 1997-02-12 | 1997-02-12 | 周波数誤差補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10224413A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009111900A (ja) * | 2007-10-31 | 2009-05-21 | Kenwood Corp | シンボル判定装置およびシンボル判定方法 |
| RU2665363C2 (ru) * | 2016-07-15 | 2018-08-29 | Акционерное общество "Центральное конструкторское бюро автоматики" | Способ измерения частоты сигналов |
-
1997
- 1997-02-12 JP JP2787997A patent/JPH10224413A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009111900A (ja) * | 2007-10-31 | 2009-05-21 | Kenwood Corp | シンボル判定装置およびシンボル判定方法 |
| RU2665363C2 (ru) * | 2016-07-15 | 2018-08-29 | Акционерное общество "Центральное конструкторское бюро автоматики" | Способ измерения частоты сигналов |
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