JPH1019971A - ロードプル測定システム，ソースプル測定システム，及びインピーダンスチューナ - Google Patents
ロードプル測定システム，ソースプル測定システム，及びインピーダンスチューナInfo
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- JPH1019971A JPH1019971A JP17445096A JP17445096A JPH1019971A JP H1019971 A JPH1019971 A JP H1019971A JP 17445096 A JP17445096 A JP 17445096A JP 17445096 A JP17445096 A JP 17445096A JP H1019971 A JPH1019971 A JP H1019971A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 多重反射による入力側の損失値の不正確さを
改善し、高精度なロードプル、ソースプル測定を可能と
するロードプル，ソースプル測定システム，及びインピ
ーダンスチューナを提供することを目的とする。 【解決手段】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子の
ロードプル，ソースプル測定システムにおいて、その接
続，又は配線に、高周波能動素子のインピーダンスに相
応した、２０Ω以下の低インピーダンス線路，あるいは
１１２Ω以上の高インピーダンス線路を用いた。
改善し、高精度なロードプル、ソースプル測定を可能と
するロードプル，ソースプル測定システム，及びインピ
ーダンスチューナを提供することを目的とする。 【解決手段】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子の
ロードプル，ソースプル測定システムにおいて、その接
続，又は配線に、高周波能動素子のインピーダンスに相
応した、２０Ω以下の低インピーダンス線路，あるいは
１１２Ω以上の高インピーダンス線路を用いた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ロードプル測定
システム，ソースプル測定システム，及びインピーダン
スチューナに関し、特にＶＨＦ帯以上での能動素子に適
用されるロードプル，及びソースプル測定において、高
精度な測定を可能とするロードプル，ソースプル測定シ
ステム，及びインピーダンスチューナに関するものであ
る。
システム，ソースプル測定システム，及びインピーダン
スチューナに関し、特にＶＨＦ帯以上での能動素子に適
用されるロードプル，及びソースプル測定において、高
精度な測定を可能とするロードプル，ソースプル測定シ
ステム，及びインピーダンスチューナに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】一般に、準マイクロ波帯以上（ＶＨＦ帯
以上）の周波数領域における高出力能動素子（以下、Ｈ
／Ｐ素子と称する）は、その出力、効率、歪みなどの特
性が入出力側の負荷インピーダンスに大きく依存する。
そこでＨ／Ｐ素子の入出力端に、インピーダンスチュー
ナ（以下、チューナと称す）を接続し、Ｈ／Ｐ素子から
見た負荷インピーダンスを変化させることにより、出
力、効率などの負荷依存性を調べる測定が行われてい
る。ここで、インピーダンスチューナとは、外部から見
たインピーダンスを変化させることのできる装置であ
る。
以上）の周波数領域における高出力能動素子（以下、Ｈ
／Ｐ素子と称する）は、その出力、効率、歪みなどの特
性が入出力側の負荷インピーダンスに大きく依存する。
そこでＨ／Ｐ素子の入出力端に、インピーダンスチュー
ナ（以下、チューナと称す）を接続し、Ｈ／Ｐ素子から
見た負荷インピーダンスを変化させることにより、出
力、効率などの負荷依存性を調べる測定が行われてい
る。ここで、インピーダンスチューナとは、外部から見
たインピーダンスを変化させることのできる装置であ
る。
【０００３】このように、準マイクロ波帯以上の高出力
能動素子についての，出力、効率、歪みなどの特性の，
出力負荷依存性の測定を、ロードプル測定(load pull m
easurement) といい、これらの特性の，入力負荷依存性
の測定を、ソースプル測定(source pull measurement)
という。
能動素子についての，出力、効率、歪みなどの特性の，
出力負荷依存性の測定を、ロードプル測定(load pull m
easurement) といい、これらの特性の，入力負荷依存性
の測定を、ソースプル測定(source pull measurement)
という。
【０００４】上記準マイクロ波帯以上の高出力能動素子
についてのロードプル測定の結果の例を、図１に示す。
〔１〕参考文献：高木他、“高調波処理回路を用いた高
出力ＵＨＦ帯モノリシック多段ＦＥＴ増幅器の設計
法”，信学論C-1,vol.J76-C-1,No.11,pp.389-298,Novem
ber 1993. 。この図１より、該図１における最大効率が
68.2%, 65%, 63%, 60%, 57% である点及び曲線、及び最
大効率での出力電力が32.2dB, 32dB, 31dB, 30dB, 29dB
である点及び曲線から、出力と効率についての最適負荷
インピーダンスが相互に異なる（該インピーダンスはス
ミスチャート上の点の位置で決まる）ことがわかる。従
って、実際にＨ／Ｐ素子を使用する際には、これらの測
定結果をもとに、所望の条件，即ち必要とする条件に最
適な負荷インピーダンスを選ぶようにするものである。
についてのロードプル測定の結果の例を、図１に示す。
〔１〕参考文献：高木他、“高調波処理回路を用いた高
出力ＵＨＦ帯モノリシック多段ＦＥＴ増幅器の設計
法”，信学論C-1,vol.J76-C-1,No.11,pp.389-298,Novem
ber 1993. 。この図１より、該図１における最大効率が
68.2%, 65%, 63%, 60%, 57% である点及び曲線、及び最
大効率での出力電力が32.2dB, 32dB, 31dB, 30dB, 29dB
である点及び曲線から、出力と効率についての最適負荷
インピーダンスが相互に異なる（該インピーダンスはス
ミスチャート上の点の位置で決まる）ことがわかる。従
って、実際にＨ／Ｐ素子を使用する際には、これらの測
定結果をもとに、所望の条件，即ち必要とする条件に最
適な負荷インピーダンスを選ぶようにするものである。
【０００５】図２に一般的なＨ／Ｐ素子のロードプル，
ソースプル測定系の構成例を示す。図２において、ＤＵ
Ｔ２０１とは、Device Under Test の略であり、被測定
素子のことである。信号源２０２の出力電力は、増幅器
２０３によりＤＵＴ２０１に対する所望の入力電力まで
増幅される。そして、上記ＤＵＴ２０１に対する入力電
力量は、方向性結合器２０７を介して電力計（Power me
ter ）２０４により測定する。サーキュレータ（Circul
ator）２０５は、ＤＵＴ２０１に対し入力側にあるチュ
ーナ２０６による反射電力を終端器２０８に導くもの
で、反射電力の影響を除去し、測定精度を向上するため
に用いられている。
ソースプル測定系の構成例を示す。図２において、ＤＵ
Ｔ２０１とは、Device Under Test の略であり、被測定
素子のことである。信号源２０２の出力電力は、増幅器
２０３によりＤＵＴ２０１に対する所望の入力電力まで
増幅される。そして、上記ＤＵＴ２０１に対する入力電
力量は、方向性結合器２０７を介して電力計（Power me
ter ）２０４により測定する。サーキュレータ（Circul
ator）２０５は、ＤＵＴ２０１に対し入力側にあるチュ
ーナ２０６による反射電力を終端器２０８に導くもの
で、反射電力の影響を除去し、測定精度を向上するため
に用いられている。
【０００６】そして、出力、効率等の，入力負荷依存性
は、ＤＵＴ２０１に対し入力側に設けたインピーダンス
チューナ２０６のインピーダンスを可変することにより
測定し、それらの，出力負荷依存性は、ＤＵＴ２０１に
対し出力側に設けたインピーダンスチューナ２０９のイ
ンピーダンスを可変することにより測定する。
は、ＤＵＴ２０１に対し入力側に設けたインピーダンス
チューナ２０６のインピーダンスを可変することにより
測定し、それらの，出力負荷依存性は、ＤＵＴ２０１に
対し出力側に設けたインピーダンスチューナ２０９のイ
ンピーダンスを可変することにより測定する。
【０００７】バンドパスフィルタ（Band pass filter）
２１１としては、その通過帯域が、信号源２０２の周波
数近辺の電力のみを通過させうるものであるものを選
ぶ。これは、ＤＵＴ２０１への過大入力時などにＤＵＴ
２０１の出力電力の中に高調波が発生する場合があるの
で、この高調波を除去するために用いるものである。減
衰器２１０は、ＤＵＴ２１０の出力電力が電力計２１２
の使用可能な電力量より大きすぎる場合に電力計２１２
への入力電力を調整するために、即ち、電力計２１２の
保護のために用いるものであり、これは必ずしも必要で
あるとは限らない。
２１１としては、その通過帯域が、信号源２０２の周波
数近辺の電力のみを通過させうるものであるものを選
ぶ。これは、ＤＵＴ２０１への過大入力時などにＤＵＴ
２０１の出力電力の中に高調波が発生する場合があるの
で、この高調波を除去するために用いるものである。減
衰器２１０は、ＤＵＴ２１０の出力電力が電力計２１２
の使用可能な電力量より大きすぎる場合に電力計２１２
への入力電力を調整するために、即ち、電力計２１２の
保護のために用いるものであり、これは必ずしも必要で
あるとは限らない。
【０００８】図３は上記インピーダンスチューナ２０６
の構造例として、同軸型のものを示すものである。図３
において、ケース３０１は、電磁シールドの観点から金
属製であるのが望ましい。同軸型のコネクタ３０２，３
０３の中心導体３０２ａ，３０３ａ、及び外部導体３０
２ｂ，３０３ｂは、該チューナ内部の中心導体３０４、
及び外部導体３０５にそれぞれ電気的に接続されてお
り、該チューナ内部では、該中心導体３０４と外部導体
３０５とにより伝送線路（図の例では、エアライン）を
構成している。このエアライン自体の特性インピーダン
スは５０Ωである。そして、本インピーダンスチューナ
においては、スラグ３０６と呼ばれる金属片の位置を、
正面図で見て上下，及び左右方向に変化させることによ
り、該チューナの外部から見たインピーダンスを可変出
来る構造になっている。３０７は上記スラグ３０６を左
右方向へ移動させるための，左右方向へスライド可能な
スライド装置であり、これは、つまみ３０８，及び支持
棒３０９により、スラグ３０６を上下方向へも移動させ
ることができるようになっている。なお、支持棒３０９
は誘電体よりなるのが望ましいが、これは金属よりなる
ものとしても良い。
の構造例として、同軸型のものを示すものである。図３
において、ケース３０１は、電磁シールドの観点から金
属製であるのが望ましい。同軸型のコネクタ３０２，３
０３の中心導体３０２ａ，３０３ａ、及び外部導体３０
２ｂ，３０３ｂは、該チューナ内部の中心導体３０４、
及び外部導体３０５にそれぞれ電気的に接続されてお
り、該チューナ内部では、該中心導体３０４と外部導体
３０５とにより伝送線路（図の例では、エアライン）を
構成している。このエアライン自体の特性インピーダン
スは５０Ωである。そして、本インピーダンスチューナ
においては、スラグ３０６と呼ばれる金属片の位置を、
正面図で見て上下，及び左右方向に変化させることによ
り、該チューナの外部から見たインピーダンスを可変出
来る構造になっている。３０７は上記スラグ３０６を左
右方向へ移動させるための，左右方向へスライド可能な
スライド装置であり、これは、つまみ３０８，及び支持
棒３０９により、スラグ３０６を上下方向へも移動させ
ることができるようになっている。なお、支持棒３０９
は誘電体よりなるのが望ましいが、これは金属よりなる
ものとしても良い。
【０００９】次に、図４は、以下の説明のために、図２
に示すロードプル，ソースプル測定系を書き直した構成
図を示すものである。なおこの図４では、後でＳパラメ
ータを定義しやすいよう、各コネクタ間を離して描いて
いる。
に示すロードプル，ソースプル測定系を書き直した構成
図を示すものである。なおこの図４では、後でＳパラメ
ータを定義しやすいよう、各コネクタ間を離して描いて
いる。
【００１０】ところで、半導体素子そのものを外部に接
続する方法としては、一般的にはパッケージに封入する
方法、半導体素子をキャリアと呼ばれる金属板上にダイ
ボンドし，誘電体基板を介して外部に接続する方法、ウ
エハ状態のままでプローブを用いて接続する方法，など
がある。図４ではキャリアを用いた例を挙げている。こ
こで、Ｈ／Ｐ素子４０１はキャリア４０２上にダイボン
ドされており、ボンディングワイヤ４０３により誘電体
基板４０４に接続されている。誘電体基板４０４上にお
いて、金属導体４０５によりマイクロストリップ線路が
構成されている。４０６は上記キャリア４０２の図示右
端に設けられた同軸−マイクロストリップ変換器、４０
７は該同軸−マイクロストリップ変換器４０６に続いて
形成された素子側同軸コネクタである。また、４０８は
インピーダンスチューナであり、その構造は図３に示し
たとおりのものである。４１０は該インピーダンスチュ
ーナの，上記素子側同軸コネクタ４０７に接続される同
軸コネクタである。また、４０９はロードプル，及びソ
ースプル測定を行う測定器であり、４１１，４１２はそ
れぞれ相互に接続される上記インピーダンスチューナ４
０８，測定器４０９の同軸コネクタである。
続する方法としては、一般的にはパッケージに封入する
方法、半導体素子をキャリアと呼ばれる金属板上にダイ
ボンドし，誘電体基板を介して外部に接続する方法、ウ
エハ状態のままでプローブを用いて接続する方法，など
がある。図４ではキャリアを用いた例を挙げている。こ
こで、Ｈ／Ｐ素子４０１はキャリア４０２上にダイボン
ドされており、ボンディングワイヤ４０３により誘電体
基板４０４に接続されている。誘電体基板４０４上にお
いて、金属導体４０５によりマイクロストリップ線路が
構成されている。４０６は上記キャリア４０２の図示右
端に設けられた同軸−マイクロストリップ変換器、４０
７は該同軸−マイクロストリップ変換器４０６に続いて
形成された素子側同軸コネクタである。また、４０８は
インピーダンスチューナであり、その構造は図３に示し
たとおりのものである。４１０は該インピーダンスチュ
ーナの，上記素子側同軸コネクタ４０７に接続される同
軸コネクタである。また、４０９はロードプル，及びソ
ースプル測定を行う測定器であり、４１１，４１２はそ
れぞれ相互に接続される上記インピーダンスチューナ４
０８，測定器４０９の同軸コネクタである。
【００１１】この図４に示すロードプル，ソースプル測
定系の構成において、ＤＵＴであるＨ／Ｐ素子４０１の
出力電力は、チューナ４０８を介して測定器４０９によ
り測定される。ここで、図中に示した端子間で、Ｓパラ
メータを定義することとする。
定系の構成において、ＤＵＴであるＨ／Ｐ素子４０１の
出力電力は、チューナ４０８を介して測定器４０９によ
り測定される。ここで、図中に示した端子間で、Ｓパラ
メータを定義することとする。
【００１２】即ち、ボンディングワイヤ４０３から同軸
コネクタ４０７までのＳパラメータをｓij、チューナ４
０８のＳパラメータをＳij、測定器４０９を見込んだ反
射係数をΓL とする。Ｓパラメータのサフィックスは、
図中に示したポート（端子）の定義に従う。即ち、ｓi
j，Ｓijともに左側を１，右側を２とする。
コネクタ４０７までのＳパラメータをｓij、チューナ４
０８のＳパラメータをＳij、測定器４０９を見込んだ反
射係数をΓL とする。Ｓパラメータのサフィックスは、
図中に示したポート（端子）の定義に従う。即ち、ｓi
j，Ｓijともに左側を１，右側を２とする。
【００１３】ところで、単一の半導体素子で高出力を得
るにはＦＥＴであればゲート幅を、ＢＪＴ（バイポーラ
ジャンクショントランジスタ）であればエミッタ面積を
広くすればよい。すなわちこのようにすれば小出力素子
を並列接続した場合と等価の構成が得られることとな
り、従って入出力インピーダンスは必然的に低くなる。
一例を示すと、三菱電機株式会社製，ＭＧＦ0907Ａ
（Ｌ，Ｓ帯電力ＧａＡｓＦＥＴ) の２GHz における出力
インピーダンスＺは、 Ｚ＝-32.1+j24.4 Ω （Ｚ＝0.806 ∠158.6 °：５０Ωで規格化した際の複素
数表示で、絶対値｜Ｚ｜＝0.806 ，Ｚの角＝158.6 °を
意味する） 〔２〕参考文献：三菱電機’９５三菱半導体データブッ
ク ＧａＡｓＦＥＴ／ＭＭＩＣ編，である。これは、該
出力インピーダンスの位相を０とした、即ちＺの角＝0
°である場合には、Ｚ＝５Ωに相当する。
るにはＦＥＴであればゲート幅を、ＢＪＴ（バイポーラ
ジャンクショントランジスタ）であればエミッタ面積を
広くすればよい。すなわちこのようにすれば小出力素子
を並列接続した場合と等価の構成が得られることとな
り、従って入出力インピーダンスは必然的に低くなる。
一例を示すと、三菱電機株式会社製，ＭＧＦ0907Ａ
（Ｌ，Ｓ帯電力ＧａＡｓＦＥＴ) の２GHz における出力
インピーダンスＺは、 Ｚ＝-32.1+j24.4 Ω （Ｚ＝0.806 ∠158.6 °：５０Ωで規格化した際の複素
数表示で、絶対値｜Ｚ｜＝0.806 ，Ｚの角＝158.6 °を
意味する） 〔２〕参考文献：三菱電機’９５三菱半導体データブッ
ク ＧａＡｓＦＥＴ／ＭＭＩＣ編，である。これは、該
出力インピーダンスの位相を０とした、即ちＺの角＝0
°である場合には、Ｚ＝５Ωに相当する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、マイクロ波
帯半導体素子が外部へ効率よく出力電力を供給し、効率
よく入力電力を給電されるためには、マイクロ波帯半導
体素子と負荷とのインピーダンス整合（複素共役整合）
がある程度とれている必要がある。このため、一般的に
負荷依存性を測定すべき領域は、外部から見た入力イン
ピーダンス，あるいは出力インピーダンスが、半導体素
子のインピーダンスＺに対して、Ｚ* （Ｚの複素共役
値）となる領域の近傍であり、すなわちチューナ４０８
のインピーダンスＳ11を、Ｚ* 近傍で変化させ、そのと
きの負荷依存性を測定することが必要となってくるが、
経験的に、(1) チューナのインピーダンスを５０Ωから
外して測定するほど、即ち該インピーダンスが５０Ωか
らはずれるほど測定誤差が大きくなり、また(2) 素子の
近傍にチューナを配置しなければ測定誤差が大きくな
る、ことが知られていた。これはマイクロ波機器の接続
には一般に５０Ωの同軸ケーブル，または導波管が用い
られているため、チューナのインピーダンスをＺ* 近傍
にするとＨ／Ｐ素子とチューナ間で多重反射が生じ、こ
のような状況では、治具部分（ｓij部分）に存在する損
失｜ｓ21｜2 のわずかな測定誤差が，全体の測定精度に
大きな影響を与えることとなり、前述した誤差が発生し
ていたものである。そこで、この問題を解決するため
に、定量的に多重反射の影響を計算すると以下のように
なった。ここでは、先のＺ＝５Ωを仮定として用いるこ
ととする。
帯半導体素子が外部へ効率よく出力電力を供給し、効率
よく入力電力を給電されるためには、マイクロ波帯半導
体素子と負荷とのインピーダンス整合（複素共役整合）
がある程度とれている必要がある。このため、一般的に
負荷依存性を測定すべき領域は、外部から見た入力イン
ピーダンス，あるいは出力インピーダンスが、半導体素
子のインピーダンスＺに対して、Ｚ* （Ｚの複素共役
値）となる領域の近傍であり、すなわちチューナ４０８
のインピーダンスＳ11を、Ｚ* 近傍で変化させ、そのと
きの負荷依存性を測定することが必要となってくるが、
経験的に、(1) チューナのインピーダンスを５０Ωから
外して測定するほど、即ち該インピーダンスが５０Ωか
らはずれるほど測定誤差が大きくなり、また(2) 素子の
近傍にチューナを配置しなければ測定誤差が大きくな
る、ことが知られていた。これはマイクロ波機器の接続
には一般に５０Ωの同軸ケーブル，または導波管が用い
られているため、チューナのインピーダンスをＺ* 近傍
にするとＨ／Ｐ素子とチューナ間で多重反射が生じ、こ
のような状況では、治具部分（ｓij部分）に存在する損
失｜ｓ21｜2 のわずかな測定誤差が，全体の測定精度に
大きな影響を与えることとなり、前述した誤差が発生し
ていたものである。そこで、この問題を解決するため
に、定量的に多重反射の影響を計算すると以下のように
なった。ここでは、先のＺ＝５Ωを仮定として用いるこ
ととする。
【００１５】すなわち、測定器の特性インピーダンス
は、同軸ケーブルなどの特性インピーダンス（マイクロ
波帯では５０Ωが一般的に用いられている）に合わせて
ほぼ５０Ωとしてあるので、反射係数は、｜ΓL ｜≒０
であり、治具部分は低損失の５０Ω系（｜s21 ｜≒１，
｜s12 ｜≒１，｜s11 ｜≒０）である，との仮定をおく
と、素子端から測定器端での有能利得Ｇtotal は、
は、同軸ケーブルなどの特性インピーダンス（マイクロ
波帯では５０Ωが一般的に用いられている）に合わせて
ほぼ５０Ωとしてあるので、反射係数は、｜ΓL ｜≒０
であり、治具部分は低損失の５０Ω系（｜s21 ｜≒１，
｜s12 ｜≒１，｜s11 ｜≒０）である，との仮定をおく
と、素子端から測定器端での有能利得Ｇtotal は、
【００１６】
【数１】
【００１７】となる。
【００１８】治具単体，及びチューナ単体の有能利得Ｇ
jig ，及びＧtuner は、
jig ，及びＧtuner は、
【００１９】
【数２】
【００２０】となる。
【００２１】よって、多重反射の効果（利得補正項）は
【００２２】
【数３】
【００２３】となる。
【００２４】この結果を示すものが図５である。横軸
は、先の損失｜ｓ21｜2 であり、縦軸は、多重反射によ
り損失｜ｓ21｜2 が測定全体に与える影響である，利得
補正項を示している。パラメータはチューナ４０８のイ
ンピーダンス｜Ｓ11｜であり、0.3, 0.5, 0.6, 0.70,0.
75, 0.80, 0.85, 0.90, 0.95 の９つの値をとってい
る。
は、先の損失｜ｓ21｜2 であり、縦軸は、多重反射によ
り損失｜ｓ21｜2 が測定全体に与える影響である，利得
補正項を示している。パラメータはチューナ４０８のイ
ンピーダンス｜Ｓ11｜であり、0.3, 0.5, 0.6, 0.70,0.
75, 0.80, 0.85, 0.90, 0.95 の９つの値をとってい
る。
【００２５】例えば、一般的なＳＭＡ型コネクタは、10
GHz において0.2dB 程度の損失があり、この損失の測定
値は、測定器の測定精度を考え合わせるとせいぜい±0.
05dBの誤差を伴うと考えられる。説明の簡略化のため、
治具部分の損失｜ｓ21｜2 を、この0.2dB のみとする。
実際には他の部分にも損失が発生することは言うまでも
ない。このとき、所望の測定精度が±0.1 dBであったと
すると、図５から、
GHz において0.2dB 程度の損失があり、この損失の測定
値は、測定器の測定精度を考え合わせるとせいぜい±0.
05dBの誤差を伴うと考えられる。説明の簡略化のため、
治具部分の損失｜ｓ21｜2 を、この0.2dB のみとする。
実際には他の部分にも損失が発生することは言うまでも
ない。このとき、所望の測定精度が±0.1 dBであったと
すると、図５から、
【００２６】
【数４】
【００２７】が必要なことが分かる。すなわち治具部分
の損失｜ｓ21｜2 が、0.2 ±0.05dBの確度で存在し、｜
Ｓ11｜＝0.6 の状態では、全体の測定精度は利得補正項
の確度±0.1 dBに律束され、全体の測定精度である±0.
1 dB以上の高精度の測定は出来ないことを意味してい
る。
の損失｜ｓ21｜2 が、0.2 ±0.05dBの確度で存在し、｜
Ｓ11｜＝0.6 の状態では、全体の測定精度は利得補正項
の確度±0.1 dBに律束され、全体の測定精度である±0.
1 dB以上の高精度の測定は出来ないことを意味してい
る。
【００２８】ところが先に述べたように、高出力素子の
インピーダンスは一般に非常に低く、またロードプル測
定ではチューナのインピーダンスをＺ* 近傍とするた
め、｜Ｓ11｜＞0.6 の状態での測定がしばしば必要とな
る。例えばインピーダンスが2.5 Ωであれば｜Ｓ11｜＝
0.95となり、全体の測定誤差は、図６に示すように、約
±0.5 dBにまで劣化する。このため高精度な測定を行う
ことは非常に困難であった。
インピーダンスは一般に非常に低く、またロードプル測
定ではチューナのインピーダンスをＺ* 近傍とするた
め、｜Ｓ11｜＞0.6 の状態での測定がしばしば必要とな
る。例えばインピーダンスが2.5 Ωであれば｜Ｓ11｜＝
0.95となり、全体の測定誤差は、図６に示すように、約
±0.5 dBにまで劣化する。このため高精度な測定を行う
ことは非常に困難であった。
【００２９】また、高出力素子のインピーダンスが５Ω
の場合、５０Ω系では｜Ｓ１１｜≒０．８に相当する。
従ってコネクタ等の損失＝０．２±０．０５［ｄＢ］を
仮定すると、全体の測定精度は±０．３ｄＢとなること
が、上記図５より分かる。
の場合、５０Ω系では｜Ｓ１１｜≒０．８に相当する。
従ってコネクタ等の損失＝０．２±０．０５［ｄＢ］を
仮定すると、全体の測定精度は±０．３ｄＢとなること
が、上記図５より分かる。
【００３０】これがどの程度の誤差であるかを分かりや
すい例で示すと、利得１０ｄＢ，電力付加効率５０％の
素子があった場合、全体の測定精度は±０．３ｄＢよ
り、効率は４６．３％〜５４．０％の範囲で、不確定性
を持つことになる。
すい例で示すと、利得１０ｄＢ，電力付加効率５０％の
素子があった場合、全体の測定精度は±０．３ｄＢよ
り、効率は４６．３％〜５４．０％の範囲で、不確定性
を持つことになる。
【００３１】また、今までの例ではＨ／Ｐ素子の問題点
について述べたが、低雑音素子（Low Noise Amplifier;
ＬＮＡ）の測定の際においても同様の多重反射の問題が
存在する。低雑音素子とは、例えばアンテナへの入力信
号のような微弱な信号を増幅する際には、素子自身が発
する雑音が低くないと増幅後の信号が素子自身が発する
雑音に埋もれてしまう。そのような用途には極めて雑音
の少ない素子が要求されるものであり、このような素子
を一般に低雑音素子という。低雑音素子ではその主要な
性能である雑音指数（Noise Figure; 以下Ｎ／Ｆ）がソ
ースインピーダンスに依存することは広く知られている
が、例えば数GHz 程度迄の低雑音素子でのＮ／Ｆの最小
値（最小雑音指数）を与えるインピーダンス（以下、Γ
opt と記す）は非常に高くなる。
について述べたが、低雑音素子（Low Noise Amplifier;
ＬＮＡ）の測定の際においても同様の多重反射の問題が
存在する。低雑音素子とは、例えばアンテナへの入力信
号のような微弱な信号を増幅する際には、素子自身が発
する雑音が低くないと増幅後の信号が素子自身が発する
雑音に埋もれてしまう。そのような用途には極めて雑音
の少ない素子が要求されるものであり、このような素子
を一般に低雑音素子という。低雑音素子ではその主要な
性能である雑音指数（Noise Figure; 以下Ｎ／Ｆ）がソ
ースインピーダンスに依存することは広く知られている
が、例えば数GHz 程度迄の低雑音素子でのＮ／Ｆの最小
値（最小雑音指数）を与えるインピーダンス（以下、Γ
opt と記す）は非常に高くなる。
【００３２】ここで、雑音指数とは、増幅器などを含む
伝送系において、信号波が伝送系を通過する間にＳ／Ｎ
比が低下する割合を示す指標であり、その定義は以下の
ようなものである。
伝送系において、信号波が伝送系を通過する間にＳ／Ｎ
比が低下する割合を示す指標であり、その定義は以下の
ようなものである。
【００３３】Ｎ／Ｆ＝（Ｐsi／Ｐni）／（Ｐso／Ｐno） ここで、Ｐsi：能動素子入力端での信号電力 Ｐni：能動素子入力端での雑音電力 Ｐso：能動素子出力端での信号電力 Ｐno：能動素子出力端での雑音電力 である。
【００３４】例えば一例として三菱電機株式会社製の低
雑音ＧａＡｓＦＥＴ（ＭＧＦ1425Ｂ）の２GHz における
Γopt は、Γopt ＝0.813 ∠19.7°であり（｜Ｓ11｜＝
0.813 、460.8+j140.1Ω）、入力側に大きな不整合が存
在する（参考文献〔２〕：三菱電機’９５三菱半導体デ
ータブック ＧａＡｓＦＥＴ／ＭＭＩＣ編）。このた
め、多重反射による入力側の損失値の不正確さが生ま
れ、結果として、高精度なＮ／Ｆ測定（ソースプル測
定）を行うことが困難であった。
雑音ＧａＡｓＦＥＴ（ＭＧＦ1425Ｂ）の２GHz における
Γopt は、Γopt ＝0.813 ∠19.7°であり（｜Ｓ11｜＝
0.813 、460.8+j140.1Ω）、入力側に大きな不整合が存
在する（参考文献〔２〕：三菱電機’９５三菱半導体デ
ータブック ＧａＡｓＦＥＴ／ＭＭＩＣ編）。このた
め、多重反射による入力側の損失値の不正確さが生ま
れ、結果として、高精度なＮ／Ｆ測定（ソースプル測
定）を行うことが困難であった。
【００３５】この発明は上記のような従来の問題点に鑑
みてなされたもので、高精度なロードプル、ソースプル
測定を可能とするロードプル測定システム，ソースプル
測定システム，及びインピーダンスチューナを提供する
ことを目的としている。
みてなされたもので、高精度なロードプル、ソースプル
測定を可能とするロードプル測定システム，ソースプル
測定システム，及びインピーダンスチューナを提供する
ことを目的としている。
【００３６】
【課題を解決するための手段】請求項１，２にかかるロ
ードプル，ソースプル測定システムは、それぞれ、準マ
イクロ波帯以上の高周波能動素子のロードプル，ソース
プル測定システムにおいて、該測定システムの接続，又
は配線に、上記高周波能動素子のインピーダンスに相応
した低インピーダンス線路を用いたことを特徴とするも
のである。
ードプル，ソースプル測定システムは、それぞれ、準マ
イクロ波帯以上の高周波能動素子のロードプル，ソース
プル測定システムにおいて、該測定システムの接続，又
は配線に、上記高周波能動素子のインピーダンスに相応
した低インピーダンス線路を用いたことを特徴とするも
のである。
【００３７】請求項３，４にかかるロードプル，ソース
プル測定システムは、請求項１，２記載のロードプル，
ソースプル測定システムにおいて、上記高周波能動素子
のインピーダンスに相応した低インピーダンス線路は、
２０Ω以下のインピーダンスを持つものとしたものであ
る。
プル測定システムは、請求項１，２記載のロードプル，
ソースプル測定システムにおいて、上記高周波能動素子
のインピーダンスに相応した低インピーダンス線路は、
２０Ω以下のインピーダンスを持つものとしたものであ
る。
【００３８】請求項５，６にかかるロードプル，ソース
プル測定システムは、準マイクロ波帯以上の高周波能動
素子のロードプル，ソースプル測定システムにおいて、
該測定システムの接続，又は配線に、上記高周波能動素
子のインピーダンスに相応した高インピーダンス線路を
用いたことを特徴とするものである。
プル測定システムは、準マイクロ波帯以上の高周波能動
素子のロードプル，ソースプル測定システムにおいて、
該測定システムの接続，又は配線に、上記高周波能動素
子のインピーダンスに相応した高インピーダンス線路を
用いたことを特徴とするものである。
【００３９】請求項７，８にかかるロードプル，ソース
プル測定システムは、請求項５，６記載のロードプル，
ソースプル測定システムにおいて、上記高周波能動素子
のインピーダンスに相応した高インピーダンス線路は、
１１２Ω以上のインピーダンスを持つものとしたもので
ある。
プル測定システムは、請求項５，６記載のロードプル，
ソースプル測定システムにおいて、上記高周波能動素子
のインピーダンスに相応した高インピーダンス線路は、
１１２Ω以上のインピーダンスを持つものとしたもので
ある。
【００４０】請求項９，１０にかかるインピーダンスチ
ューナは、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子のロー
ドプル，ソースプル測定システムにおいて用いるインピ
ーダンスチューナであって、その特性インピーダンス
を、その接続コネクタを含み、２０Ω以下としたもので
ある。
ューナは、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子のロー
ドプル，ソースプル測定システムにおいて用いるインピ
ーダンスチューナであって、その特性インピーダンス
を、その接続コネクタを含み、２０Ω以下としたもので
ある。
【００４１】請求項１１，１２にかかるインピーダンス
チューナは、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子のロ
ードプル，ソースプル測定システムにおいて用いるイン
ピーダンスチューナであって、その特性インピーダンス
を、その接続コネクタを含み、１１２Ω以上としたもの
である。
チューナは、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子のロ
ードプル，ソースプル測定システムにおいて用いるイン
ピーダンスチューナであって、その特性インピーダンス
を、その接続コネクタを含み、１１２Ω以上としたもの
である。
【００４２】
【発明の実施の形態】実施の形態１ ．本実施の形態１は、ロードプル，及びソ
ースプル測定システムにおいて、測定精度の向上のため
に、高出力能動素子とインピーダンスチューナ間を特性
インピーダンス２０Ω以下の線路で結線することによ
り、多重反射の問題を解決するようにしたものである。
これにより得られる“効果”は、能動素子とチューナ間
での不整合を小さくすることができ、先に述べた多重反
射により生ずる精度の低下を回避することができること
である。
ースプル測定システムにおいて、測定精度の向上のため
に、高出力能動素子とインピーダンスチューナ間を特性
インピーダンス２０Ω以下の線路で結線することによ
り、多重反射の問題を解決するようにしたものである。
これにより得られる“効果”は、能動素子とチューナ間
での不整合を小さくすることができ、先に述べた多重反
射により生ずる精度の低下を回避することができること
である。
【００４３】すなわち、素子のインピーダンスが５Ω以
下の場合、上記のような結線を行うことにより｜Ｓ22｜
＜0.6 となり、測定系全体の誤差精度を、所望の範囲内
（即ち、精度＜0.1 dBの範囲内）とし、高精度な測定を
行うことが可能となる。より詳細には、図４におけるＨ
／Ｐ素子４０１とチューナ４０８間の結線部分（即ち、
ボンディングワイヤ４０３，誘電体基板４０４，同軸−
マイクロストリップ変換器４０６，素子側同軸コネクタ
４０７，同軸コネクタ４１０＝３０２）に、特性インピ
ーダンス２０Ω以下のものを使用し、チューナ４０８自
体の構造としては、図３における同軸コネクタ３０２、
及び、中心導体３０４と外部導体３０５とよりなるエア
ライン，の特性インピーダンスを、２０Ω以下とするこ
とにより、上記効果を得ることが出来るものである。
下の場合、上記のような結線を行うことにより｜Ｓ22｜
＜0.6 となり、測定系全体の誤差精度を、所望の範囲内
（即ち、精度＜0.1 dBの範囲内）とし、高精度な測定を
行うことが可能となる。より詳細には、図４におけるＨ
／Ｐ素子４０１とチューナ４０８間の結線部分（即ち、
ボンディングワイヤ４０３，誘電体基板４０４，同軸−
マイクロストリップ変換器４０６，素子側同軸コネクタ
４０７，同軸コネクタ４１０＝３０２）に、特性インピ
ーダンス２０Ω以下のものを使用し、チューナ４０８自
体の構造としては、図３における同軸コネクタ３０２、
及び、中心導体３０４と外部導体３０５とよりなるエア
ライン，の特性インピーダンスを、２０Ω以下とするこ
とにより、上記効果を得ることが出来るものである。
【００４４】即ち、さらに、上記特性インピーダンスを
２０Ω以下とすることの理由について詳述すると、上述
のように、素子のインピーダンスが５Ωの場合、５０Ω
系では｜Ｓ１１｜≒０．８に相当する。従ってコネクタ
等の損失＝０．２±０．０５［ｄＢ］を仮定すると、全
体の測定精度は±０．３ｄＢとなることが、図５より分
かる。
２０Ω以下とすることの理由について詳述すると、上述
のように、素子のインピーダンスが５Ωの場合、５０Ω
系では｜Ｓ１１｜≒０．８に相当する。従ってコネクタ
等の損失＝０．２±０．０５［ｄＢ］を仮定すると、全
体の測定精度は±０．３ｄＢとなることが、図５より分
かる。
【００４５】これがどの程度の誤差であるかを分かりや
すい例で示すと、利得１０ｄＢ，電力付加効率５０％の
素子があった場合、全体の測定精度は±０．３ｄＢよ
り、効率は４６．３％〜５４．０％の範囲で、不確定性
を持つことになる。この効率で約４％の測定誤差がある
のは、到底容認できるものではない。そこで、効率で１
％以内の誤差に納めたい場合、全体の特定精度を±０．
１ｄＢに抑えれば、効率で５１．３％〜４８．７％とな
り、ほぼ所望の測定精度を得ることができる。
すい例で示すと、利得１０ｄＢ，電力付加効率５０％の
素子があった場合、全体の測定精度は±０．３ｄＢよ
り、効率は４６．３％〜５４．０％の範囲で、不確定性
を持つことになる。この効率で約４％の測定誤差がある
のは、到底容認できるものではない。そこで、効率で１
％以内の誤差に納めたい場合、全体の特定精度を±０．
１ｄＢに抑えれば、効率で５１．３％〜４８．７％とな
り、ほぼ所望の測定精度を得ることができる。
【００４６】逆にここから全体の特定精度を±０．１ｄ
Ｂにするためには、｜Ｓ１１｜＜０．６が必要となり、
線路の特性インピーダンスＺを、Ｚ＜２０Ωにする必要
が出てくることとなる。
Ｂにするためには、｜Ｓ１１｜＜０．６が必要となり、
線路の特性インピーダンスＺを、Ｚ＜２０Ωにする必要
が出てくることとなる。
【００４７】またチューナ４０８自体の構造としては、
図３に示した以外にも種々の形態が考えられる。図７
は、図３の同軸型チューナのエアライン部分を、スリッ
トラインで実現した場合の構造を示すものである。外部
導体７０１，及び７０２は接地導体（図３の３０５に対
応する）であり、中心導体７０３（図３の３０４に対応
する）とともに、伝送線路の一種であるスリットライン
を構成している。また、外部導体７０１，及び７０２の
間隔を、Ｂ側に対しＡ側を狭くすることにより、Ａ側の
特性インピーダンスに対しＢ側の特性インピーダンスを
低くすることができる。これにより、例えば、Ａ側を一
般的な特性インピーダンス５０Ω、Ｂ側を特性インピー
ダンス＜２０Ωとすると、チューナの外部に一般的な５
０Ω系のコネクタを持つ機器を接続することを、容易に
行えることとなる。
図３に示した以外にも種々の形態が考えられる。図７
は、図３の同軸型チューナのエアライン部分を、スリッ
トラインで実現した場合の構造を示すものである。外部
導体７０１，及び７０２は接地導体（図３の３０５に対
応する）であり、中心導体７０３（図３の３０４に対応
する）とともに、伝送線路の一種であるスリットライン
を構成している。また、外部導体７０１，及び７０２の
間隔を、Ｂ側に対しＡ側を狭くすることにより、Ａ側の
特性インピーダンスに対しＢ側の特性インピーダンスを
低くすることができる。これにより、例えば、Ａ側を一
般的な特性インピーダンス５０Ω、Ｂ側を特性インピー
ダンス＜２０Ωとすると、チューナの外部に一般的な５
０Ω系のコネクタを持つ機器を接続することを、容易に
行えることとなる。
【００４８】図８は、やはりスリットラインを用いて実
現したチューナ８００の中心の構造を示す図である。外
部導体８０１及び８０２は相互に平行に配置された接地
導体（３０５に対応する）であり、中心導体８０３（図
３の３０４に対応）とともにスリットラインを構成して
いる。８０４はスラグ（図３の３０８，３０９に対応す
る）であり、上記外部導体８０１，８０２，中心導体８
０３，及びスラグ８０４によりチューナ８００を構成す
る。また、中心導体８０３をＡ側よりＢ側を広くする
（中心導体断面が円形の場合には太くする）ことによ
り、図７の場合と同様、Ａ側の特性インピーダンスを５
０Ω、Ｂ側の特性インピーダンス＜２０Ωとし、一般的
な５０Ω系のコネクタを持つ機器の接続を容易に行うこ
とができるものとしている。
現したチューナ８００の中心の構造を示す図である。外
部導体８０１及び８０２は相互に平行に配置された接地
導体（３０５に対応する）であり、中心導体８０３（図
３の３０４に対応）とともにスリットラインを構成して
いる。８０４はスラグ（図３の３０８，３０９に対応す
る）であり、上記外部導体８０１，８０２，中心導体８
０３，及びスラグ８０４によりチューナ８００を構成す
る。また、中心導体８０３をＡ側よりＢ側を広くする
（中心導体断面が円形の場合には太くする）ことによ
り、図７の場合と同様、Ａ側の特性インピーダンスを５
０Ω、Ｂ側の特性インピーダンス＜２０Ωとし、一般的
な５０Ω系のコネクタを持つ機器の接続を容易に行うこ
とができるものとしている。
【００４９】また本実施の形態１は、導波管を用いた測
定系の場合にも適用することができるものである。すな
わち、このように導波管を用いた測定系の場合には、素
子と導波管チューナとの間の結線を、特性インピーダン
ス＜２０Ωである導波管で結線するようにすればよい。
この際の導波管チューナの構造例は、図９に示すものと
なる。これは、一般に矩形導波管では幅の広い方の面が
Ｈ面となり、図９では上面及び下面がＨ面となるが、こ
のＨ面である上面にスリット９０２の入った導波管９０
１に対し、スリット方向，及びそれに垂直な方向に、一
般には針状の金属が用いられる，可動可能なスラグ９０
３を備えているものである。ここで、該スラグの駆動装
置は図示を省略している。
定系の場合にも適用することができるものである。すな
わち、このように導波管を用いた測定系の場合には、素
子と導波管チューナとの間の結線を、特性インピーダン
ス＜２０Ωである導波管で結線するようにすればよい。
この際の導波管チューナの構造例は、図９に示すものと
なる。これは、一般に矩形導波管では幅の広い方の面が
Ｈ面となり、図９では上面及び下面がＨ面となるが、こ
のＨ面である上面にスリット９０２の入った導波管９０
１に対し、スリット方向，及びそれに垂直な方向に、一
般には針状の金属が用いられる，可動可能なスラグ９０
３を備えているものである。ここで、該スラグの駆動装
置は図示を省略している。
【００５０】一般によく知られているように、導波管の
特性インピーダンスは、縦横の長さの比ａ／ｂで決まる
ので、これを図９のＡ側とＢ側で変えて、図７の場合と
同様、Ａ側の特性インピーダンスを５０Ω、Ｂ側の特性
インピーダンス＜２０Ωとすることにより、一般的な５
０Ω系の導波管を持つ機器の接続を、容易に行うことが
出来る。
特性インピーダンスは、縦横の長さの比ａ／ｂで決まる
ので、これを図９のＡ側とＢ側で変えて、図７の場合と
同様、Ａ側の特性インピーダンスを５０Ω、Ｂ側の特性
インピーダンス＜２０Ωとすることにより、一般的な５
０Ω系の導波管を持つ機器の接続を、容易に行うことが
出来る。
【００５１】このような実施の形態１によるロードプ
ル，ソースプル測定システム，及びインピーダンスチュ
ーナでは、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子のロー
ドプル，ソースプル測定システムにおいて、接続，又は
配線に、低インピーダンス線路を用いるようにしたの
で、多重反射の問題を解決することができ、能動素子と
チューナ間での不整合を小さくすることができ、先に述
べた多重反射により生ずる精度の低下を回避することが
できる効果が得られる。
ル，ソースプル測定システム，及びインピーダンスチュ
ーナでは、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子のロー
ドプル，ソースプル測定システムにおいて、接続，又は
配線に、低インピーダンス線路を用いるようにしたの
で、多重反射の問題を解決することができ、能動素子と
チューナ間での不整合を小さくすることができ、先に述
べた多重反射により生ずる精度の低下を回避することが
できる効果が得られる。
【００５２】実施の形態２．実施の形態１においては、
測定の対象である準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
は、いずれも単体チップである場合について述べたが、
測定の対象である準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
を、オンウエハ状態のまま測定する場合においては、半
導体素子そのものと外部との電気的接続にプローブを用
いて該測定を行う。
測定の対象である準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
は、いずれも単体チップである場合について述べたが、
測定の対象である準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
を、オンウエハ状態のまま測定する場合においては、半
導体素子そのものと外部との電気的接続にプローブを用
いて該測定を行う。
【００５３】このような本実施の形態２によるマイクロ
波用ＲＦプローブの構造例を、図１０に示す。図１０に
おいて、１００１は誘電体よりなるプローブ本体であ
り、外部の支持体（図示せず）に、外部支持体取り付け
用穴１００２を介して取り付けて使用する。外部との電
気的接続は、同軸コネクタ１００３で行い、チップとの
電気的接続はコンタクト部１００４にて行う。コンタク
ト部１００４のみを拡大して示したものが図１１であ
り、該コンタクト部の先端部は、この例ではコプレーナ
線路型になっている。
波用ＲＦプローブの構造例を、図１０に示す。図１０に
おいて、１００１は誘電体よりなるプローブ本体であ
り、外部の支持体（図示せず）に、外部支持体取り付け
用穴１００２を介して取り付けて使用する。外部との電
気的接続は、同軸コネクタ１００３で行い、チップとの
電気的接続はコンタクト部１００４にて行う。コンタク
ト部１００４のみを拡大して示したものが図１１であ
り、該コンタクト部の先端部は、この例ではコプレーナ
線路型になっている。
【００５４】図１２に、このような一般的なプローブヘ
ッドにチューナの機能を持たせたものを示す。一対の接
地導体１２０１と１つの中心導体１２０２とからなるコ
プレーナ線路１２００の上部に誘電体１２０４を配置
し、これの位置を可変することにより、該位置を可変と
した誘電体１２０４でもってチューナとしての機能を持
たせることが出来る。また、一般にコプレーナ線路では
その特性インピーダンスが中心導体幅と導体間間隔で決
定されるため、該中心導体幅と導体間間隔とを該コプレ
ーナ線路に沿って変化させることにより、図１２のＡ側
（半導体素子側）とＢ側（同軸素子側）での特性インピ
ーダンスを相互に異なった値とすることができ、Ａ側の
特性インピーダンス＜２０Ωとし、Ｂ側の特性インピー
ダンス＝５０Ωとすることで、該コプレーナ線路１２０
０と外部との接続を容易に行うことが出来る。かかる実
施の形態２の上記実施の形態１に対する更なるメリット
は、プローブは半導体素子に直接電気的に接続するもの
であるから、該プローブにチューナの機能を持たせた場
合には、チューナを素子に最も近づけて配置することが
できることである。すなわち、チューナと素子間の損失
を最も少なくすることが可能であり、このため、より高
精度な測定を達成することができるものである。
ッドにチューナの機能を持たせたものを示す。一対の接
地導体１２０１と１つの中心導体１２０２とからなるコ
プレーナ線路１２００の上部に誘電体１２０４を配置
し、これの位置を可変することにより、該位置を可変と
した誘電体１２０４でもってチューナとしての機能を持
たせることが出来る。また、一般にコプレーナ線路では
その特性インピーダンスが中心導体幅と導体間間隔で決
定されるため、該中心導体幅と導体間間隔とを該コプレ
ーナ線路に沿って変化させることにより、図１２のＡ側
（半導体素子側）とＢ側（同軸素子側）での特性インピ
ーダンスを相互に異なった値とすることができ、Ａ側の
特性インピーダンス＜２０Ωとし、Ｂ側の特性インピー
ダンス＝５０Ωとすることで、該コプレーナ線路１２０
０と外部との接続を容易に行うことが出来る。かかる実
施の形態２の上記実施の形態１に対する更なるメリット
は、プローブは半導体素子に直接電気的に接続するもの
であるから、該プローブにチューナの機能を持たせた場
合には、チューナを素子に最も近づけて配置することが
できることである。すなわち、チューナと素子間の損失
を最も少なくすることが可能であり、このため、より高
精度な測定を達成することができるものである。
【００５５】実施の形態３，４．上記実施の形態１、２
では、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子のロードプ
ル，ソースプル測定システムにおいて、接続，又は配線
に、低インピーダンス線路を用いることにより、半導体
素子のインピーダンスが低い場合において、多重反射に
よる測定精度の低下を回避するものであった。しかし、
上記〔発明が解決しようとする課題〕の項でも述べたよ
うに、素子のインピーダンスが高く、５０Ωに対し大き
な不整合を起こす場合でも、同様に多重反射による測定
精度の低下が発生する。例えば、高インピーダンス素子
の例である、三菱電機株式会社製のＭＧＦ1323において
は、その２GHz における反射係数は、Γopt ＝0.820 ∠
18.5°（＝483.8+j144.8Ω）と極めて高い。
では、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子のロードプ
ル，ソースプル測定システムにおいて、接続，又は配線
に、低インピーダンス線路を用いることにより、半導体
素子のインピーダンスが低い場合において、多重反射に
よる測定精度の低下を回避するものであった。しかし、
上記〔発明が解決しようとする課題〕の項でも述べたよ
うに、素子のインピーダンスが高く、５０Ωに対し大き
な不整合を起こす場合でも、同様に多重反射による測定
精度の低下が発生する。例えば、高インピーダンス素子
の例である、三菱電機株式会社製のＭＧＦ1323において
は、その２GHz における反射係数は、Γopt ＝0.820 ∠
18.5°（＝483.8+j144.8Ω）と極めて高い。
【００５６】そこで本実施の形態３，４では、上記実施
の形態１，２において、チューナと半導体素子間の結線
の特性インピーダンスを２０Ω以下としたのに対し、チ
ューナと半導体素子間の結線の特性インピーダンスを１
１２Ω以上としたものである。これにより、素子とチュ
ーナ間での不整合を小さくすることができる“効果”が
得られるものである。これは、素子のインピーダンスが
４５０Ω以上（｜Ｓ11｜＞0.8 に対応）の場合、上記の
ような結線を行うことにより｜Ｓ11｜＜0.6 となり、測
定系全体の誤差精度が所望の範囲内（精度＜0.1 dB）の
値となり、高精度な測定が可能となるものである。
の形態１，２において、チューナと半導体素子間の結線
の特性インピーダンスを２０Ω以下としたのに対し、チ
ューナと半導体素子間の結線の特性インピーダンスを１
１２Ω以上としたものである。これにより、素子とチュ
ーナ間での不整合を小さくすることができる“効果”が
得られるものである。これは、素子のインピーダンスが
４５０Ω以上（｜Ｓ11｜＞0.8 に対応）の場合、上記の
ような結線を行うことにより｜Ｓ11｜＜0.6 となり、測
定系全体の誤差精度が所望の範囲内（精度＜0.1 dB）の
値となり、高精度な測定が可能となるものである。
【００５７】即ち、高インピーダンス素子の測定時に本
発明が必要になるか，についてより詳細に説明すれば、
今までの例は、Ｈ／Ｐ素子の問題点について述べたが、
低雑音素子（Low Noise Amplifier;LNA ）の測定の際に
も同様に多重反射の問題点が存在する。
発明が必要になるか，についてより詳細に説明すれば、
今までの例は、Ｈ／Ｐ素子の問題点について述べたが、
低雑音素子（Low Noise Amplifier;LNA ）の測定の際に
も同様に多重反射の問題点が存在する。
【００５８】低雑音素子とは、例えばアンテナへの入力
信号のような微弱な信号を増幅する際には、素子自身が
発する雑音が低くないと、増幅後の信号が素子自身が発
する雑音に埋もれてしまう。そのような用途には、極め
て雑音の少ない素子が要求され、これを一般に低雑音素
子という。低雑音素子ではその主要な性能である雑音指
数（Noise figure; 以下Ｎ／Ｆと称す）がソースインピ
ーダンスに依存することは広く知られている。そこでＮ
／Ｆが最小になる入力負荷インピーダンス（以下Γopt
と称す）を求めることが重要になる。このために、Ｎ／
Ｆのソースプル測定が行われる。
信号のような微弱な信号を増幅する際には、素子自身が
発する雑音が低くないと、増幅後の信号が素子自身が発
する雑音に埋もれてしまう。そのような用途には、極め
て雑音の少ない素子が要求され、これを一般に低雑音素
子という。低雑音素子ではその主要な性能である雑音指
数（Noise figure; 以下Ｎ／Ｆと称す）がソースインピ
ーダンスに依存することは広く知られている。そこでＮ
／Ｆが最小になる入力負荷インピーダンス（以下Γopt
と称す）を求めることが重要になる。このために、Ｎ／
Ｆのソースプル測定が行われる。
【００５９】このＮ／Ｆソースプル測定系の構成例を図
１３に示す。図１３において、１３０１はＮＦメータ、
１３０２はノイズソース、１３０３はインピーダンスチ
ューナ、１３０４は治具１、１３０５はＤＵＴ、１３０
６は治具２、１３０７は回路部品である。図１３のこの
回路において、チューナ１３０３による損失を損失ＬＡ
に含めて考えると、Ｎ／Ｆの測定精度は、チューナ１３
０３部分と治具１（１３０４）部分とにわたる，従って
治具１（１３０４）部分の損失を含むこのＬＡの測定精
度にそのまま依存することが分かる。
１３に示す。図１３において、１３０１はＮＦメータ、
１３０２はノイズソース、１３０３はインピーダンスチ
ューナ、１３０４は治具１、１３０５はＤＵＴ、１３０
６は治具２、１３０７は回路部品である。図１３のこの
回路において、チューナ１３０３による損失を損失ＬＡ
に含めて考えると、Ｎ／Ｆの測定精度は、チューナ１３
０３部分と治具１（１３０４）部分とにわたる，従って
治具１（１３０４）部分の損失を含むこのＬＡの測定精
度にそのまま依存することが分かる。
【００６０】ところが、例えば、三菱電機株式会社製，
の低雑音のＩｎＧａＡｓ ＨＥＭＴ（ＭＧＦ４ｘｘｘｘ
シリーズ、〔２〕参考文献：三菱電機’９５三菱半導体
データブック ＧａＡｓＦＥＴ／ＭＭＩＣ編，より）に
おいては、４ＧＨｚにおけるΓopt は、｜Γopt ｜＝
０．７〜０．８であり、上述のＨ／Ｐ ＦＥＴの場合と
同じ治具部分のわずかな損失の測定誤差により、損失Ｌ
Ａ全体の測定精度が大きく損なわれることとなる。この
ため高精度なＮ／Ｆ測定が困難であったものである。
の低雑音のＩｎＧａＡｓ ＨＥＭＴ（ＭＧＦ４ｘｘｘｘ
シリーズ、〔２〕参考文献：三菱電機’９５三菱半導体
データブック ＧａＡｓＦＥＴ／ＭＭＩＣ編，より）に
おいては、４ＧＨｚにおけるΓopt は、｜Γopt ｜＝
０．７〜０．８であり、上述のＨ／Ｐ ＦＥＴの場合と
同じ治具部分のわずかな損失の測定誤差により、損失Ｌ
Ａ全体の測定精度が大きく損なわれることとなる。この
ため高精度なＮ／Ｆ測定が困難であったものである。
【００６１】本発明の実施の形態３，４によるロードプ
ル測定システム，ソースプル測定システムは、このよう
な高インピーダンス素子のソースプル、ロードプル測定
系において、測定系の接続，及び配線を、高インピーダ
ンスとすることにより、素子の入力側における不整合を
低減し、該不整合による多重反射を低減して、測定系に
おける不正確さを抑制することができるものである。即
ち、本実施の形態３，４によるロードプル，ソースプル
測定システム，及びインピーダンスチューナは、上記実
施の形態１，２におけるロードプル，ソースプル測定シ
ステム，及びインピーダンスチューナにおいて、低イン
ピーダンスと高インピーダンスとを読み替えることによ
り、これらをそのまま実現することができるものであ
る。
ル測定システム，ソースプル測定システムは、このよう
な高インピーダンス素子のソースプル、ロードプル測定
系において、測定系の接続，及び配線を、高インピーダ
ンスとすることにより、素子の入力側における不整合を
低減し、該不整合による多重反射を低減して、測定系に
おける不正確さを抑制することができるものである。即
ち、本実施の形態３，４によるロードプル，ソースプル
測定システム，及びインピーダンスチューナは、上記実
施の形態１，２におけるロードプル，ソースプル測定シ
ステム，及びインピーダンスチューナにおいて、低イン
ピーダンスと高インピーダンスとを読み替えることによ
り、これらをそのまま実現することができるものであ
る。
【００６２】
【発明の効果】以上のように、請求項１，２にかかるロ
ードプル，ソースプル測定システムによれば、準マイク
ロ波帯以上の高周波能動素子のロードプル，ソースプル
測定システムにおいて、該測定システムの接続，又は配
線に、上記高周波能動素子のインピーダンスに相応した
低インピーダンス線路を用いたので、能動素子とチュー
ナ間での不整合を小さくすることができ、多重反射によ
り生ずる測定精度の低下を回避できる効果が得られる。
ードプル，ソースプル測定システムによれば、準マイク
ロ波帯以上の高周波能動素子のロードプル，ソースプル
測定システムにおいて、該測定システムの接続，又は配
線に、上記高周波能動素子のインピーダンスに相応した
低インピーダンス線路を用いたので、能動素子とチュー
ナ間での不整合を小さくすることができ、多重反射によ
り生ずる測定精度の低下を回避できる効果が得られる。
【００６３】請求項３，４にかかるロードプル，ソース
プル測定システムによれば、請求項１，２記載のロード
プル，ソースプル測定システムにおいて、上記高周波能
動素子のインピーダンスに相応した低インピーダンス線
路は、２０Ω以下のインピーダンスを持つものとしたの
で、上記のような多重反射により生ずる測定精度の低下
の回避を実現できる効果が得られる。
プル測定システムによれば、請求項１，２記載のロード
プル，ソースプル測定システムにおいて、上記高周波能
動素子のインピーダンスに相応した低インピーダンス線
路は、２０Ω以下のインピーダンスを持つものとしたの
で、上記のような多重反射により生ずる測定精度の低下
の回避を実現できる効果が得られる。
【００６４】請求項５，６にかかるロードプル，ソース
プル測定システムによれば、準マイクロ波帯以上の高周
波能動素子のロードプル，ソースプル測定システムにお
いて、該測定システムの接続，又は配線に、上記高周波
能動素子のインピーダンスに相応した高インピーダンス
線路を用いたので、能動素子とチューナ間での不整合を
小さくすることができ、多重反射により生ずる測定精度
の低下を回避できる効果が得られる。
プル測定システムによれば、準マイクロ波帯以上の高周
波能動素子のロードプル，ソースプル測定システムにお
いて、該測定システムの接続，又は配線に、上記高周波
能動素子のインピーダンスに相応した高インピーダンス
線路を用いたので、能動素子とチューナ間での不整合を
小さくすることができ、多重反射により生ずる測定精度
の低下を回避できる効果が得られる。
【００６５】請求項７，８にかかるロードプル，ソース
プル測定システムによれば、請求項５，６記載のロード
プル，ソースプル測定システムにおいて、上記高周波能
動素子のインピーダンスに相応した高インピーダンス線
路は、１１２Ω以上のインピーダンスを持つものとした
ので、上記のような多重反射により生ずる測定精度の低
下の回避を実現できる効果が得られる。
プル測定システムによれば、請求項５，６記載のロード
プル，ソースプル測定システムにおいて、上記高周波能
動素子のインピーダンスに相応した高インピーダンス線
路は、１１２Ω以上のインピーダンスを持つものとした
ので、上記のような多重反射により生ずる測定精度の低
下の回避を実現できる効果が得られる。
【００６６】請求項９，１０にかかるインピーダンスチ
ューナによれば、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
のロードプル，ソースプル測定システムにおいて用いる
インピーダンスチューナであって、その特性インピーダ
ンスを、その接続コネクタを含み、２０Ω以下としたの
で、能動素子とチューナ間での不整合を小さくすること
ができ、多重反射により生ずる精度の低下を回避できる
効果が得られる。
ューナによれば、準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
のロードプル，ソースプル測定システムにおいて用いる
インピーダンスチューナであって、その特性インピーダ
ンスを、その接続コネクタを含み、２０Ω以下としたの
で、能動素子とチューナ間での不整合を小さくすること
ができ、多重反射により生ずる精度の低下を回避できる
効果が得られる。
【００６７】請求項１１，１２にかかるインピーダンス
チューナによれば、準マイクロ波帯以上の高周波能動素
子のロードプル，ソースプル測定システムにおいて用い
るインピーダンスチューナであって、その特性インピー
ダンスを、その接続コネクタを含み、１１２Ω以上とし
たので、能動素子とチューナ間での不整合を小さくする
ことができ、多重反射により生ずる測定精度の低下を回
避できる効果が得られる。
チューナによれば、準マイクロ波帯以上の高周波能動素
子のロードプル，ソースプル測定システムにおいて用い
るインピーダンスチューナであって、その特性インピー
ダンスを、その接続コネクタを含み、１１２Ω以上とし
たので、能動素子とチューナ間での不整合を小さくする
ことができ、多重反射により生ずる測定精度の低下を回
避できる効果が得られる。
【図１】 一般的なロードプル測定をスミスチャートを
用いて行う例を示す図である。
用いて行う例を示す図である。
【図２】 一般的なロードプル，ソースプル測定系の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図３】 一般的なインピーダンスチューナ（同軸型）
の構造例を示す図である。
の構造例を示す図である。
【図４】 従来のロードプル測定例において素子の出力
側のみを抜き出した、従来の技術を説明するための図。
側のみを抜き出した、従来の技術を説明するための図。
【図５】 多重反射による測定全体に対する影響を説明
するための図である。
するための図である。
【図６】 多重反射による測定全体に対する影響を説明
するための図である。
するための図である。
【図７】 本発明の実施の形態１による同軸型インピー
ダンスチューナの側面図（(a) ），正面図（(b) ），及
び平面図（(c) ）である。
ダンスチューナの側面図（(a) ），正面図（(b) ），及
び平面図（(c) ）である。
【図８】 本発明の実施の形態１による同軸型インピー
ダンスチューナの他の例の上面図（(a) ），側面図
（(b) ），及び正面図（(c) ）である。
ダンスチューナの他の例の上面図（(a) ），側面図
（(b) ），及び正面図（(c) ）である。
【図９】 本発明の実施の形態１による導波管型インピ
ーダンスチューナの上面図（(a) ），側面図（(b) ），
及び正面図（(c) ）である。
ーダンスチューナの上面図（(a) ），側面図（(b) ），
及び正面図（(c) ）である。
【図１０】 本発明の実施の形態２によるマイクロ波用
ＲＦプローブの構造例を示す図である。
ＲＦプローブの構造例を示す図である。
【図１１】 図１０のコンタクト部１００４のみを拡大
して示した図である。
して示した図である。
【図１２】 本発明の実施の形態２によるインピーダン
スチューナ機能を備えたコプレーナ型ＲＦプローブを示
す図である。
スチューナ機能を備えたコプレーナ型ＲＦプローブを示
す図である。
【図１３】 本発明の実施の形態３，４によるＮ／Ｆソ
ースプル測定系の構成例を示す図である。
ースプル測定系の構成例を示す図である。
２０１ ＤＵＴ、２０２ 信号系、２０３ 増幅器、２
０４ 電力計、２０５サーキュレータ、２０６ チュー
ナ、２０７ 方向性結合器、２０８ 終端器、２０９
チューナ、２１０ 減衰器、２１１ バンドパスフィル
タ、２１２電力計、３０１ ケース、３０２ 同軸型コ
ネクタ、３０３ 同軸型コネクタ、３０４ 中心導体、
３０５ 外部導体、３０６ スラグ、３０７ スライド
装置、３０８ つまみ、８０９ 支持体、４０１ Ｈ／
Ｐ素子、４０２ キャリア、４０３ ボンディングワイ
ヤ、４０４ 誘電体基板、４０５ 金属導体、４０６同
軸−マイクロストリップ変換器、４０７ 素子側同軸コ
ネクタ、４０８ チューナ、４０９ 測定器、４１０
同軸コネクタ、９０１ 導波管帆体、９０２スリット、
９０３ スラグ、１００１ プローブ本体、１００２
外部支持体取りつけ用穴、１００３ 同軸コネクタ、１
０４ コンタクト部、１１０１ 接地導体、１１０２
中心導体、１１０３ 本体、１２０１ 接地導体、１２
０２中心導体、１２０３ 本体、１２０４ 誘電体、１
３０１ ＮＦメータ、１３０２ ノイズソース、１３０
３ チューナ、１３０４ 治具１、１３０５ＤＵＴ、１
３０６ 治具２、１３０７回路部品。
０４ 電力計、２０５サーキュレータ、２０６ チュー
ナ、２０７ 方向性結合器、２０８ 終端器、２０９
チューナ、２１０ 減衰器、２１１ バンドパスフィル
タ、２１２電力計、３０１ ケース、３０２ 同軸型コ
ネクタ、３０３ 同軸型コネクタ、３０４ 中心導体、
３０５ 外部導体、３０６ スラグ、３０７ スライド
装置、３０８ つまみ、８０９ 支持体、４０１ Ｈ／
Ｐ素子、４０２ キャリア、４０３ ボンディングワイ
ヤ、４０４ 誘電体基板、４０５ 金属導体、４０６同
軸−マイクロストリップ変換器、４０７ 素子側同軸コ
ネクタ、４０８ チューナ、４０９ 測定器、４１０
同軸コネクタ、９０１ 導波管帆体、９０２スリット、
９０３ スラグ、１００１ プローブ本体、１００２
外部支持体取りつけ用穴、１００３ 同軸コネクタ、１
０４ コンタクト部、１１０１ 接地導体、１１０２
中心導体、１１０３ 本体、１２０１ 接地導体、１２
０２中心導体、１２０３ 本体、１２０４ 誘電体、１
３０１ ＮＦメータ、１３０２ ノイズソース、１３０
３ チューナ、１３０４ 治具１、１３０５ＤＵＴ、１
３０６ 治具２、１３０７回路部品。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 太田 行雄 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内
Claims (12)
- 【請求項１】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子の
ロードプル測定を行う測定システムにおいて、 該測定システムの接続，又は配線に、上記高周波能動素
子のインピーダンスに相応した低インピーダンス線路を
用いたことを特徴とするロードプル測定システム。 - 【請求項２】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子の
ソースプル測定を行う測定システムにおいて、 該測定システムの接続，又は配線に、上記高周波能動素
子のインピーダンスに相応した低インピーダンス線路を
用いたことを特徴とするソースプル測定システム。 - 【請求項３】 請求項１記載のロードプル測定システム
において、 上記高周波能動素子のインピーダンスに相応した低イン
ピーダンス線路は、２０Ω以下のインピーダンスを持つ
ものとしたことを特徴とするロードプル測定システム。 - 【請求項４】 請求項２記載のソースプル測定システム
において、 上記高周波能動素子のインピーダンスに相応した低イン
ピーダンス線路は、２０Ω以下のインピーダンスを持つ
ものとしたことを特徴とするソースプル測定システム。 - 【請求項５】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子の
ロードプル測定を行う測定システムにおいて、 該測定システムの接続，又は配線に、上記高周波能動素
子のインピーダンスに相応した高インピーダンス線路を
用いたことを特徴とするロードプル測定システム。 - 【請求項６】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子の
ソースプル測定を行う測定システムにおいて、 該測定システムの接続，又は配線に、上記高周波能動素
子のインピーダンスに相応した高インピーダンス線路を
用いたことを特徴とするソースプル測定システム。 - 【請求項７】 請求項５記載のロードプル測定システム
において、 上記高周波能動素子のインピーダンスに相応した高イン
ピーダンス線路は、１１２Ω以上のインピーダンスを持
つものとしたことを特徴とするソースプル測定システ
ム。 - 【請求項８】 請求項６記載のソースプル測定システム
において、 上記高周波能動素子のインピーダンスに相応した高イン
ピーダンス線路は、１１２Ω以上のインピーダンスを持
つものとしたことを特徴とするソースプル測定システ
ム。 - 【請求項９】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子の
ロードプル測定システムにおいて用いるインピーダンス
チューナであって、 その特性インピーダンスを、その接続コネクタを含み、
２０Ω以下としたことを特徴とするインピーダンスチュ
ーナ。 - 【請求項１０】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
のソースプル測定システムにおいて用いるインピーダン
スチューナであって、 その特性インピーダンスを、その接続コネクタを含み、
２０Ω以下としたことを特徴とするインピーダンスチュ
ーナ。 - 【請求項１１】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
のロードプル測定システムにおいて用いるインピーダン
スチューナであって、 その特性インピーダンスを、その接続コネクタを含み、
１１２Ω以上としたことを特徴とするインピーダンスチ
ューナ。 - 【請求項１２】 準マイクロ波帯以上の高周波能動素子
のソースプル測定システムにおいて用いるインピーダン
スチューナであって、 その特性インピーダンスを、その接続コネクタを含み、
１１２Ω以上としたことを特徴とするインピーダンスチ
ューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17445096A JPH1019971A (ja) | 1996-07-04 | 1996-07-04 | ロードプル測定システム，ソースプル測定システム，及びインピーダンスチューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17445096A JPH1019971A (ja) | 1996-07-04 | 1996-07-04 | ロードプル測定システム，ソースプル測定システム，及びインピーダンスチューナ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1019971A true JPH1019971A (ja) | 1998-01-23 |
Family
ID=15978716
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17445096A Pending JPH1019971A (ja) | 1996-07-04 | 1996-07-04 | ロードプル測定システム，ソースプル測定システム，及びインピーダンスチューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1019971A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001244308A (ja) * | 2000-02-25 | 2001-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波信号用のプローブ |
| JP2003509695A (ja) * | 1999-09-15 | 2003-03-11 | カプレス アクティーゼルスカブ | 高分解能位置決めおよび多探針プローブの位置決め用ナノドライブ |
| US6951521B2 (en) | 2002-10-07 | 2005-10-04 | Honda Motor Co., Ltd. | Transmission actuator |
| KR101061513B1 (ko) | 2009-12-21 | 2011-09-02 | 한국전자통신연구원 | 잡음 지수 측정 장치 및 방법 |
| WO2014107089A1 (ko) * | 2013-01-07 | 2014-07-10 | 주식회사 디제이피 | 광대역 주파수 검출기 |
-
1996
- 1996-07-04 JP JP17445096A patent/JPH1019971A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003509695A (ja) * | 1999-09-15 | 2003-03-11 | カプレス アクティーゼルスカブ | 高分解能位置決めおよび多探針プローブの位置決め用ナノドライブ |
| JP2001244308A (ja) * | 2000-02-25 | 2001-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波信号用のプローブ |
| US6951521B2 (en) | 2002-10-07 | 2005-10-04 | Honda Motor Co., Ltd. | Transmission actuator |
| KR101061513B1 (ko) | 2009-12-21 | 2011-09-02 | 한국전자통신연구원 | 잡음 지수 측정 장치 및 방법 |
| WO2014107089A1 (ko) * | 2013-01-07 | 2014-07-10 | 주식회사 디제이피 | 광대역 주파수 검출기 |
| CN104838277A (zh) * | 2013-01-07 | 2015-08-12 | Djp有限责任公司 | 频率侦测器 |
| US9377526B2 (en) | 2013-01-07 | 2016-06-28 | Djp Co., Ltd. | Broadband frequency detector |
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