JPH10178375A - ダイバーシティ無線送受信装置 - Google Patents
ダイバーシティ無線送受信装置Info
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- JPH10178375A JPH10178375A JP8339548A JP33954896A JPH10178375A JP H10178375 A JPH10178375 A JP H10178375A JP 8339548 A JP8339548 A JP 8339548A JP 33954896 A JP33954896 A JP 33954896A JP H10178375 A JPH10178375 A JP H10178375A
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 周波数ダイバーシティ方式を採るダイバーシ
ティ無線送受信装置の回路構成を工夫することにより、
アンテナや送信出力増幅器の数を半減しつつ、空間ダイ
バーシティを伴う四重ダイバーシティ方式と同等な効果
を有するダイバーシティ無線送受信装置を得る。 【解決手段】 送信側および受信側にシンボル波長に比
し充分長い一定の遅延を与える遅延素子３０２を設け、
送信側より、送信信号と送信信号に上の遅延素子により
遅延を与えた信号を加え合せることにより時間軸上に拡
散した信号を合成して、１つのアンテナへ送出し、受信
側では受信信号と、受信信号に遅延を与えた信号とを加
え合せることにより、時間軸上に拡散した信号を収束し
て合成する。
ティ無線送受信装置の回路構成を工夫することにより、
アンテナや送信出力増幅器の数を半減しつつ、空間ダイ
バーシティを伴う四重ダイバーシティ方式と同等な効果
を有するダイバーシティ無線送受信装置を得る。 【解決手段】 送信側および受信側にシンボル波長に比
し充分長い一定の遅延を与える遅延素子３０２を設け、
送信側より、送信信号と送信信号に上の遅延素子により
遅延を与えた信号を加え合せることにより時間軸上に拡
散した信号を合成して、１つのアンテナへ送出し、受信
側では受信信号と、受信信号に遅延を与えた信号とを加
え合せることにより、時間軸上に拡散した信号を収束し
て合成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線送受信装置、特
にダイバーシティ無線送受信装置に関する。
にダイバーシティ無線送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６（ａ），（ｂ）は、従来の最大比合
成（ＭＲＣ）方式を用いた空間および周波数による４重
ダイバーシティ送受信装置の回路構成例を示すブロック
図であり、（ａ）は送信側、（ｂ）は受信側を示してい
る。
成（ＭＲＣ）方式を用いた空間および周波数による４重
ダイバーシティ送受信装置の回路構成例を示すブロック
図であり、（ａ）は送信側、（ｂ）は受信側を示してい
る。
【０００３】図６（ａ）において、変調器（以下、ＭＯ
Ｄと略称する）９０１の分岐出力は、送信周波数変換器
（以下、Ｕ／Ｃと略称する）９０２ａ，９０２ｂで、そ
れぞれｆ１およびｆ２の周波数に周波数変換され、電力
増幅器（以下、ＰＡと略称する）９０３ａおよび９０３
ｂにより、所定レベルまで増幅後、アンテナ９０４ａ，
９０４ｂに送られ、アンテナ９０４ａは周波数ｆ１の無
線信号を、アンテナ９０４ｂは周波数ｆ２の無線信号を
それぞれ空間に送出する。
Ｄと略称する）９０１の分岐出力は、送信周波数変換器
（以下、Ｕ／Ｃと略称する）９０２ａ，９０２ｂで、そ
れぞれｆ１およびｆ２の周波数に周波数変換され、電力
増幅器（以下、ＰＡと略称する）９０３ａおよび９０３
ｂにより、所定レベルまで増幅後、アンテナ９０４ａ，
９０４ｂに送られ、アンテナ９０４ａは周波数ｆ１の無
線信号を、アンテナ９０４ｂは周波数ｆ２の無線信号を
それぞれ空間に送出する。
【０００４】一方、図６（ｂ）に示す受信側において
は、２台のダイバーシティアンテナ９０５ａ，９０５ｂ
を通じ周波数ｆ１およびｆ２の無線信号を受信し、低雑
音増幅器（以下、ＬＮＡと略称する）９０６ａ，９０６
ｂにより空間伝搬路で減衰した入力信号を規定値に増幅
し、周波数分配器９０７ａ，９０７ｂに送出する。周波
数分配器９０７ａ，９０７ｂで分岐された無線周波数信
号ｆ１とｆ２は、受信周波数変換器（Ｄ／Ｃ）９０８ａ
〜ｄにより、中間周波数帯に周波数変換され、複素乗算
器９０９ａ〜ｄおよび相関器９１０ａ〜ｄに出力され
る。相関器９１０ａ〜ｄは、分岐された中間周波数信号
と判定帰還形等化器／復調器（以下ＤＦＥ／ＤＥＭと略
称する）９１３入力前の信号を分岐したリファレンス信
号とを入力とし、その２信号の相関値を出力する。複素
乗算器９０９ａ〜ｄは、分岐した他方の中間周波数信号
と上の相関値を入力とし、複素乗算後の値を合成器９１
１に出力する。合成器９１１は、各ルートの乗算後の信
号を合成し、自動利得制御増幅器（以下、ＡＧＣと略称
する）９１２に出力し、ＡＧＣ９１２は入力した合成信
号の信号レベルに応じて、一定のレベルとなるように増
幅を行いＤＦＥ／ＤＥＭ９１３に出力する。ＤＦＥ／Ｄ
ＥＭ９１３は、内在する符号間干渉を除去し、復調後出
力する。
は、２台のダイバーシティアンテナ９０５ａ，９０５ｂ
を通じ周波数ｆ１およびｆ２の無線信号を受信し、低雑
音増幅器（以下、ＬＮＡと略称する）９０６ａ，９０６
ｂにより空間伝搬路で減衰した入力信号を規定値に増幅
し、周波数分配器９０７ａ，９０７ｂに送出する。周波
数分配器９０７ａ，９０７ｂで分岐された無線周波数信
号ｆ１とｆ２は、受信周波数変換器（Ｄ／Ｃ）９０８ａ
〜ｄにより、中間周波数帯に周波数変換され、複素乗算
器９０９ａ〜ｄおよび相関器９１０ａ〜ｄに出力され
る。相関器９１０ａ〜ｄは、分岐された中間周波数信号
と判定帰還形等化器／復調器（以下ＤＦＥ／ＤＥＭと略
称する）９１３入力前の信号を分岐したリファレンス信
号とを入力とし、その２信号の相関値を出力する。複素
乗算器９０９ａ〜ｄは、分岐した他方の中間周波数信号
と上の相関値を入力とし、複素乗算後の値を合成器９１
１に出力する。合成器９１１は、各ルートの乗算後の信
号を合成し、自動利得制御増幅器（以下、ＡＧＣと略称
する）９１２に出力し、ＡＧＣ９１２は入力した合成信
号の信号レベルに応じて、一定のレベルとなるように増
幅を行いＤＦＥ／ＤＥＭ９１３に出力する。ＤＦＥ／Ｄ
ＥＭ９１３は、内在する符号間干渉を除去し、復調後出
力する。
【０００５】次に、式を用いながら主に受信側の動作
（最大比合成）の説明を行う。
（最大比合成）の説明を行う。
【０００６】図７は、簡単のため１タップの場合を示
し、１００１は複素乗算器、１００２は相関器である。
今、入力信号をｈ（０）Ｓ、判定データ信号を
し、１００１は複素乗算器、１００２は相関器である。
今、入力信号をｈ（０）Ｓ、判定データ信号を
【０００７】
【外１】 、ウェイト値をｗ、乗算後の値をｙとすると、 ｙ＝ｗ・ｈ（０）Ｓ となり、ｗは図の２入力の相関値なので
【０００８】
【外２】 となる。ここで、Ｓはビート誤りがないときは、
【０００９】
【外３】 と近似できる。すなわち、 ｗ＝Ｅ［ｈ*（０）Ｓ*・Ｓ］ ＝ｈ*（０）・Ｅ［Ｓ*Ｓ］ ≒ｈ*（０）・Ｐ となる。ここで、ｈ（０）は伝搬路定数であり、その変
動はディジタル伝送速度に比べ非常に遅く、時間平均処
理Ｅ［］においては定常と見なせる。また、Ｐは希望波
信号電力であり、Ｐ＝１と正規化すれば ｗ≒ｈ*（０） となる。従って、この相関値を乗算器の重み係数として
信号に乗じると、 ｙ＝ｗ・ｈ（０）Ｓ ＝ｈ*（０）ｈ（０）Ｓ となる。ここで、ｈ＊（０）ｈ（０）は実数であり、ベ
クトル的には実軸を向いている。すなわち、上記相関結
果を各ブランチ毎に乗じることで、全てのブランチ間の
位相を実軸に同位相で合成することが出来る。また、振
幅については、ｈ *（０）ｈ（０）と２乗になってい
る。
動はディジタル伝送速度に比べ非常に遅く、時間平均処
理Ｅ［］においては定常と見なせる。また、Ｐは希望波
信号電力であり、Ｐ＝１と正規化すれば ｗ≒ｈ*（０） となる。従って、この相関値を乗算器の重み係数として
信号に乗じると、 ｙ＝ｗ・ｈ（０）Ｓ ＝ｈ*（０）ｈ（０）Ｓ となる。ここで、ｈ＊（０）ｈ（０）は実数であり、ベ
クトル的には実軸を向いている。すなわち、上記相関結
果を各ブランチ毎に乗じることで、全てのブランチ間の
位相を実軸に同位相で合成することが出来る。また、振
幅については、ｈ *（０）ｈ（０）と２乗になってい
る。
【００１０】さらに、マルチタップの場合についてであ
るが、図６（ｂ）に示しているように、受信側にてアン
テナ９０５ａと９０５ｂのルートそれぞれにｆ１（周波
数ｆ１の無線信号を示す）が受信されるが、お互いは受
信されたアンテナが異なりアンテナ間隔が波長に比べて
十分離れているため、独立な伝搬路を伝わってきたもの
と見なすことができるので、両ｆ１の間には相関はない
といえる。これはｆ２双互間についても同様である。
るが、図６（ｂ）に示しているように、受信側にてアン
テナ９０５ａと９０５ｂのルートそれぞれにｆ１（周波
数ｆ１の無線信号を示す）が受信されるが、お互いは受
信されたアンテナが異なりアンテナ間隔が波長に比べて
十分離れているため、独立な伝搬路を伝わってきたもの
と見なすことができるので、両ｆ１の間には相関はない
といえる。これはｆ２双互間についても同様である。
【００１１】ここで、一方のルートのｆ１をｒn 1、他方
のルートのｆ１をｒn 2とすると、
のルートのｆ１をｒn 2とすると、
【００１２】
【数１】
【００１３】
【数２】 となる。ここでｈi RはダイバーシティルートＲの時刻ｉ
でのインパルス応答、
でのインパルス応答、
【００１４】
【外４】 は時刻ｎ−τでの送信データを示す。
【００１５】Ｄ／Ｃ９０８ａおよび９０８ｃにて中間周
波数に変換された信号は、複素乗算器９０９ａおよび９
０９ｃにて任意のウエイト値を掛けられた後、合成器９
１１で合成される。このときの合成信号をｙn とする
と、
波数に変換された信号は、複素乗算器９０９ａおよび９
０９ｃにて任意のウエイト値を掛けられた後、合成器９
１１で合成される。このときの合成信号をｙn とする
と、
【００１６】
【数３】 ｗ1 ，ｗ2 は各複素乗算器９０９ａおよび９０９ｃのウ
エイト値である。
エイト値である。
【００１７】前記ウエイト値は、相関器９１０ａおよび
９１０ｃの出力値であり、複素乗算器の入力信号と、合
成後ＡＧＣ９１２にて振幅を正規化した信号との相関に
より決定される。以上のことから（３）式の（ ）内は
１とおくことができ、したがって、
９１０ｃの出力値であり、複素乗算器の入力信号と、合
成後ＡＧＣ９１２にて振幅を正規化した信号との相関に
より決定される。以上のことから（３）式の（ ）内は
１とおくことができ、したがって、
【００１８】
【数４】 とすることができる。さらに（１），（４）式により、
ｗ1 は次のようになる。
ｗ1 は次のようになる。
【００１９】
【数５】 よって、（３），（５）式より
【００２０】
【数６】 （６）式中で、ｈo 1* ・ｈO 1は複素共役の乗算であり、
すなわち２乗合成である。換言すれば、レベルの高い
（ｈi Rの大きい）信号はウエイトの比重を上げて、レベ
ルの低い信号は比重を下げるのであるから、その結果、
信号レベルの最も高いものに比して合成することにな
る。これが最大比合成（ＭＲＣ）である。以上はｆ２に
ついても同様である。
すなわち２乗合成である。換言すれば、レベルの高い
（ｈi Rの大きい）信号はウエイトの比重を上げて、レベ
ルの低い信号は比重を下げるのであるから、その結果、
信号レベルの最も高いものに比して合成することにな
る。これが最大比合成（ＭＲＣ）である。以上はｆ２に
ついても同様である。
【００２１】最大比合成後の信号は、ＡＧＣ（９１２）
にて一定レベルに増幅された後、ＤＦＥ（９１３）で符
号間干渉が除去される。
にて一定レベルに増幅された後、ＤＦＥ（９１３）で符
号間干渉が除去される。
【００２２】以上が従来技術となるＭＲＣの説明であ
る。
る。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】図６に示した従来の送
受信装置は、空間的、周波数的ダイバーシティ効果を得
るため、１対向で考慮した場合、ダイバーシティアンテ
ナ４面にＰＡ４台およびＬＮＡ２台が必要であった。し
たがって、システム構成は大規模なものとなり、高価な
だけでなく、消費電力も大きくなっていた。
受信装置は、空間的、周波数的ダイバーシティ効果を得
るため、１対向で考慮した場合、ダイバーシティアンテ
ナ４面にＰＡ４台およびＬＮＡ２台が必要であった。し
たがって、システム構成は大規模なものとなり、高価な
だけでなく、消費電力も大きくなっていた。
【００２４】本発明は、ダイバーシティアンテナと送信
電力増幅器の数量を削減しても、従来とほぼ同等のダイ
バーシティ効果を得ることが可能なダイバーシティ送受
信装置を提供することを目的とする。
電力増幅器の数量を削減しても、従来とほぼ同等のダイ
バーシティ効果を得ることが可能なダイバーシティ送受
信装置を提供することを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明のダイバーシティ
送受信装置は、送信周波数の異なる第１および第２のル
ートからなる周波数ダイバーシティ方式を採る無線送受
信装置であって、送信側及び受信側にそれぞれ送信信号
及び受信信号に対してシンボル長に比し充分長い一定の
遅延を与える遅延回路手段を有し、送信側において、送
信信号と、送信信号に遅延回路手段による遅延を与えた
遅延送信信号とを加え合わせることにより時間軸上に拡
散された信号を合成し、１面の送信アンテナより送出
し、受信側において、１面の受信アンテナを介する各ル
ートの受信信号と受信信号に遅延回路手段による遅延を
与えた遅延受信信号とを加え合わせることにより、時間
軸上に拡散された信号を収束し、合成する。
送受信装置は、送信周波数の異なる第１および第２のル
ートからなる周波数ダイバーシティ方式を採る無線送受
信装置であって、送信側及び受信側にそれぞれ送信信号
及び受信信号に対してシンボル長に比し充分長い一定の
遅延を与える遅延回路手段を有し、送信側において、送
信信号と、送信信号に遅延回路手段による遅延を与えた
遅延送信信号とを加え合わせることにより時間軸上に拡
散された信号を合成し、１面の送信アンテナより送出
し、受信側において、１面の受信アンテナを介する各ル
ートの受信信号と受信信号に遅延回路手段による遅延を
与えた遅延受信信号とを加え合わせることにより、時間
軸上に拡散された信号を収束し、合成する。
【００２６】送信側に一つの前記遅延回路手段を有し、
送信信号と前記遅延送信信号とを加え合わせた後、各ル
ートに分岐送出してもよい。
送信信号と前記遅延送信信号とを加え合わせた後、各ル
ートに分岐送出してもよい。
【００２７】送信側に直列に接続された第１および第２
の前記遅延回路手段を有し、送信信号と該送信信号に第
１の遅延回路手段による遅延を与えた第１の遅延送信信
号を加え合わせて第１のルートに送出するとともに、前
記第１の遅延送信信号と該第１の遅延送信信号に第２の
遅延回路手段による遅延を与えた第２の遅延送信信号を
加え合わせて第２のルートに送出し、受信側において
は、第１のルートに第３および第４の前記遅延回路手段
を、第２のルートに第５の前記遅延回路手段を有し、第
１のルートにおける第３の遅延回路手段を通過した遅延
受信信号と、該遅延受信信号に第４の遅延回路手段によ
る遅延を与えた信号とを加え合わせ、第２のルートにお
ける受信信号と該受信信号に第５の遅延回路手段による
遅延を与えた信号とを加え合わせて合成してもよい。
の前記遅延回路手段を有し、送信信号と該送信信号に第
１の遅延回路手段による遅延を与えた第１の遅延送信信
号を加え合わせて第１のルートに送出するとともに、前
記第１の遅延送信信号と該第１の遅延送信信号に第２の
遅延回路手段による遅延を与えた第２の遅延送信信号を
加え合わせて第２のルートに送出し、受信側において
は、第１のルートに第３および第４の前記遅延回路手段
を、第２のルートに第５の前記遅延回路手段を有し、第
１のルートにおける第３の遅延回路手段を通過した遅延
受信信号と、該遅延受信信号に第４の遅延回路手段によ
る遅延を与えた信号とを加え合わせ、第２のルートにお
ける受信信号と該受信信号に第５の遅延回路手段による
遅延を与えた信号とを加え合わせて合成してもよい。
【００２８】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について、図
面を参照して説明する。図１（ａ），（ｂ）は、図６
（ａ），（ｂ）に示す４重ダイバーシティ送受信装置か
ら空間ダイバーシティのためのアンテナ、ＰＡ，ＬＮＡ
を取り去り、その代わりに遅延回路および加算回路を加
えたダイバーシティ送受信装置の構成例を示し、（ａ）
は送信側、（ｂ）は受信側を示している。
面を参照して説明する。図１（ａ），（ｂ）は、図６
（ａ），（ｂ）に示す４重ダイバーシティ送受信装置か
ら空間ダイバーシティのためのアンテナ、ＰＡ，ＬＮＡ
を取り去り、その代わりに遅延回路および加算回路を加
えたダイバーシティ送受信装置の構成例を示し、（ａ）
は送信側、（ｂ）は受信側を示している。
【００２９】図１（ａ）において、ＭＯＤ１０１は、入
力した送信信号を変調しこれを送り出す。遅延素子１０
３ａは、変調後分岐された送信信号を入力とし、付与前
後の信号が互いに無相関となるだけの十分な長さの遅延
差τを信号に付与して、これを出力とする。また、遅延
素子１０３ｂは遅延素子１０３ａの出力信号を入力と
し、さらに遅延差τを与えた後出力する。加算器１０２
ａは、変調器出力の信号と、その信号に遅延差τを与え
た信号とを入力とし、それらを足し合わせた信号を出力
する。また、加算器１０２ｂは、遅延差τの信号とさら
にτを与えられた２τの信号とを入力とし、それらを足
し合わせたものを出力とする。Ｕ／Ｃ１０４ａは、加算
器１０２ａの出力信号を入力とし、無線周波数ｆ１に周
波数変換後出力する。同様に、Ｕ／Ｃ１０４ｂは加算器
１０２ｂの出力信号を入力とし、無線周波数ｆ２に周波
数変換後出力する。合成器１０５は、前述した無線周波
数ｆ１，ｆ２の２信号を入力、合成後これを出力する。
ＰＡ１０６は、合成後の無線信号を入力し、所定のレベ
ルまで増幅した信号を出力し、この信号がアンテナ１０
７より送出される。
力した送信信号を変調しこれを送り出す。遅延素子１０
３ａは、変調後分岐された送信信号を入力とし、付与前
後の信号が互いに無相関となるだけの十分な長さの遅延
差τを信号に付与して、これを出力とする。また、遅延
素子１０３ｂは遅延素子１０３ａの出力信号を入力と
し、さらに遅延差τを与えた後出力する。加算器１０２
ａは、変調器出力の信号と、その信号に遅延差τを与え
た信号とを入力とし、それらを足し合わせた信号を出力
する。また、加算器１０２ｂは、遅延差τの信号とさら
にτを与えられた２τの信号とを入力とし、それらを足
し合わせたものを出力とする。Ｕ／Ｃ１０４ａは、加算
器１０２ａの出力信号を入力とし、無線周波数ｆ１に周
波数変換後出力する。同様に、Ｕ／Ｃ１０４ｂは加算器
１０２ｂの出力信号を入力とし、無線周波数ｆ２に周波
数変換後出力する。合成器１０５は、前述した無線周波
数ｆ１，ｆ２の２信号を入力、合成後これを出力する。
ＰＡ１０６は、合成後の無線信号を入力し、所定のレベ
ルまで増幅した信号を出力し、この信号がアンテナ１０
７より送出される。
【００３０】ここで今、遅延素子１０３ａを通った信号
を基準（ｔ＝０）に置くと、遅延素子を通過しないもの
はτ進みの信号、遅延素子２つ（１０３ａ，ｂ）を通過
したものはτ遅れの信号と考えられる。信号をインパル
スに置き換え、加算器１０２ａおよび１０２ｂを通過後
のインパルス応答を示したものが、それぞれ図３（ａ）
および（ｂ）である。基準インパルス応答をｈ（０）と
して、τ進みがｈ（−τ）、τ遅れがｈ（τ）である。
を基準（ｔ＝０）に置くと、遅延素子を通過しないもの
はτ進みの信号、遅延素子２つ（１０３ａ，ｂ）を通過
したものはτ遅れの信号と考えられる。信号をインパル
スに置き換え、加算器１０２ａおよび１０２ｂを通過後
のインパルス応答を示したものが、それぞれ図３（ａ）
および（ｂ）である。基準インパルス応答をｈ（０）と
して、τ進みがｈ（−τ）、τ遅れがｈ（τ）である。
【００３１】また、図４は、アンテナより送出される送
信信号の周波数スペクトラムを示したものである。予め
τの遅延差を与えているため、図に示してあるような２
波モデルのスペクトラムとなる。この２波による干渉
は、受信側の構成要素となっているＤＦＥ／ＤＥＭにて
消去することができる。
信信号の周波数スペクトラムを示したものである。予め
τの遅延差を与えているため、図に示してあるような２
波モデルのスペクトラムとなる。この２波による干渉
は、受信側の構成要素となっているＤＦＥ／ＤＥＭにて
消去することができる。
【００３２】次に受信部について図１（ｂ）によって説
明する。
明する。
【００３３】図１（ｂ）において、ＬＮＡ２０１は、ア
ンテナにより受信された信号を入力し、所定のレベルに
増幅する。周波数分配器２０２は、ＬＮＡ２０１の出力
信号を入力し、無線周波数ｆ１とｆ２に分配して出力す
る。Ｄ／Ｃ２０３ａは無線周波数ｆ１を、Ｄ／Ｃ２０３
ｂは無線周波数ｆ２をそれぞれ中間周波数帯に周波数変
換し出力する。遅延素子２０４ａは、Ｄ／Ｃ２０３ａの
出力信号を入力し、遅延差τを与えた後出力する。さら
に、遅延素子２０４ｂは、遅延素子２０４ａの出力信号
に遅延差τを与えて出力とする。遅延素子２０４ｃはＤ
／Ｃ２０３ｂの出力信号を入力、遅延差τを与えた後、
これを出力する。相関器２０５ａは、遅延素子２０４ａ
の出力信号と、ＤＦＥ／ＤＥＭ２０９より得られる判定
データ信号とを入力し、両者の相関をとって、これを出
力信号とする。他の相関器２０５ｂ〜ｄについても同様
で、それぞれ遅延素子２０４ｂの出力信号、Ｄ／Ｃ２０
３ｂの出力信号、遅延素子２０４ｃの出力信号と、上述
の判定データ信号との相関値を相関器２０５ｂ〜ｄの出
力信号としてる。ここで判定データ信号とは、復調後の
アナログ波形を変調速度の周期Ｔでサンプリングし、閾
値判定を行ったものである。複素乗算器２０６ａは、入
力した遅延素子２０４ａの出力信号に相関器２０５ａに
よる相関値を掛け合わせた後、これを出力する。また、
複素乗算器２０６ｂは遅延素子２０４ｂと相関器２０５
ｂの出力信号を、複素乗算器２０６ｃはＤ／Ｃ２０３ｂ
と相関器２０５ｃの出力信号を、複素乗算器２０７ｄは
遅延素子２０４ｃと相関器２０５ｄの出力信号を入力と
し、それぞれの乗算値を出力する。加算器２０７ａは、
複素乗算器２０６ａおよび２０６ｂの出力信号を、同様
に加算器２０７ｂは、複素乗算器２０６ｃおよび２０６
ｄの出力信号を入力し、足し合わせた後、出力する。合
成器２０８は、上の２つの出力信号を合成し、その結果
を送出する。ＤＦＥ／ＤＥＭ２０９は、合成後の受信信
号を入力して、受信信号に内在する符号間干渉を除去す
る。さらに、除去後の信号を復調、内部判定器によりデ
ィジタル信号に判定を行い出力する。この出力信号は判
定データ信号として分岐、ループバックされ、相関器２
０５ａ〜ｄに入力される。
ンテナにより受信された信号を入力し、所定のレベルに
増幅する。周波数分配器２０２は、ＬＮＡ２０１の出力
信号を入力し、無線周波数ｆ１とｆ２に分配して出力す
る。Ｄ／Ｃ２０３ａは無線周波数ｆ１を、Ｄ／Ｃ２０３
ｂは無線周波数ｆ２をそれぞれ中間周波数帯に周波数変
換し出力する。遅延素子２０４ａは、Ｄ／Ｃ２０３ａの
出力信号を入力し、遅延差τを与えた後出力する。さら
に、遅延素子２０４ｂは、遅延素子２０４ａの出力信号
に遅延差τを与えて出力とする。遅延素子２０４ｃはＤ
／Ｃ２０３ｂの出力信号を入力、遅延差τを与えた後、
これを出力する。相関器２０５ａは、遅延素子２０４ａ
の出力信号と、ＤＦＥ／ＤＥＭ２０９より得られる判定
データ信号とを入力し、両者の相関をとって、これを出
力信号とする。他の相関器２０５ｂ〜ｄについても同様
で、それぞれ遅延素子２０４ｂの出力信号、Ｄ／Ｃ２０
３ｂの出力信号、遅延素子２０４ｃの出力信号と、上述
の判定データ信号との相関値を相関器２０５ｂ〜ｄの出
力信号としてる。ここで判定データ信号とは、復調後の
アナログ波形を変調速度の周期Ｔでサンプリングし、閾
値判定を行ったものである。複素乗算器２０６ａは、入
力した遅延素子２０４ａの出力信号に相関器２０５ａに
よる相関値を掛け合わせた後、これを出力する。また、
複素乗算器２０６ｂは遅延素子２０４ｂと相関器２０５
ｂの出力信号を、複素乗算器２０６ｃはＤ／Ｃ２０３ｂ
と相関器２０５ｃの出力信号を、複素乗算器２０７ｄは
遅延素子２０４ｃと相関器２０５ｄの出力信号を入力と
し、それぞれの乗算値を出力する。加算器２０７ａは、
複素乗算器２０６ａおよび２０６ｂの出力信号を、同様
に加算器２０７ｂは、複素乗算器２０６ｃおよび２０６
ｄの出力信号を入力し、足し合わせた後、出力する。合
成器２０８は、上の２つの出力信号を合成し、その結果
を送出する。ＤＦＥ／ＤＥＭ２０９は、合成後の受信信
号を入力して、受信信号に内在する符号間干渉を除去す
る。さらに、除去後の信号を復調、内部判定器によりデ
ィジタル信号に判定を行い出力する。この出力信号は判
定データ信号として分岐、ループバックされ、相関器２
０５ａ〜ｄに入力される。
【００３４】次に、インパルス応答による説明を行う。
【００３５】受信された信号が基準時刻（ｔ＝０）にて
複素乗算器２０６ａに入力すると仮定し、前記時刻での
インパルス応答を図示すると、図３（ａ）と同様な形と
なり、式ではｈ（−τ）＋ｈ（０）と表すことができ
る。このとき、同時刻にて複素乗算器２０６ｂの入力部
でのインパルス応答は、時間τ以前になるので、ｈ
（０）＋ｈ（τ）となる。一方、ｆ２のルートについて
も同様に考慮し、ｔ＝０における複素乗算器２０６ｃお
よび２０６ｄの入力部でのインパルス応答は、それぞれ
ｈ（−τ）＋ｈ（０），ｈ（０）＋ｈ（τ）となる。
複素乗算器２０６ａに入力すると仮定し、前記時刻での
インパルス応答を図示すると、図３（ａ）と同様な形と
なり、式ではｈ（−τ）＋ｈ（０）と表すことができ
る。このとき、同時刻にて複素乗算器２０６ｂの入力部
でのインパルス応答は、時間τ以前になるので、ｈ
（０）＋ｈ（τ）となる。一方、ｆ２のルートについて
も同様に考慮し、ｔ＝０における複素乗算器２０６ｃお
よび２０６ｄの入力部でのインパルス応答は、それぞれ
ｈ（−τ）＋ｈ（０），ｈ（０）＋ｈ（τ）となる。
【００３６】以上の４式を揃えて書くと、 ｈ（−τ）＋ｈ（０） ・・・・・（２０６ａ） ｈ（０）＋ｈ（τ） ・・・・・（２０６ｂ） ｈ（−τ）＋ｈ（０） ・・・・・（２０６ｃ） ｈ（０）＋ｈ（τ） ・・・・・（２０６ｄ） となる。すなわち、この時刻ではｈ（０）についての従
来技術の欄で述べた最大比合成を行うことになる。ここ
で、相関器２０５ａ〜ｄの基準信号として判定データ信
号を用いることで、相関を取った結果により、最大比合
成を実現するための重み係数を得ることができる。従来
技術に関する図６のように、ＤＦＥ／ＤＥＭ入力前の信
号を相関器に入力する構成であると、送信時の信号に予
め±τずれた信号成分を含んでいるため、ｈ（０）のみ
ならずｈ（−τ）やｈ（τ）とも相関がとれてしまうの
である。このことは、ｈ（０）についての最大比合成を
行えないことを意味する。一方後者の構成（＝本発明）
の場合は、ＤＦＥ／ＤＥＭ通過後の信号をループバック
して用いるためｈ（０）のみ相関がとれることになる。
こうして初めて、ｈ（０）についての最大比合成が行え
る。
来技術の欄で述べた最大比合成を行うことになる。ここ
で、相関器２０５ａ〜ｄの基準信号として判定データ信
号を用いることで、相関を取った結果により、最大比合
成を実現するための重み係数を得ることができる。従来
技術に関する図６のように、ＤＦＥ／ＤＥＭ入力前の信
号を相関器に入力する構成であると、送信時の信号に予
め±τずれた信号成分を含んでいるため、ｈ（０）のみ
ならずｈ（−τ）やｈ（τ）とも相関がとれてしまうの
である。このことは、ｈ（０）についての最大比合成を
行えないことを意味する。一方後者の構成（＝本発明）
の場合は、ＤＦＥ／ＤＥＭ通過後の信号をループバック
して用いるためｈ（０）のみ相関がとれることになる。
こうして初めて、ｈ（０）についての最大比合成が行え
る。
【００３７】各複素乗算器ではｈ（０）の大きさ（スカ
ラー値）が求められ、合成後、ＤＦＥ／ＤＥＭ（２０
９）にてｈ（±τ）や伝搬路でのフェージングによる干
渉が取り除かれる。
ラー値）が求められ、合成後、ＤＦＥ／ＤＥＭ（２０
９）にてｈ（±τ）や伝搬路でのフェージングによる干
渉が取り除かれる。
【００３８】以上の様子をインパルス応答で示したもの
が図５である。各τ間隔で ｛ｈa （０）＋ｈa （τ）｝ ｛ｈa （−τ）＋ｈa （０）｝または｛ｈb （０）＋ｈb （τ）｝ ｛ｈb （−τ）＋ｈb （０）｝ が時間軸上に並んでおり、右肩のａはｆ１のルート、ｂ
はｆ２のルートを示している。各信号は、遅延素子を通
ることで時間軸上一致し、複素乗算器にて受信信号希望
波成分ｈ（０）が取り出される。しかし、この段階にお
いてはまだ伝搬路での干渉や雑音成分を含んでいるの
で、乗算後、合成してＤＦＥ／ＤＥＭを通ることで図に
あるようにｈ（０）の再生が行われる。
が図５である。各τ間隔で ｛ｈa （０）＋ｈa （τ）｝ ｛ｈa （−τ）＋ｈa （０）｝または｛ｈb （０）＋ｈb （τ）｝ ｛ｈb （−τ）＋ｈb （０）｝ が時間軸上に並んでおり、右肩のａはｆ１のルート、ｂ
はｆ２のルートを示している。各信号は、遅延素子を通
ることで時間軸上一致し、複素乗算器にて受信信号希望
波成分ｈ（０）が取り出される。しかし、この段階にお
いてはまだ伝搬路での干渉や雑音成分を含んでいるの
で、乗算後、合成してＤＦＥ／ＤＥＭを通ることで図に
あるようにｈ（０）の再生が行われる。
【００３９】次に、本発明の第２の実施形態について図
２によって説明する。
２によって説明する。
【００４０】前述した図１の構成例では、遅延の付与前
後の信号の無相関性を高めるため、よりタイムスパンを
広げて−τ〜＋τ（すなわち、２τの遅延差）とした
が、図２における例では遅延素子３０２および加算器３
０３をそれぞれ１つとし、τの遅延差しか与えていな
い。以上のようにすることで、部品点数の削減および基
盤面積の縮小が図れ、コストの削減につながる。無相関
性については、１波長の１００倍以上であれば問題はな
い。また、ダイバーシティ効果においても、伝搬路上に
てｆ１とｆ２の２波が同時に減衰したりしない限り期待
できる。
後の信号の無相関性を高めるため、よりタイムスパンを
広げて−τ〜＋τ（すなわち、２τの遅延差）とした
が、図２における例では遅延素子３０２および加算器３
０３をそれぞれ１つとし、τの遅延差しか与えていな
い。以上のようにすることで、部品点数の削減および基
盤面積の縮小が図れ、コストの削減につながる。無相関
性については、１波長の１００倍以上であれば問題はな
い。また、ダイバーシティ効果においても、伝搬路上に
てｆ１とｆ２の２波が同時に減衰したりしない限り期待
できる。
【００４１】
【発明の効果】本発明は、遅延回路および加算器によ
り、送信される信号に予め無相関となるに十分な遅延を
与えることにより、周波数ダイバーシティ方式に空間ダ
イバーシティを組み合せると同様な効果が期待できるの
で、送受信双方とも空間ダイバーシティ用アンテナおよ
びＰＡ、ＬＮＡが不要となり、大幅なコストの削減が可
能になる効果がある。
り、送信される信号に予め無相関となるに十分な遅延を
与えることにより、周波数ダイバーシティ方式に空間ダ
イバーシティを組み合せると同様な効果が期待できるの
で、送受信双方とも空間ダイバーシティ用アンテナおよ
びＰＡ、ＬＮＡが不要となり、大幅なコストの削減が可
能になる効果がある。
【図１】本発明のダイバーシティ送受信装置の第１の実
施形態を示すブロック図である。
施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明のダイバーシティ送受信装置の第２の実
施形態を示すブロック図である。
施形態を示すブロック図である。
【図３】図１に示すダイバーシティ送受信装置の送信側
におけるインパルス応答例である。
におけるインパルス応答例である。
【図４】図１に示すダイバーシティ送受信装置の送信ス
ペクトルを示す説明図である。
ペクトルを示す説明図である。
【図５】図１に示すダイバーシティ送受信装置の受信側
におけるインパルス応答例である。
におけるインパルス応答例である。
【図６】従来の空間および周波数による４重ダイバーシ
ティ送受信装置の構成例を示すブロック図である。
ティ送受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図７】１タップ構成の複素乗算器および相関器の動作
説明用図である。
説明用図である。
１０１，３０１，９０１ 変調器（ＭＯＤ） １０２ａ，ｂ，２０７ａ，ｂ，３０３，４０７ａ，ｂ
加算器 １０３ａ，ｂ，２０４ａ〜ｃ，３０２，４０４ａ，ｂ
遅延素子 １０４ａ，ｂ，３０４ａ，ｂ，９０２ａ，ｂ 送信周
波数変換器（Ｕ／Ｃ） １０５，２０８，３０５，４０８，９１１ 合成器 １０６，３０６，９０３ａ，９０３ｂ 電力増幅器
（ＰＡ） １０７，２００，３０７，４００，９０４ａ，ｂ，９０
５ａ，ｂ アンテナ ２０１，４０１，９０６ａ，９０６ｂ 低雑音増幅器
（ＬＮＡ） ２０２，４０２，９０７ａ，９０７ｂ 周波数分配器 ２０３ａ，ｂ，４０３ａ，ｂ，９０８ａ〜ｄ 受信周
波数変換器（Ｄ／Ｃ） ２０５ａ〜ｄ，４０５ａ〜ｄ，９１０ａ〜ｄ，１００２
相関器 ２０６ａ〜ｄ，４０６ａ〜ｄ，９１０ａ〜ｄ，１００１
複素乗算器 ２０９，４０９，９１３ 判定帰還形等化器／復調器
（ＤＦＥ／ＤＥＭ） ９１２ 自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）
加算器 １０３ａ，ｂ，２０４ａ〜ｃ，３０２，４０４ａ，ｂ
遅延素子 １０４ａ，ｂ，３０４ａ，ｂ，９０２ａ，ｂ 送信周
波数変換器（Ｕ／Ｃ） １０５，２０８，３０５，４０８，９１１ 合成器 １０６，３０６，９０３ａ，９０３ｂ 電力増幅器
（ＰＡ） １０７，２００，３０７，４００，９０４ａ，ｂ，９０
５ａ，ｂ アンテナ ２０１，４０１，９０６ａ，９０６ｂ 低雑音増幅器
（ＬＮＡ） ２０２，４０２，９０７ａ，９０７ｂ 周波数分配器 ２０３ａ，ｂ，４０３ａ，ｂ，９０８ａ〜ｄ 受信周
波数変換器（Ｄ／Ｃ） ２０５ａ〜ｄ，４０５ａ〜ｄ，９１０ａ〜ｄ，１００２
相関器 ２０６ａ〜ｄ，４０６ａ〜ｄ，９１０ａ〜ｄ，１００１
複素乗算器 ２０９，４０９，９１３ 判定帰還形等化器／復調器
（ＤＦＥ／ＤＥＭ） ９１２ 自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）
Claims (3)
- 【請求項１】 送信周波数の異なる第１および第２のル
ートからなる周波数ダイバーシティ方式を採る無線送受
信装置において、 送信側及び受信側にそれぞれ送信信号及び受信信号に対
してシンボル長に比し充分長い一定の遅延を与える遅延
回路手段を有し、 送信側において、送信信号と該送信信号に前記遅延回路
手段による遅延を与えた遅延送信信号とを加え合わせる
ことにより時間軸上に拡散された信号を合成し、１面の
送信アンテナより送出し、 受信側において、１面の受信アンテナを介する各ルート
の受信信号と該受信信号に前記遅延回路手段による遅延
を与えた遅延受信信号とを加え合わせることにより、前
記時間軸上に拡散された信号を収束し、合成することを
特徴とするダイバーシティ無線送受信装置。 - 【請求項２】 送信側に１つの前記遅延回路手段を有
し、送信信号と前記遅延送信信号とを加え合わせた後、
各ルートに分岐送出する請求項１に記載のダイバーシテ
ィ無線送受信装置。 - 【請求項３】 送信側に直列に接続された第１および第
２の前記遅延回路手段を有し、送信信号と該送信信号に
第１の遅延回路手段による遅延を与えた第１の遅延送信
信号を加え合せて第１のルートに送出するとともに、前
記第１の遅延送信信号と該第１の遅延送信信号に第２の
遅延回路手段による遅延を与えた第２の遅延送信信号を
加え合せて第２のルートに送出し、 受信側においては、第１のルートに第３および第４の前
記遅延回路手段を、第２のルートに第５の前記遅延回路
手段を有し、第１のルートにおける第３の遅延回路手段
を通過した遅延受信信号と、該遅延受信信号に第４の遅
延回路手段による遅延を与えた信号を加え合わせ、第２
のルートにおける受信信号と該受信信号に第５の遅延回
路手段による遅延を与えた信号とを加え合わせて合成す
る請求項１に記載のダイバーシティ無線送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8339548A JPH10178375A (ja) | 1996-12-19 | 1996-12-19 | ダイバーシティ無線送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8339548A JPH10178375A (ja) | 1996-12-19 | 1996-12-19 | ダイバーシティ無線送受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10178375A true JPH10178375A (ja) | 1998-06-30 |
Family
ID=18328518
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8339548A Pending JPH10178375A (ja) | 1996-12-19 | 1996-12-19 | ダイバーシティ無線送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10178375A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SG100723A1 (en) * | 2000-06-13 | 2003-12-26 | Nec Corp | Diversity type transmitter having system for controlling the delay time of each of plural transmission units |
| US7006803B2 (en) | 2000-06-19 | 2006-02-28 | Nec Corporation | Power amplification circuit for communication device |
| CN106506123A (zh) * | 2016-12-29 | 2017-03-15 | 宇龙计算机通信科技(深圳)有限公司 | 一种指示方法和基站 |
-
1996
- 1996-12-19 JP JP8339548A patent/JPH10178375A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SG100723A1 (en) * | 2000-06-13 | 2003-12-26 | Nec Corp | Diversity type transmitter having system for controlling the delay time of each of plural transmission units |
| US7145958B2 (en) | 2000-06-13 | 2006-12-05 | Nec Corporation | Diversity type transmitter having system for controlling the delay time of each of plural transmission units |
| US7006803B2 (en) | 2000-06-19 | 2006-02-28 | Nec Corporation | Power amplification circuit for communication device |
| CN106506123A (zh) * | 2016-12-29 | 2017-03-15 | 宇龙计算机通信科技(深圳)有限公司 | 一种指示方法和基站 |
| CN106506123B (zh) * | 2016-12-29 | 2019-11-12 | 宇龙计算机通信科技(深圳)有限公司 | 一种指示方法和基站 |
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