JPH10170570A - スペクトル分析器 - Google Patents
スペクトル分析器Info
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- JPH10170570A JPH10170570A JP30569497A JP30569497A JPH10170570A JP H10170570 A JPH10170570 A JP H10170570A JP 30569497 A JP30569497 A JP 30569497A JP 30569497 A JP30569497 A JP 30569497A JP H10170570 A JPH10170570 A JP H10170570A
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- Japan
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- signal
- spectrum
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、スペクトル分析器上で使用者に表
示されるスプリアス信号のレベルを低下させることを目
的とする。 【解決手段】 受信した無線周波数信号を、スペクトル
分析器の第１同調設定時および少なくとも１つの他の同
調設定時の各々に、それぞれの第１中間周波数および少
なくとも１つの他の中間周波数に変換する手段と、各中
間周波数信号をデジタル化する手段と、デジタル化され
た各中間周波数信号の周波数分析を行なう手段と、前記
他の中間周波数に対応するスペクトルラインが第１中間
周波数にシフトされるように、前記他の中間周波数信号
の各々の出力スペクトルをシフトさせる手段と、第１中
間周波数信号の出力スペクトルと前記他の中間周波数信
号（単一または複数）のシフトされた出力スペクトル
（単一または複数）とを組み合わせる手段とを有するこ
とを特徴とするスペクトル分析器。
示されるスプリアス信号のレベルを低下させることを目
的とする。 【解決手段】 受信した無線周波数信号を、スペクトル
分析器の第１同調設定時および少なくとも１つの他の同
調設定時の各々に、それぞれの第１中間周波数および少
なくとも１つの他の中間周波数に変換する手段と、各中
間周波数信号をデジタル化する手段と、デジタル化され
た各中間周波数信号の周波数分析を行なう手段と、前記
他の中間周波数に対応するスペクトルラインが第１中間
周波数にシフトされるように、前記他の中間周波数信号
の各々の出力スペクトルをシフトさせる手段と、第１中
間周波数信号の出力スペクトルと前記他の中間周波数信
号（単一または複数）のシフトされた出力スペクトル
（単一または複数）とを組み合わせる手段とを有するこ
とを特徴とするスペクトル分析器。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電子信号のスペクト
ル分析に関し、より詳しくは、変調波および非変調波の
両無線周波数のスペクトル分析に関する。
ル分析に関し、より詳しくは、変調波および非変調波の
両無線周波数のスペクトル分析に関する。
【０００２】
【従来の技術】これらの信号は、一般に無線通信に使用
される。スペクトル分析は、無線通信リンクの設計、設
置および作動の多くの段階における重要なツールであ
る。無線システムの幾つかの地点で調べたスペクトルを
比較すると、無線システムのコンポーネンツにより導入
される減損を測定することができる。スペクトル分析器
は高出力信号の存在時に非常に低い出力信号を測定でき
るため、スペクトル分析器の非常に重要な測定が行なえ
る。これは、例えば、合成器または発振器を設計すると
きに必要である。主出力信号に加え、多くの信号源は別
の「スプリアス（spurious) 」信号を有し、該スプリア
ス信号は非常に小さな出力ではあるが、信号源が使用さ
れるシステムの作動を損なわせるのに充分な大きさを有
する。もちろん、スペクトル分析器は受信システムであ
り、このためスプリアス信号を生じるコンポーネンツが
組み込まれている。有効であるためには、使用者は、分
析器に表示される小さな信号が測定される信号によるも
のであって、分析器自体によるスプリアス信号によるも
のではないことを確信しなければならない。スペクトル
分析器の品質の１つの基準は、「スプリアスフリーダイ
ナミックレンジ」を有することである。これは、特定設
定時に測定される最大信号と、スペクトル分析器自体の
スプリアス信号ではないことが保証される最小信号との
間の出力の差である。
される。スペクトル分析は、無線通信リンクの設計、設
置および作動の多くの段階における重要なツールであ
る。無線システムの幾つかの地点で調べたスペクトルを
比較すると、無線システムのコンポーネンツにより導入
される減損を測定することができる。スペクトル分析器
は高出力信号の存在時に非常に低い出力信号を測定でき
るため、スペクトル分析器の非常に重要な測定が行なえ
る。これは、例えば、合成器または発振器を設計すると
きに必要である。主出力信号に加え、多くの信号源は別
の「スプリアス（spurious) 」信号を有し、該スプリア
ス信号は非常に小さな出力ではあるが、信号源が使用さ
れるシステムの作動を損なわせるのに充分な大きさを有
する。もちろん、スペクトル分析器は受信システムであ
り、このためスプリアス信号を生じるコンポーネンツが
組み込まれている。有効であるためには、使用者は、分
析器に表示される小さな信号が測定される信号によるも
のであって、分析器自体によるスプリアス信号によるも
のではないことを確信しなければならない。スペクトル
分析器の品質の１つの基準は、「スプリアスフリーダイ
ナミックレンジ」を有することである。これは、特定設
定時に測定される最大信号と、スペクトル分析器自体の
スプリアス信号ではないことが保証される最小信号との
間の出力の差である。
【０００３】スペクトル分析器は、一般に、最終の中間
周波数（ＩＦ）中に存在する出力を検出する同調形検出
器を備えたスーパーヘテロダイン受信機として実施され
る。これは、受信機の同調周波数で、単一の出力測定値
を与える。分析器が広帯域の出力の絵を出せるために
は、受信機は、測定された出力を同調周波数に対応する
ディスプレイ上の位置に表示して、或る周波数から他の
周波数に掃引される。分析器は発振器、ミキサおよびフ
ィルタから構成されているので、フロントエンドにはス
プリアス信号が発生する多くの機会がある。入念な設計
によりこれらのスプリアス信号を制御し易いレベルに低
減できる。この形式のスペクトル分析器は、導入以来唯
一の実用的に設計された装置であり、そして現在も依然
として主要な装置である。この形式の分析器の１つの欠
点は、ＩＦフィルタが正確な読取りを整定するのに時間
を要することである。広い帯域幅の場合には、この整定
時間は使用者の問題ではなく、完全な追跡は、一般に１
秒間当たり数回行なわれる。しかしながら、狭い帯域幅
では、掃引に要する時間は、掃引を完了するのに使用者
が１０秒でも１００秒でも待たなくてはならない。これ
は明らかに好ましくないことである。
周波数（ＩＦ）中に存在する出力を検出する同調形検出
器を備えたスーパーヘテロダイン受信機として実施され
る。これは、受信機の同調周波数で、単一の出力測定値
を与える。分析器が広帯域の出力の絵を出せるために
は、受信機は、測定された出力を同調周波数に対応する
ディスプレイ上の位置に表示して、或る周波数から他の
周波数に掃引される。分析器は発振器、ミキサおよびフ
ィルタから構成されているので、フロントエンドにはス
プリアス信号が発生する多くの機会がある。入念な設計
によりこれらのスプリアス信号を制御し易いレベルに低
減できる。この形式のスペクトル分析器は、導入以来唯
一の実用的に設計された装置であり、そして現在も依然
として主要な装置である。この形式の分析器の１つの欠
点は、ＩＦフィルタが正確な読取りを整定するのに時間
を要することである。広い帯域幅の場合には、この整定
時間は使用者の問題ではなく、完全な追跡は、一般に１
秒間当たり数回行なわれる。しかしながら、狭い帯域幅
では、掃引に要する時間は、掃引を完了するのに使用者
が１０秒でも１００秒でも待たなくてはならない。これ
は明らかに好ましくないことである。
【０００４】分析器の新しい技術が今やより普遍的にな
りつつある。これは受信機のＲＦフロントエンドを保持
し、狭帯域の濾過ＩＦを検出する代わりに広帯域ＩＦが
デジタル化されかつ次にフーリエ変換される。このフー
リエ変換の効果は、並列の多くの（一般に、５００〜1,
000 個) のフィルタに匹敵することである。これは、慣
用的に実施されているものに比べ、５００〜1,000 倍の
速度的長所を分析器に与える。新しいスペクトル分析器
技術の最弱点は、最終ＩＦをデジタル化するＡ／Ｄ変換
器である。デジタル変換器は、同程度の精度および広帯
域のノイズフロアで検出器システムを容易に凌駕する
が、比較的高レベルのスプリアス信号を発生するという
重大な欠点を有し、このためスプリアスフリーダイナミ
ックレンジが支配され、従ってスペクトル分析器全体の
仕様が制限される。
りつつある。これは受信機のＲＦフロントエンドを保持
し、狭帯域の濾過ＩＦを検出する代わりに広帯域ＩＦが
デジタル化されかつ次にフーリエ変換される。このフー
リエ変換の効果は、並列の多くの（一般に、５００〜1,
000 個) のフィルタに匹敵することである。これは、慣
用的に実施されているものに比べ、５００〜1,000 倍の
速度的長所を分析器に与える。新しいスペクトル分析器
技術の最弱点は、最終ＩＦをデジタル化するＡ／Ｄ変換
器である。デジタル変換器は、同程度の精度および広帯
域のノイズフロアで検出器システムを容易に凌駕する
が、比較的高レベルのスプリアス信号を発生するという
重大な欠点を有し、このためスプリアスフリーダイナミ
ックレンジが支配され、従ってスペクトル分析器全体の
仕様が制限される。
【０００５】デジタル変換器が発生するスプリアス信号
のレベルを低減させる最も基本的な技術は、ディザを使
用することである。これは、変換器の入力に加えられる
特別な信号である。この信号を付加することの全体的効
果は、使用者の入力信号と変換器により検出されるレベ
ルとの間のやりとり（correspondence) を除去すること
である。一見したところでは、これは好ましいことでは
ない。しかしながら、ディザは、周波数帯域の異なる部
分を占めることにより、または正確に知られる従って減
じられることにより、得られるデジタル化信号から減じ
ることができるように入念に設計されている。ディザを
付加および除去する多くの計画がある。これらは事態を
改善させるけれども、理想的作動をもたらすものではな
い。スプリアス信号は、入力周波数が或る増分で移動す
るとき、スプリアス信号が非常に大きな増分で移動する
点で、スプリアス信号が非常に高い次数（０次の高調
波、従って全く移動しないＤＣでのスプリアス信号を除
く）の高調波としてモデル化できることは知られてい
る。
のレベルを低減させる最も基本的な技術は、ディザを使
用することである。これは、変換器の入力に加えられる
特別な信号である。この信号を付加することの全体的効
果は、使用者の入力信号と変換器により検出されるレベ
ルとの間のやりとり（correspondence) を除去すること
である。一見したところでは、これは好ましいことでは
ない。しかしながら、ディザは、周波数帯域の異なる部
分を占めることにより、または正確に知られる従って減
じられることにより、得られるデジタル化信号から減じ
ることができるように入念に設計されている。ディザを
付加および除去する多くの計画がある。これらは事態を
改善させるけれども、理想的作動をもたらすものではな
い。スプリアス信号は、入力周波数が或る増分で移動す
るとき、スプリアス信号が非常に大きな増分で移動する
点で、スプリアス信号が非常に高い次数（０次の高調
波、従って全く移動しないＤＣでのスプリアス信号を除
く）の高調波としてモデル化できることは知られてい
る。
【０００６】欧州特許EP-A-0681371に開示されている１
つの既知の受信機設計では、ミキサのスプリアス信号
が、主信号とは異なる移動速度を有するという事実を使
用している。この特許では、局部発振器が掃引され、デ
ジタル化の後にデジタル処理を行なって、この周波数掃
引の効果を主信号から除去する。これは、信号の複素増
倍（complex multiplication）および受信機のフロント
エンドの同調掃引と同期化すべき局部的に発生された掃
引周波数基準により行なわれる。掃引の同期化は取るに
足りないことではなく、デジタル変換器の後の複素増倍
は、多量の処理電力を必要とする。この周波数シフト／
周波数デシフト法（frequency shift/frequency deshif
t process)では、スプリアスミキサ信号が、デジタル変
換器からのスプリアス信号と一緒に、広範囲の周波数に
亘って掃引され、これらの平均化されたピーク出力が低
下される。
つの既知の受信機設計では、ミキサのスプリアス信号
が、主信号とは異なる移動速度を有するという事実を使
用している。この特許では、局部発振器が掃引され、デ
ジタル化の後にデジタル処理を行なって、この周波数掃
引の効果を主信号から除去する。これは、信号の複素増
倍（complex multiplication）および受信機のフロント
エンドの同調掃引と同期化すべき局部的に発生された掃
引周波数基準により行なわれる。掃引の同期化は取るに
足りないことではなく、デジタル変換器の後の複素増倍
は、多量の処理電力を必要とする。この周波数シフト／
周波数デシフト法（frequency shift/frequency deshif
t process)では、スプリアスミキサ信号が、デジタル変
換器からのスプリアス信号と一緒に、広範囲の周波数に
亘って掃引され、これらの平均化されたピーク出力が低
下される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、デジタル処
理バックエンド(back end)を用いて実施されるスペクト
ル分析器上で使用者に表示されるスプリアス信号のレベ
ルを低下させることを目的とする。
理バックエンド(back end)を用いて実施されるスペクト
ル分析器上で使用者に表示されるスプリアス信号のレベ
ルを低下させることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信し
た無線周波数信号を、スペクトル分析器の第１同調設定
時および少なくとも１つの他の同調設定時の各々に、そ
れぞれの第１中間周波数および少なくとも１つの他の中
間周波数に変換する手段と、各中間周波数信号をデジタ
ル化する手段と、それぞれの出力スペクトルを得るた
め、デジタル化された各中間周波数信号の周波数分析を
行なう手段と、前記他の中間周波数に対応するスペクト
ルラインが第１中間周波数にシフトされるように、前記
他の中間周波数信号の各々の出力スペクトルをシフトさ
せる手段と、前記スペクトル分析器の作動による、出力
スペクトル中に存在するあらゆる偽信号（spurii) が、
前記受信した無線周波数信号の周波数成分による出力ス
ペクトル中に存在するスペクトルラインに比べて減衰さ
れるように、第１中間周波数信号の出力スペクトルと前
記他の中間周波数信号（単一または複数）のシフトされ
た出力スペクトル（単一または複数）とを組み合わせる
手段とを有するスペクトル分析器が提供される。
た無線周波数信号を、スペクトル分析器の第１同調設定
時および少なくとも１つの他の同調設定時の各々に、そ
れぞれの第１中間周波数および少なくとも１つの他の中
間周波数に変換する手段と、各中間周波数信号をデジタ
ル化する手段と、それぞれの出力スペクトルを得るた
め、デジタル化された各中間周波数信号の周波数分析を
行なう手段と、前記他の中間周波数に対応するスペクト
ルラインが第１中間周波数にシフトされるように、前記
他の中間周波数信号の各々の出力スペクトルをシフトさ
せる手段と、前記スペクトル分析器の作動による、出力
スペクトル中に存在するあらゆる偽信号（spurii) が、
前記受信した無線周波数信号の周波数成分による出力ス
ペクトル中に存在するスペクトルラインに比べて減衰さ
れるように、第１中間周波数信号の出力スペクトルと前
記他の中間周波数信号（単一または複数）のシフトされ
た出力スペクトル（単一または複数）とを組み合わせる
手段とを有するスペクトル分析器が提供される。
【０００９】前記周波数分析を行なう手段は、信号をフ
ーリエ変換することにより、デジタル化された各中間周
波数信号の出力スペクトルを与えることが好ましい。前
記変換手段の前記各同調設定は、前記変換手段の局部発
振器の周波数を同調させることにより達成され、前記局
部発振器の互いに隣接する周波数設定間の周波数差は、
前記周波数分析を行なう手段により与えられる出力スペ
クトルの周波数間隔の整数倍に等しいことが好ましい。
前記組合せ手段は、第１中間周波数信号の出力スペクト
ルと、他の中間周波数信号（単一または複数）の前記シ
フトされた出力スペクトル（単一または複数）との対応
する周波数間隔内に存在する平均出力を決定することが
好ましい。上記段落とは別の態様として、前記組合せ手
段は、第１中間周波数信号の出力スペクトルと他の中間
周波数信号（単一または複数）のシフトされたスペクト
ル（単一または複数）との対応する周波数間隔内に存在
する出力の対数の平均を決定することが好ましい。
ーリエ変換することにより、デジタル化された各中間周
波数信号の出力スペクトルを与えることが好ましい。前
記変換手段の前記各同調設定は、前記変換手段の局部発
振器の周波数を同調させることにより達成され、前記局
部発振器の互いに隣接する周波数設定間の周波数差は、
前記周波数分析を行なう手段により与えられる出力スペ
クトルの周波数間隔の整数倍に等しいことが好ましい。
前記組合せ手段は、第１中間周波数信号の出力スペクト
ルと、他の中間周波数信号（単一または複数）の前記シ
フトされた出力スペクトル（単一または複数）との対応
する周波数間隔内に存在する平均出力を決定することが
好ましい。上記段落とは別の態様として、前記組合せ手
段は、第１中間周波数信号の出力スペクトルと他の中間
周波数信号（単一または複数）のシフトされたスペクト
ル（単一または複数）との対応する周波数間隔内に存在
する出力の対数の平均を決定することが好ましい。
【００１０】上記２つの段落とは別の態様として、前記
組合せ手段は、出力スペクトルの対応するどの周波数間
隔がＮ個の最大出力を保有するかを決定し、Ｎ個の出力
を処分し、処分されたＮ個の最大出力をもつ対応周波数
間隔内に存在する平均出力を決定することが好ましい。
組合せ手段は、出力スペクトルの対応するどの周波数間
隔がＮ個の最大出力を保有するかを決定し、Ｎ個の出力
を処分し、処分されたＮ個の最大出力をもつ対応周波数
間隔内に存在する平均出力を決定することが好ましい。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明の例示を更に詳細に説明する。図１に示すように、入
力信号１は周波数ミキサ２により周波数変換される。周
波数ミキサ２はまた、局部発振器３からの既知の制御可
能な周波数の局部発振器信号を受ける。制御プロセッサ
４は、局部発振器３を作動させる周波数を選択する。ミ
キサ２からの出力信号５（該出力信号は、主として、入
力信号と局部発振器信号との合計周波数および差周波数
からなる）は、ＩＦシステム６に導かれる。ＩＦシステ
ム６の目的は、適当な１つの混合周波数（通常は、差周
波数）を選択し、これを濾過し、更にこの周波数を、出
力７でのより低い固定周波数に変換することにある。こ
の出力周波数は、一般に、１〜３０ＭＨｚの範囲内にあ
る。Ａ／Ｄ変換器８はこの信号を一連の数値に変換し、
該数値は、周波数分析プロセッサ９により出力スペクト
ルに変換される。
明の例示を更に詳細に説明する。図１に示すように、入
力信号１は周波数ミキサ２により周波数変換される。周
波数ミキサ２はまた、局部発振器３からの既知の制御可
能な周波数の局部発振器信号を受ける。制御プロセッサ
４は、局部発振器３を作動させる周波数を選択する。ミ
キサ２からの出力信号５（該出力信号は、主として、入
力信号と局部発振器信号との合計周波数および差周波数
からなる）は、ＩＦシステム６に導かれる。ＩＦシステ
ム６の目的は、適当な１つの混合周波数（通常は、差周
波数）を選択し、これを濾過し、更にこの周波数を、出
力７でのより低い固定周波数に変換することにある。こ
の出力周波数は、一般に、１〜３０ＭＨｚの範囲内にあ
る。Ａ／Ｄ変換器８はこの信号を一連の数値に変換し、
該数値は、周波数分析プロセッサ９により出力スペクト
ルに変換される。
【００１２】本願明細書の説明において、信号は、多数
のスペクトル「ビン（bins) 」すなわちスペクトル周波
数の各々に存在する出力により表される。図２の（２
ａ）に示すように、入力信号には存在しない主信号ピー
ク２０、ノイズフロア２１および幾つかのスプリアス信
号２２がある。これらの信号は、入力ミキサ、ＩＦシス
テムおよびデジタイザ内での歪み処理により発生され
る。スペクトルについて幾つかの測定を行なうことが必
要である。各測定の間で、局部発振器３は、僅かに異な
る新しい周波数にステップされる。受信機のフロントエ
ンドが種々に同調されると、入力信号が、ＩＦ出力に異
なる周波数で現れ、従って、フーリエ変換の異なる周波
数解ビン（frequency resolution bin) で現れる。一定
時間における周波数分析プロセッサ９の出力が、図２に
示されている（初期出力が図２の（２ａ）に、次に（２
ｂ）に、最後に（２ｃ）に示されている）。局部発振器
が再同調されると、主入力信号が、異なるビンに連続的
にシフトされる。しかしながら、重要なことは、スプリ
アス信号が入力信号と共に移動しないけれども、入力信
号とは異なるオフセットでビンに現れることである。受
信機の同調周波数が知られているときには、個々のビン
測定値を種々の周波数に割り当てることにより、信号の
見掛け周波数が補正される。受信機の周波数シフトがフ
ーリエ変換の解の整数倍である場合には、いかなる補間
も要することなく、ビンを再インデキシングすることに
より、周波数の再割当てを簡単に行なうことができる。
この割当ては、周波数シフタ１０により行なわれる。こ
の再割当て後の出力が図３に示されている。スペクトル
は横方向にシフトされており、同調周波数が同一ビン上
に整合されている。スプリアス信号もシフトされてい
る。
のスペクトル「ビン（bins) 」すなわちスペクトル周波
数の各々に存在する出力により表される。図２の（２
ａ）に示すように、入力信号には存在しない主信号ピー
ク２０、ノイズフロア２１および幾つかのスプリアス信
号２２がある。これらの信号は、入力ミキサ、ＩＦシス
テムおよびデジタイザ内での歪み処理により発生され
る。スペクトルについて幾つかの測定を行なうことが必
要である。各測定の間で、局部発振器３は、僅かに異な
る新しい周波数にステップされる。受信機のフロントエ
ンドが種々に同調されると、入力信号が、ＩＦ出力に異
なる周波数で現れ、従って、フーリエ変換の異なる周波
数解ビン（frequency resolution bin) で現れる。一定
時間における周波数分析プロセッサ９の出力が、図２に
示されている（初期出力が図２の（２ａ）に、次に（２
ｂ）に、最後に（２ｃ）に示されている）。局部発振器
が再同調されると、主入力信号が、異なるビンに連続的
にシフトされる。しかしながら、重要なことは、スプリ
アス信号が入力信号と共に移動しないけれども、入力信
号とは異なるオフセットでビンに現れることである。受
信機の同調周波数が知られているときには、個々のビン
測定値を種々の周波数に割り当てることにより、信号の
見掛け周波数が補正される。受信機の周波数シフトがフ
ーリエ変換の解の整数倍である場合には、いかなる補間
も要することなく、ビンを再インデキシングすることに
より、周波数の再割当てを簡単に行なうことができる。
この割当ては、周波数シフタ１０により行なわれる。こ
の再割当て後の出力が図３に示されている。スペクトル
は横方向にシフトされており、同調周波数が同一ビン上
に整合されている。スプリアス信号もシフトされてい
る。
【００１３】単一の出力スペクトル測定値の分散（vari
ance) は非常に高い。従って、実際のスペクトル分析
は、常に、使用者がディスプレイで確信できる前に、幾
つかの測定値の平均をとることを必要とする。従って、
従来のスペクトル分析器とは異なり、幾つかの読取り値
を組み合わせる必要性のために、異常な時間的不利益が
生じることはない。一回の複合測定（composite measur
ement)中に局部発振器を数回再同調する必要性は、高速
同調合成器を必要とすることを意味する。平均器１３の
多数の読取り値を用いるには幾つかの方法がある。平均
器１３は多くの独立チャンネル（計算されかつ表示され
る各解の周波数について１つのチャンネル）を有する。
表示される１つのビンの処理は、ケイ酸されかつ当該ビ
ンに再割当てされた全ての連続読取り値を使用する。こ
の処理は、表示される全てのビンに並行して行なわれ
る。
ance) は非常に高い。従って、実際のスペクトル分析
は、常に、使用者がディスプレイで確信できる前に、幾
つかの測定値の平均をとることを必要とする。従って、
従来のスペクトル分析器とは異なり、幾つかの読取り値
を組み合わせる必要性のために、異常な時間的不利益が
生じることはない。一回の複合測定（composite measur
ement)中に局部発振器を数回再同調する必要性は、高速
同調合成器を必要とすることを意味する。平均器１３の
多数の読取り値を用いるには幾つかの方法がある。平均
器１３は多くの独立チャンネル（計算されかつ表示され
る各解の周波数について１つのチャンネル）を有する。
表示される１つのビンの処理は、ケイ酸されかつ当該ビ
ンに再割当てされた全ての連続読取り値を使用する。こ
の処理は、表示される全てのビンに並行して行なわれ
る。
【００１４】１つの方法は、全ての読取り値の出力平均
を求める方法である。これは、デジタル処理に基づく殆
どのスペクトル分析において既に行なわれていることで
ある。出力平均は、ノイズが白色なものである限り、ノ
イズの存在下で信号を検出する最適方法であることが知
られている。平均化することの効果は、スプリアス信号
の出力を拡げること、従って局部的ノイズフロアについ
てのその過大出力を低下させることである。これは、異
なる読取り値を得るため局部発振器を再同調するとき、
スペクトル分析器の作動による偽信号が入力信号と一緒
に移動しないため起きることに留意することが重要であ
る。局部的ノイズフロアより１０ｄＢ高いスプリアス信
号の場合には、１０個の読取り値の平均により、スプリ
アス信号を局部的ノイズフロアより３ｄＢ高い信号に低
下させ１０個の異なる周波数に拡がる。
を求める方法である。これは、デジタル処理に基づく殆
どのスペクトル分析において既に行なわれていることで
ある。出力平均は、ノイズが白色なものである限り、ノ
イズの存在下で信号を検出する最適方法であることが知
られている。平均化することの効果は、スプリアス信号
の出力を拡げること、従って局部的ノイズフロアについ
てのその過大出力を低下させることである。これは、異
なる読取り値を得るため局部発振器を再同調するとき、
スペクトル分析器の作動による偽信号が入力信号と一緒
に移動しないため起きることに留意することが重要であ
る。局部的ノイズフロアより１０ｄＢ高いスプリアス信
号の場合には、１０個の読取り値の平均により、スプリ
アス信号を局部的ノイズフロアより３ｄＢ高い信号に低
下させ１０個の異なる周波数に拡がる。
【００１５】上記平均化を達成する最も簡単な方法で
は、各周波数座標を１つの列としかつ局部発振器３の異
なる周波数で得られる各処理（acquisition)を１つの行
として、出力測定値が最初にメモリマトリックスにロー
ディングされる。これは、各周波数での全ての出力測定
値の算術平均が行なわれる。これは、マトリックスの全
ての行および列を一度に合計しかつ行の数で割ることに
より行なわれる。しかしながら、上記方法はメモリの効
率的使用方法ではない。なぜならば、測定が行なわれる
ときに、測定値の現在の合計（running total)を保持す
ることにより同じ解が得られるからである。従って、よ
り良い解法は、１行のみのメモリマトリックスを使用し
て、現在まで行なわれた全ての測定の現在の合計を保持
する方法である。
は、各周波数座標を１つの列としかつ局部発振器３の異
なる周波数で得られる各処理（acquisition)を１つの行
として、出力測定値が最初にメモリマトリックスにロー
ディングされる。これは、各周波数での全ての出力測定
値の算術平均が行なわれる。これは、マトリックスの全
ての行および列を一度に合計しかつ行の数で割ることに
より行なわれる。しかしながら、上記方法はメモリの効
率的使用方法ではない。なぜならば、測定が行なわれる
ときに、測定値の現在の合計（running total)を保持す
ることにより同じ解が得られるからである。従って、よ
り良い解法は、１行のみのメモリマトリックスを使用し
て、現在まで行なわれた全ての測定の現在の合計を保持
する方法である。
【００１６】読取り値を使用する第２の方法は、読取り
値の対数の平均を形成することである。これは、ビデオ
フィルタが対数増幅器の検出出力に作用する旧式のスペ
クトル分析器の有効な演算である。ノイズフロアの正確
な測定のためには、この技術は最初の技術より劣ってい
ることが知られている。大きな信号（すなわち、ノイズ
により汚染されておらず、従って一定の振幅をもつ信
号）が平均化されるとき、平均化がｄＢへの変換以前ま
たは変換後のいずれに行なわれていても、差異は生じな
い。ノイジーな信号を平均化するとき、対数演算は、小
さな信号により大きなウェイトを与える傾向を有する。
慣用的なスペクトル分析器は、ノイズ信号を、真の出力
平均値に対して約2.5 ｄＢ低く読み取ることが良く知ら
れている。スプリアスリダクションの場合には、これは
利益となる。対数演算の効果は、大きな出力のスプリア
ス信号を犠牲にして、小さな出力のノイズフロアにウエ
イトを置くことである。１０個の平均値についての同じ
１０ｄＢのスプリアス信号に対しては、対数の平均値を
使用することにより、ノイズフロアより1.3 ｄＢ高い値
まで低減され、これは真の出力平均より非常に優れてい
る。
値の対数の平均を形成することである。これは、ビデオ
フィルタが対数増幅器の検出出力に作用する旧式のスペ
クトル分析器の有効な演算である。ノイズフロアの正確
な測定のためには、この技術は最初の技術より劣ってい
ることが知られている。大きな信号（すなわち、ノイズ
により汚染されておらず、従って一定の振幅をもつ信
号）が平均化されるとき、平均化がｄＢへの変換以前ま
たは変換後のいずれに行なわれていても、差異は生じな
い。ノイジーな信号を平均化するとき、対数演算は、小
さな信号により大きなウェイトを与える傾向を有する。
慣用的なスペクトル分析器は、ノイズ信号を、真の出力
平均値に対して約2.5 ｄＢ低く読み取ることが良く知ら
れている。スプリアスリダクションの場合には、これは
利益となる。対数演算の効果は、大きな出力のスプリア
ス信号を犠牲にして、小さな出力のノイズフロアにウエ
イトを置くことである。１０個の平均値についての同じ
１０ｄＢのスプリアス信号に対しては、対数の平均値を
使用することにより、ノイズフロアより1.3 ｄＢ高い値
まで低減され、これは真の出力平均より非常に優れてい
る。
【００１７】大きな信号の効果を減じる平均化の前に演
算を行なうことが好ましい。このような１つの方法は、
出力スペクトルの対応するどの周波数間隔が最大出力を
保有しているかを決定すること、この最大出力を捨てる
こと、およびこの最大出力が捨てられた対応周波数間隔
に存在する平均周波数間隔を決定することである。換言
すれば、スプリアス信号の見掛け周波数が変化すると
き、スプリアス信号が各ビンに１つの体裁を作るなら
ば、その効果は、出現する各平均に１つの高い読取り値
を入れることである。これはまた、平均出力読取り値を
小さくする傾向がある。この減少は統計学的に決定さ
れ、対数平均後には2.5 ｄＢの減少が決定されている。
この減少は平均回数の関数であり、無限回の平均の場合
にはゼロとなる。
算を行なうことが好ましい。このような１つの方法は、
出力スペクトルの対応するどの周波数間隔が最大出力を
保有しているかを決定すること、この最大出力を捨てる
こと、およびこの最大出力が捨てられた対応周波数間隔
に存在する平均周波数間隔を決定することである。換言
すれば、スプリアス信号の見掛け周波数が変化すると
き、スプリアス信号が各ビンに１つの体裁を作るなら
ば、その効果は、出現する各平均に１つの高い読取り値
を入れることである。これはまた、平均出力読取り値を
小さくする傾向がある。この減少は統計学的に決定さ
れ、対数平均後には2.5 ｄＢの減少が決定されている。
この減少は平均回数の関数であり、無限回の平均の場合
にはゼロとなる。
【００１８】もちろん、前の段落に記載の方法は、Ｍ−
Ｎ最小出力測定値（ここで、Ｍは全処理個数、Ｎは平均
化されるＭ−Ｎから排除される大きな読取り値の個数を
表す小さな整数である）の算術平均である。これは、
（Ｎ＋１）番目の行のメモリマトリックスを必要とす
る。前述のように、１つの行は、現在までの全ての読取
り値の移動合計を保持している。他のＮ番目の行は、Ｎ
個の最大測定値を保持している。新しい処理がなされる
度毎に、値が移動合計の行に合計されかつ現在までのＮ
個の最大値と比較される。現在の値が、現在までのいず
れの最大値よりも大きい場合には、現在の値がこれらの
値のうちの最小値と置換される。全ての処理が完了する
と、Ｎ個の最大値が全合計から減じられ、Ｍ−Ｎ最小値
の合計を表す値を有効に残す。
Ｎ最小出力測定値（ここで、Ｍは全処理個数、Ｎは平均
化されるＭ−Ｎから排除される大きな読取り値の個数を
表す小さな整数である）の算術平均である。これは、
（Ｎ＋１）番目の行のメモリマトリックスを必要とす
る。前述のように、１つの行は、現在までの全ての読取
り値の移動合計を保持している。他のＮ番目の行は、Ｎ
個の最大測定値を保持している。新しい処理がなされる
度毎に、値が移動合計の行に合計されかつ現在までのＮ
個の最大値と比較される。現在の値が、現在までのいず
れの最大値よりも大きい場合には、現在の値がこれらの
値のうちの最小値と置換される。全ての処理が完了する
と、Ｎ個の最大値が全合計から減じられ、Ｍ−Ｎ最小値
の合計を表す値を有効に残す。
【００１９】以上、例示として説明した分析器は、局部
発振器３により発生される周波数を変えることにより、
その同調設定（tuned setting)を変えることができるけ
れども、ＩＦシステム６の周波数シフトを局部発振器３
により発生される周波数と一緒に変えることにより、ま
たは局部発振器３およびミキサ２の省略するか、ＩＦシ
ステム６のみの周波数シフトを変えることによっても同
じ効果を得ることができる。この場合、ＩＦシステム６
がその出力７での固定周波数に変換されず、かつＩＦシ
ステム６の周波数シフトが制御プロセッサ４により制御
されるように構成することもできる。
発振器３により発生される周波数を変えることにより、
その同調設定（tuned setting)を変えることができるけ
れども、ＩＦシステム６の周波数シフトを局部発振器３
により発生される周波数と一緒に変えることにより、ま
たは局部発振器３およびミキサ２の省略するか、ＩＦシ
ステム６のみの周波数シフトを変えることによっても同
じ効果を得ることができる。この場合、ＩＦシステム６
がその出力７での固定周波数に変換されず、かつＩＦシ
ステム６の周波数シフトが制御プロセッサ４により制御
されるように構成することもできる。
【図１】本発明によるスペクトル分析器を示すブロック
図である。
図である。
【図２】図１のスペクトル分析器の使用により得られる
３つの出力スペクトルを示すグラフである。
３つの出力スペクトルを示すグラフである。
【図３】図２の出力スペクトルの周波数シフト後の出力
スペクトルを示すグラフである。
スペクトルを示すグラフである。
１ 入力信号 ２ 周波数ミキサ ３ 局部発振器 ４ 制御プロセッサ ５ 出力信号 ６ ＩＦシステム ８ デジタル変換器 ９ 周波数分析プロセッサ １０ 周波数シフタ １３ 平均器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ハロルド トーマス ブラウン イギリス ハートフォードシャー エスジ ー６ ２エスエックス レッチワース ブ ラックモア 17 (72)発明者 コーネリス ジャン キッカート オーストラリア 4811 クイーンズランド アーナンデイル セリーザ クレッセン ト 34
Claims (6)
- 【請求項１】 受信した無線周波数信号を、スペクトル
分析器の第１同調設定時および少なくとも１つの他の同
調設定時の各々に、それぞれの第１中間周波数および少
なくとも１つの他の中間周波数に変換する手段と、各中
間周波数信号をデジタル化する手段と、それぞれの出力
スペクトルを得るため、デジタル化された各中間周波数
信号の周波数分析を行なう手段と、前記他の中間周波数
に対応するスペクトルラインが第１中間周波数にシフト
されるように、前記他の中間周波数信号の各々の出力ス
ペクトルをシフトさせる手段と、前記スペクトル分析器
の作動による、出力スペクトル中に存在するあらゆる偽
信号（spurii) が、前記受信した無線周波数信号の周波
数成分による出力スペクトル中に存在するスペクトルラ
インに比べて減衰されるように、第１中間周波数信号の
出力スペクトルと前記他の中間周波数信号（単一または
複数）のシフトされた出力スペクトル（単一または複
数）とを組み合わせる手段とを有することを特徴とする
スペクトル分析器。 - 【請求項２】 前記周波数分析を行なう手段が、信号を
フーリエ変換することにより、デジタル化された各中間
周波数信号の出力スペクトルを与えることを特徴とする
請求項１に記載のスペクトル分析器。 - 【請求項３】 前記変換手段の前記各同調設定が、前記
変換手段の局部発振器の周波数を同調させることにより
達成され、前記局部発振器の互いに隣接する周波数設定
間の周波数差は、前記周波数分析を行なう手段により与
えられる出力スペクトルの周波数間隔の整数倍に等しい
ことを特徴とする請求項１または２に記載のスペクトル
分析器。 - 【請求項４】 前記組合せ手段が、第１中間周波数信号
の出力スペクトルと、他の中間周波数信号（単一または
複数）の前記シフトされた出力スペクトル（単一または
複数）との対応する周波数間隔内に存在する平均出力を
決定することを特徴とする請求項１、２または３のいず
れか１項に記載のスペクトル分析器。 - 【請求項５】 前記組合せ手段が、第１中間周波数信号
の出力スペクトルと他の中間周波数信号（単一または複
数）のシフトされたスペクトル（単一または複数）との
対応する周波数間隔内に存在する出力の対数の平均を決
定することを特徴とする請求項１、２または３のいずれ
か１項に記載のスペクトル分析器。 - 【請求項６】 前記組合せ手段が、出力スペクトルの対
応するどの周波数間隔がＮ個の最大出力を保有するかを
決定し、Ｎ個の出力を処分し、処分されたＮ個の最大出
力をもつ対応周波数間隔内に存在する平均出力を決定す
ることを特徴とする請求項１、２または３のいずれか１
項に記載のスペクトル分析器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9623242:6 | 1996-11-07 | ||
| GB9623242A GB2319090B (en) | 1996-11-07 | 1996-11-07 | A spectrum analyser |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10170570A true JPH10170570A (ja) | 1998-06-26 |
| JP4408967B2 JP4408967B2 (ja) | 2010-02-03 |
Family
ID=10802622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30569497A Expired - Lifetime JP4408967B2 (ja) | 1996-11-07 | 1997-11-07 | スペクトル分析器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0841569B1 (ja) |
| JP (1) | JP4408967B2 (ja) |
| DE (1) | DE69721444T2 (ja) |
| GB (1) | GB2319090B (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002236135A (ja) * | 2001-02-07 | 2002-08-23 | Furuno Electric Co Ltd | 信号周波数検出方法 |
| JP2006071465A (ja) * | 2004-09-02 | 2006-03-16 | Advantest Corp | 信号混合装置、方法、プログラム、記録媒体およびスペクトラムアナライザ |
| KR100845883B1 (ko) | 2007-02-02 | 2008-07-14 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 스펙트럼분석기의 인밴드 스프리어스 회피 장치 및 방법 |
| KR101004792B1 (ko) | 2008-12-24 | 2011-01-04 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 스펙트럼분석기의 인밴드 스프리어스 회피장치 |
| JP2014522498A (ja) * | 2011-06-14 | 2014-09-04 | ローデ ウント シュワルツ ゲーエムベーハー ウント コー カーゲー | 干渉信号を抑制するための方法および装置 |
| JP2015513865A (ja) * | 2012-03-09 | 2015-05-14 | ライトポイント・コーポレイションＬｉｔｅＰｏｉｎｔ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ | 自己生成スプリアス信号を特定する方法 |
| JP2023108072A (ja) * | 2022-01-17 | 2023-08-04 | アンリツ株式会社 | 信号解析装置および信号解析方法 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19845744A1 (de) * | 1998-10-05 | 2000-04-20 | Gerhard Schaumburg | Frequenzganganalysator |
| DE102004050912B4 (de) | 2004-04-05 | 2009-09-10 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur Erhöhung des Dynamikbereichs und der Meßgenauigkeit einer Meßeinrichtung zur Spektrum- und/oder Netzwerkanalyse |
| US20080052335A1 (en) * | 2006-08-01 | 2008-02-28 | Gee Edward C | Systems and methods for time domain to frequency domain conversion using frequency shifting |
| CN104730338A (zh) * | 2013-12-19 | 2015-06-24 | 苏州普源精电科技有限公司 | 一种具有多级混频器的频谱分析仪 |
| EP4119954A1 (en) * | 2021-07-15 | 2023-01-18 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG | Measurement system |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4054785A (en) * | 1976-09-16 | 1977-10-18 | Sangamo Weston, Inc. | Spectrum analyzer with multiple operational modes |
| US4791577A (en) * | 1985-10-03 | 1988-12-13 | Trw Inc. | Frequency shift for removing spurious spectral components from spectrum analyzer output |
| GB2252833B (en) * | 1991-02-15 | 1995-05-03 | Roke Manor Research | Improvements in or relating to spectrum analysers |
| DE4239215A1 (de) * | 1992-11-21 | 1994-05-26 | Wandel & Goltermann | Verfahren zur Mittelung und Datenverdichtung für Meßgeräte |
-
1996
- 1996-11-07 GB GB9623242A patent/GB2319090B/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-10-23 EP EP19970308476 patent/EP0841569B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-23 DE DE1997621444 patent/DE69721444T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-07 JP JP30569497A patent/JP4408967B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| JP2002236135A (ja) * | 2001-02-07 | 2002-08-23 | Furuno Electric Co Ltd | 信号周波数検出方法 |
| JP4667613B2 (ja) * | 2001-02-07 | 2011-04-13 | 古野電気株式会社 | 信号周波数検出方法 |
| JP2006071465A (ja) * | 2004-09-02 | 2006-03-16 | Advantest Corp | 信号混合装置、方法、プログラム、記録媒体およびスペクトラムアナライザ |
| KR100845883B1 (ko) | 2007-02-02 | 2008-07-14 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 스펙트럼분석기의 인밴드 스프리어스 회피 장치 및 방법 |
| KR101004792B1 (ko) | 2008-12-24 | 2011-01-04 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 스펙트럼분석기의 인밴드 스프리어스 회피장치 |
| JP2014522498A (ja) * | 2011-06-14 | 2014-09-04 | ローデ ウント シュワルツ ゲーエムベーハー ウント コー カーゲー | 干渉信号を抑制するための方法および装置 |
| JP2015513865A (ja) * | 2012-03-09 | 2015-05-14 | ライトポイント・コーポレイションＬｉｔｅＰｏｉｎｔ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ | 自己生成スプリアス信号を特定する方法 |
| JP2023108072A (ja) * | 2022-01-17 | 2023-08-04 | アンリツ株式会社 | 信号解析装置および信号解析方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9623242D0 (en) | 1997-01-08 |
| EP0841569A2 (en) | 1998-05-13 |
| EP0841569A3 (en) | 1999-06-16 |
| GB2319090A (en) | 1998-05-13 |
| DE69721444D1 (de) | 2003-06-05 |
| EP0841569B1 (en) | 2003-05-02 |
| JP4408967B2 (ja) | 2010-02-03 |
| GB2319090B (en) | 2000-11-22 |
| DE69721444T2 (de) | 2004-01-29 |
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