JPH10163764A - 広帯域クラスｓ変調器およびその方法 - Google Patents
広帯域クラスｓ変調器およびその方法Info
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- JPH10163764A JPH10163764A JP9340648A JP34064897A JPH10163764A JP H10163764 A JPH10163764 A JP H10163764A JP 9340648 A JP9340648 A JP 9340648A JP 34064897 A JP34064897 A JP 34064897A JP H10163764 A JPH10163764 A JP H10163764A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
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- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 エンベロープ情報を有する入力信号１０を受
け、波形発生器２５からの基準波形２６を利用して入力
信号１０をパルス幅変調するクラスＳ変調器５を提供す
る。 【解決手段】 エンベロープはパルス幅変調された信号
となり、プリドライバ４０を介してレベル・シフトさ
れ、増幅される。ドライバ５０は、出力８０を低域通過
フィルタ９０内にドライブするスイッチ６０，７０を制
御し、ここでエンベロープは、広帯域トランシーバにお
ける電力増幅器をドライブするための増幅信号に復元さ
れる。
け、波形発生器２５からの基準波形２６を利用して入力
信号１０をパルス幅変調するクラスＳ変調器５を提供す
る。 【解決手段】 エンベロープはパルス幅変調された信号
となり、プリドライバ４０を介してレベル・シフトさ
れ、増幅される。ドライバ５０は、出力８０を低域通過
フィルタ９０内にドライブするスイッチ６０，７０を制
御し、ここでエンベロープは、広帯域トランシーバにお
ける電力増幅器をドライブするための増幅信号に復元さ
れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に無線周波数増幅
器に関し、さらに詳しくは、エンベロープ信号を有する
入力信号を増幅する通信タイプの増幅器に関する。
器に関し、さらに詳しくは、エンベロープ信号を有する
入力信号を増幅する通信タイプの増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信システムは、信号を送信に適し
た電力レベルに増加するため増幅器を用いることを必要
とする。このようなレベルの増加は送信機電力増幅器に
よって与えられる。電力増幅器は、送信のため信号を増
幅するためにかなりの電力を必要とし、利用可能な電力
資源の管理は性能上の理由から不可欠である。実質的に
無制限の利用可能な電力を有する通信トランシーバで
は、電力管理は設置サイズを減少し、発熱を低減するた
めに主に用いられる。電力管理は、電力の節約およびこ
の電力の有効利用が性能の向上および利用者の満足に直
接結びつく携帯トランシーバにおいてさらに大きな関心
事となる。
た電力レベルに増加するため増幅器を用いることを必要
とする。このようなレベルの増加は送信機電力増幅器に
よって与えられる。電力増幅器は、送信のため信号を増
幅するためにかなりの電力を必要とし、利用可能な電力
資源の管理は性能上の理由から不可欠である。実質的に
無制限の利用可能な電力を有する通信トランシーバで
は、電力管理は設置サイズを減少し、発熱を低減するた
めに主に用いられる。電力管理は、電力の節約およびこ
の電力の有効利用が性能の向上および利用者の満足に直
接結びつく携帯トランシーバにおいてさらに大きな関心
事となる。
【０００３】電力増幅器は一般にかなりの量の電力を使
用するので、電力資源の節約および効率は、通信トラン
シーバ内で効率の高い増幅器構成および段を利用するこ
とにかかっている。従って、中間増幅器や変調器などの
増幅器構成要素は、バッテリ充電の間で全体的な携帯ト
ランシーバの使いやすさを改善するためにできるだけ多
くの電力を節約しなければならない。
用するので、電力資源の節約および効率は、通信トラン
シーバ内で効率の高い増幅器構成および段を利用するこ
とにかかっている。従って、中間増幅器や変調器などの
増幅器構成要素は、バッテリ充電の間で全体的な携帯ト
ランシーバの使いやすさを改善するためにできるだけ多
くの電力を節約しなければならない。
【０００４】節電方法の他に、異なる種類の増幅器およ
び変調器は異なるレベルの効率を有する。さらに、増幅
器はその最大電力および効率レベルより低い電力レベル
で一般に動作する。これらの「バックオフ」レベルでの
動作は、装置の全体的な効率をさらに低減する。
び変調器は異なるレベルの効率を有する。さらに、増幅
器はその最大電力および効率レベルより低い電力レベル
で一般に動作する。これらの「バックオフ」レベルでの
動作は、装置の全体的な効率をさらに低減する。
【０００５】例えば、−６ｄＢバックオフ以上の動作
は、ほとんどの用途で一般にみられる。ほとんどの増幅
器は、この領域では、例えば＜３０％と、低い動作効率
を示す。線形増幅器は、その最大電力レベルより−１０
ｄＢで動作する場合、約２０％効率以下でしか一般に動
作しない。
は、ほとんどの用途で一般にみられる。ほとんどの増幅
器は、この領域では、例えば＜３０％と、低い動作効率
を示す。線形増幅器は、その最大電力レベルより−１０
ｄＢで動作する場合、約２０％効率以下でしか一般に動
作しない。
【０００６】装置が線形モードで動作する場合、スイッ
チング・モードで動作する場合に比べてより多くの電力
を散逸する。クラスＳ変調器はスイッチング・モードで
動作し、そのため散逸する電力は少なく、それゆえ携帯
通信用途に寄与する。
チング・モードで動作する場合に比べてより多くの電力
を散逸する。クラスＳ変調器はスイッチング・モードで
動作し、そのため散逸する電力は少なく、それゆえ携帯
通信用途に寄与する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従って、広いダイナミ
ック電力レンジにおいてエンベロープを有する入力信号
をより高い効率で増幅し、しかも発生した位相遅延を補
償する方法および装置に対する必要性が高い。
ック電力レンジにおいてエンベロープを有する入力信号
をより高い効率で増幅し、しかも発生した位相遅延を補
償する方法および装置に対する必要性が高い。
【０００８】
【実施例】本発明は、パルス幅変調方式に基づいた高効
率クラスＳ変調器である。エンベロープ情報を有する入
力信号はこの変調器に入力され、エンベロープは、以降
の電力増幅器に印加される前に増幅される。この方式で
は、検出されたエンベロープはクラスＳ変調器によって
効率的に増幅される。クラスＳ変調器は、両者ともGree
n Mountain Radio Research 社出身のFrederick H. Raa
b, Ph.D.およびDaniel J. Ruppによる論文 "Class-S Hi
gh-Efficiency Amplitude Modulator", RF Design Vol.
17, no. 5, pp. 20-74 May 1994において説明される高
レベルＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration)
増幅器の一部をなし、この文献は本明細書に参考として
含まれる。
率クラスＳ変調器である。エンベロープ情報を有する入
力信号はこの変調器に入力され、エンベロープは、以降
の電力増幅器に印加される前に増幅される。この方式で
は、検出されたエンベロープはクラスＳ変調器によって
効率的に増幅される。クラスＳ変調器は、両者ともGree
n Mountain Radio Research 社出身のFrederick H. Raa
b, Ph.D.およびDaniel J. Ruppによる論文 "Class-S Hi
gh-Efficiency Amplitude Modulator", RF Design Vol.
17, no. 5, pp. 20-74 May 1994において説明される高
レベルＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration)
増幅器の一部をなし、この文献は本明細書に参考として
含まれる。
【０００９】図１は、本発明が一部をなすクラスＳ変調
器４のブロック図を示す。入力信号１０は、一般に、入
力信号１０によって伝達されるエンベロープ記述情報を
有する振幅変調（ＡＭ）信号である。
器４のブロック図を示す。入力信号１０は、一般に、入
力信号１０によって伝達されるエンベロープ記述情報を
有する振幅変調（ＡＭ）信号である。
【００１０】波形発生器２５は、比較器２０への入力と
して基準波形２６を与える。基準波形は、三角波形また
は鋸波形でもよい。好適な実施例では、極めて高いｄｖ
／ｄｔを防ぎ、かつパルスの立ち上がりおよび立ち下が
りにおいて比較プロセスのスイッチング遅延のバランス
をとるために、三角波形が採用される。
して基準波形２６を与える。基準波形は、三角波形また
は鋸波形でもよい。好適な実施例では、極めて高いｄｖ
／ｄｔを防ぎ、かつパルスの立ち上がりおよび立ち下が
りにおいて比較プロセスのスイッチング遅延のバランス
をとるために、三角波形が採用される。
【００１１】比較器２０は、入力信号に対する相対的変
化を検出し、それに応じて出力信号で応答する。好適な
実施例では、高速比較器が用いられ、入力ＲＦエンベロ
ープを三角サンプリング波形と比較することによりパル
ス幅変調の機能を行う。出力パルス幅は、入力信号ＲＦ
エンベロープの大きさに比例する。好適な実施例では、
比較器２０は差分出力信号を与える。
化を検出し、それに応じて出力信号で応答する。好適な
実施例では、高速比較器が用いられ、入力ＲＦエンベロ
ープを三角サンプリング波形と比較することによりパル
ス幅変調の機能を行う。出力パルス幅は、入力信号ＲＦ
エンベロープの大きさに比例する。好適な実施例では、
比較器２０は差分出力信号を与える。
【００１２】レベル・シフタ３５は、比較器２０の出力
信号に対して信号処理を行う。好適な実施例では、比較
器出力信号はＥＣＬレベルであり、この信号をプリドラ
イバ４０に送る前に入力ドライブ・レベルに対応するた
めにシフトしなければならない。また、好適な実施例で
は、レベル・シフタ３５は、プリドライバ４０をドライ
ブするため信号電力レベルを増加する。
信号に対して信号処理を行う。好適な実施例では、比較
器出力信号はＥＣＬレベルであり、この信号をプリドラ
イバ４０に送る前に入力ドライブ・レベルに対応するた
めにシフトしなければならない。また、好適な実施例で
は、レベル・シフタ３５は、プリドライバ４０をドライ
ブするため信号電力レベルを増加する。
【００１３】プリドライバ４０は、ドライバ５０のため
信号処理および増幅を行う。好適な実施例では、プリド
ライバ４０は、ドライバ５０においてディスクリート素
子をドライブするための対になった差分出力をさらに生
成する。ドライバ５０は、スイッチ６０，７０のスイッ
チングを制御する。
信号処理および増幅を行う。好適な実施例では、プリド
ライバ４０は、ドライバ５０においてディスクリート素
子をドライブするための対になった差分出力をさらに生
成する。ドライバ５０は、スイッチ６０，７０のスイッ
チングを制御する。
【００１４】スイッチ６０，７０は、スイッチング速度
が高く、オン抵抗が低く、かなり低いゲート・ドライブ
電力しか必要としない。好適な実施例では、電力出力段
およびドライバ段の両方におけるすべてのスイッチは、
空乏モードで動作するＮチャネルガリウムひ素電界効果
トランジスタである。スイッチ６０，７０は、パルス幅
変調信号である出力８０を生成する。高レベルのパルス
幅変調信号は、低域通過フィルタ９０によって所望のア
ナログ電圧出力に変換される。このフィルタは、スイッ
チング周波数とその高調波に高インピーダンスを与え
る。これはこのような高調波が負荷に達することを防
ぎ、またスイッチを介して大きな電流が発生することを
防ぐ。次に、出力９５は、通信システムにおいて伝搬電
力レベルを発生するため電力増幅器をドライブする。
が高く、オン抵抗が低く、かなり低いゲート・ドライブ
電力しか必要としない。好適な実施例では、電力出力段
およびドライバ段の両方におけるすべてのスイッチは、
空乏モードで動作するＮチャネルガリウムひ素電界効果
トランジスタである。スイッチ６０，７０は、パルス幅
変調信号である出力８０を生成する。高レベルのパルス
幅変調信号は、低域通過フィルタ９０によって所望のア
ナログ電圧出力に変換される。このフィルタは、スイッ
チング周波数とその高調波に高インピーダンスを与え
る。これはこのような高調波が負荷に達することを防
ぎ、またスイッチを介して大きな電流が発生することを
防ぐ。次に、出力９５は、通信システムにおいて伝搬電
力レベルを発生するため電力増幅器をドライブする。
【００１５】一般に、上記のようなクラスＳ変調器で
は、サンプリング周波数は歪を最小限に抑えるため帯域
幅の５〜６倍である。図示のような好適な実施例では、
変調器は約１０ＭＨｚの帯域幅で動作し、変調器効率は
８０％〜９０％範囲に近づく。図２は、本発明の好適な
実施例による波形発生器２５の概略図を示す。好適な実
施例では、１Ｖｐｐ，５０ＭＨｚ三角基準波形２６は、
比較器２１１，２つの電流モード差分スイッチング段１
０１，１０２，１０４，１０５，３つの電流源１０３，
１０６，１１０（図３），タイミング・コンデンサ４０
１および基準電圧６０４によって発生される。このよう
な波形は、比較器２１１が状態をスイッチして、両方の
入力が０ボルトになってからサイクルが開始すると発生
される。スイッチング段１０２はスイッチ・オフし、基
準電圧は雑音を低減するためコンデンサ４０２によって
制御されるレートにて１ボルトまで増加する。唯一のレ
ート条件は、電圧６０６が好適な実施例では１０ｎｓｅ
ｃであるサイクル時間の半分になる前に、電圧信号６０
５が１ボルトで整定しなければならないことである。こ
の同じサイクルの部分で、スイッチング段１０４もスイ
ッチ・オフし、電圧６０６は、コンデンサ４０１と、電
流源１１０からの約５ｍＡの充電電流とによって制御さ
れるように、１０ｎｓｅｃ毎に１ボルトのレートで増加
する。基準波形２６が１ボルトに達すると、サイクルの
半分が完了し、比較器２１１は状態をスイッチする。こ
の時点で、スイッチング段１０２はスイッチ・オンし、
電流源１０３によって与えられる定電流は分圧抵抗器３
０１，３０２から引かれて、電圧信号６０５を０ボルト
に低減する。上記のように、コンデンサ４０２はレート
を制御する。スイッチング段１０４もスイッチ・オン
し、電流源１０６によって与えられる定電流はコンデン
サ４０１および電流源１１０（図３）から引かれる。基
準波形２６のレベルは、好適な実施例では、０ボルトに
達するまで１０ｎｓｅｃ毎に１ボルトで減少し、０ボル
トに達したとき、残り半分のサイクルが完了し、比較器
２１１は再度状態をスイッチし、このシーケンスは反復
する。
は、サンプリング周波数は歪を最小限に抑えるため帯域
幅の５〜６倍である。図示のような好適な実施例では、
変調器は約１０ＭＨｚの帯域幅で動作し、変調器効率は
８０％〜９０％範囲に近づく。図２は、本発明の好適な
実施例による波形発生器２５の概略図を示す。好適な実
施例では、１Ｖｐｐ，５０ＭＨｚ三角基準波形２６は、
比較器２１１，２つの電流モード差分スイッチング段１
０１，１０２，１０４，１０５，３つの電流源１０３，
１０６，１１０（図３），タイミング・コンデンサ４０
１および基準電圧６０４によって発生される。このよう
な波形は、比較器２１１が状態をスイッチして、両方の
入力が０ボルトになってからサイクルが開始すると発生
される。スイッチング段１０２はスイッチ・オフし、基
準電圧は雑音を低減するためコンデンサ４０２によって
制御されるレートにて１ボルトまで増加する。唯一のレ
ート条件は、電圧６０６が好適な実施例では１０ｎｓｅ
ｃであるサイクル時間の半分になる前に、電圧信号６０
５が１ボルトで整定しなければならないことである。こ
の同じサイクルの部分で、スイッチング段１０４もスイ
ッチ・オフし、電圧６０６は、コンデンサ４０１と、電
流源１１０からの約５ｍＡの充電電流とによって制御さ
れるように、１０ｎｓｅｃ毎に１ボルトのレートで増加
する。基準波形２６が１ボルトに達すると、サイクルの
半分が完了し、比較器２１１は状態をスイッチする。こ
の時点で、スイッチング段１０２はスイッチ・オンし、
電流源１０３によって与えられる定電流は分圧抵抗器３
０１，３０２から引かれて、電圧信号６０５を０ボルト
に低減する。上記のように、コンデンサ４０２はレート
を制御する。スイッチング段１０４もスイッチ・オン
し、電流源１０６によって与えられる定電流はコンデン
サ４０１および電流源１１０（図３）から引かれる。基
準波形２６のレベルは、好適な実施例では、０ボルトに
達するまで１０ｎｓｅｃ毎に１ボルトで減少し、０ボル
トに達したとき、残り半分のサイクルが完了し、比較器
２１１は再度状態をスイッチし、このシーケンスは反復
する。
【００１６】図３は、本発明の好適な実施例による比較
器２０およびレベル・シフタ３５の概略図を示す。好適
な実施例では、レベル・シフタ３５は、高速なスイッチ
ング速度を必要とするプリドライバ４０に、−９ボルト
および−６ボルトの入力ドライブ・レベルを与える。こ
のような機能は、差分電流モード・スイッチング段１０
７，１０８によって提供される。抵抗器３３１，３３２
の値は、スイッチング時間と、プリドライバ入力容量
と、スイッチング段１０７，１０８の出力容量とによっ
て決定される。定電流供給は、電流源１０９および増幅
器２０２によって提供される。好適な実施例では、この
段は＋３および−９ボルト電源で動作し、比較器２０か
らのＥＣＬレベルでドライブされる。
器２０およびレベル・シフタ３５の概略図を示す。好適
な実施例では、レベル・シフタ３５は、高速なスイッチ
ング速度を必要とするプリドライバ４０に、−９ボルト
および−６ボルトの入力ドライブ・レベルを与える。こ
のような機能は、差分電流モード・スイッチング段１０
７，１０８によって提供される。抵抗器３３１，３３２
の値は、スイッチング時間と、プリドライバ入力容量
と、スイッチング段１０７，１０８の出力容量とによっ
て決定される。定電流供給は、電流源１０９および増幅
器２０２によって提供される。好適な実施例では、この
段は＋３および−９ボルト電源で動作し、比較器２０か
らのＥＣＬレベルでドライブされる。
【００１７】比較器２０は、パルス幅変調の機能を提供
する。好適な実施例では、比較器２０は、約４００ｍＷ
ａｔｔｓを散逸するＳＰＴ９６８９（Colorado Spring
s, ColoradoのSignal Processing Technologies, Inc.
社製）などの高速電圧比較器であり、カスタム・デバイ
スはさらに良好な電力管理を提供できる。好適な実施例
では、パルス幅変調は、入力ＲＦエンベロープを１Ｖｐ
ｐ、５０ＭＨｚ三角サンプリング波形と比較することに
よって達成される。比較器２０からの出力パルスは５０
ＭＨｚレートであり、パルス幅は入力ＲＦエンベロープ
の大きさに比例する。ＲＦエンベロープ帯域幅の５〜６
倍の所要サンプリング・レートは、約１０ＭＨｚの変調
器帯域幅を与える。
する。好適な実施例では、比較器２０は、約４００ｍＷ
ａｔｔｓを散逸するＳＰＴ９６８９（Colorado Spring
s, ColoradoのSignal Processing Technologies, Inc.
社製）などの高速電圧比較器であり、カスタム・デバイ
スはさらに良好な電力管理を提供できる。好適な実施例
では、パルス幅変調は、入力ＲＦエンベロープを１Ｖｐ
ｐ、５０ＭＨｚ三角サンプリング波形と比較することに
よって達成される。比較器２０からの出力パルスは５０
ＭＨｚレートであり、パルス幅は入力ＲＦエンベロープ
の大きさに比例する。ＲＦエンベロープ帯域幅の５〜６
倍の所要サンプリング・レートは、約１０ＭＨｚの変調
器帯域幅を与える。
【００１８】図４は、本発明の好適な実施例によるプリ
ドライバ，ドライバおよびスイッチング段の概略図を示
す。電力出力段およびドライバ段の両方におけるスイッ
チは、空乏モードで動作するＮチャネルＧａＡｓ電界効
果トランジスタである。これらのデバイスは、スイッチ
ング速度が高く、オン抵抗が低く、かなり低いゲート・
ドライブ電力しか必要としない。０〜３ボルトのゲート
・ソース間電圧は、デバイスをそれぞれオンおよびオフ
する。ゲート入力インピーダンスは主に容量であり、 Ｐg ＝Ｃin＊Ｖgs 2 ＊Ｆs のゲート・ドライブ電力を必要とする。
ドライバ，ドライバおよびスイッチング段の概略図を示
す。電力出力段およびドライバ段の両方におけるスイッ
チは、空乏モードで動作するＮチャネルＧａＡｓ電界効
果トランジスタである。これらのデバイスは、スイッチ
ング速度が高く、オン抵抗が低く、かなり低いゲート・
ドライブ電力しか必要としない。０〜３ボルトのゲート
・ソース間電圧は、デバイスをそれぞれオンおよびオフ
する。ゲート入力インピーダンスは主に容量であり、 Ｐg ＝Ｃin＊Ｖgs 2 ＊Ｆs のゲート・ドライブ電力を必要とする。
【００１９】ここで、Ｃinはゲート入力容量に等しく、
Ｖgsはオンからオフのゲート・ソース間電圧スイングに
等しく、Ｆs はスイッチング周波数に等しい。
Ｖgsはオンからオフのゲート・ソース間電圧スイングに
等しく、Ｆs はスイッチング周波数に等しい。
【００２０】効率を最大限にし、かつ高速スイッチング
を行うためには、ドライバはパルス・エッジにおいて生
じるスイッチング中にのみ高ピーク電流を供給しなけれ
ばならない。この機能は、適切な電圧レベルで動作する
ＦＥＴによって提供される。出力トーテム・ポール段
は、高サイド・スイッチおよび低サイド・スイッチを有
する。各スイッチは、ドライブ電力を失うものの、低い
オン抵抗およびより大きな出力電力能力を提供するた
め、トランジスタを並列接続することによって構築され
る。並列接続は効率を改善するが、デバイスの数が増加
するにつれて、限界効用逓減(diminishing return)の点
が存在する。好適な実施例では、３つの並列デバイス，
スイッチ６０〜６２およびスイッチ７０〜７２は、ほと
んどの設計において好適な選択である。
を行うためには、ドライバはパルス・エッジにおいて生
じるスイッチング中にのみ高ピーク電流を供給しなけれ
ばならない。この機能は、適切な電圧レベルで動作する
ＦＥＴによって提供される。出力トーテム・ポール段
は、高サイド・スイッチおよび低サイド・スイッチを有
する。各スイッチは、ドライブ電力を失うものの、低い
オン抵抗およびより大きな出力電力能力を提供するた
め、トランジスタを並列接続することによって構築され
る。並列接続は効率を改善するが、デバイスの数が増加
するにつれて、限界効用逓減(diminishing return)の点
が存在する。好適な実施例では、３つの並列デバイス，
スイッチ６０〜６２およびスイッチ７０〜７２は、ほと
んどの設計において好適な選択である。
【００２１】低サイド・スイッチ７０〜７２は、好適な
実施例では接地された電源で動作し、スイッチ１１７，
１１８によって構成されるトーテム・ポール・ドライバ
段によってドライブされる。このドライバ段は、グラン
ドと−３ボルトとの間で動作し、一般にスイッチング中
にのみ電力を散逸する。このような構成は電力損を最小
限に抑え、比較的大きな入力容量で出力段へのドライブ
を改善する。高サイド・スイッチ６０〜６２は、出力８
０を基準にした電源で動作し、スイッチ１１５，１１６
によって構成されるトーテム・ポール段によってドライ
ブされる。高サイド・スイッチの動作は低サイド・スイ
ッチの動作と同様であるが、ドライブ・レベルは−３ボ
ルトおよびＶｄｄである。ブートストラッピング回路
は、高サイド・スイッチをドライブするために一般に用
いられる。ただし、好適な実施例では、ブートストラッ
ピングの代わりに、かなり低い電力損およびわずかな複
雑さでＦＥＴターン・オン機能を実行するために、好適
な実施例はゲート・ソース間抵抗を利用する。抵抗値
は、電力損を最小限に抑え、かつドライバ・ゲート入力
容量によって決まるスイッチング時間条件を満たすよう
に最適化される。
実施例では接地された電源で動作し、スイッチ１１７，
１１８によって構成されるトーテム・ポール・ドライバ
段によってドライブされる。このドライバ段は、グラン
ドと−３ボルトとの間で動作し、一般にスイッチング中
にのみ電力を散逸する。このような構成は電力損を最小
限に抑え、比較的大きな入力容量で出力段へのドライブ
を改善する。高サイド・スイッチ６０〜６２は、出力８
０を基準にした電源で動作し、スイッチ１１５，１１６
によって構成されるトーテム・ポール段によってドライ
ブされる。高サイド・スイッチの動作は低サイド・スイ
ッチの動作と同様であるが、ドライブ・レベルは−３ボ
ルトおよびＶｄｄである。ブートストラッピング回路
は、高サイド・スイッチをドライブするために一般に用
いられる。ただし、好適な実施例では、ブートストラッ
ピングの代わりに、かなり低い電力損およびわずかな複
雑さでＦＥＴターン・オン機能を実行するために、好適
な実施例はゲート・ソース間抵抗を利用する。抵抗値
は、電力損を最小限に抑え、かつドライバ・ゲート入力
容量によって決まるスイッチング時間条件を満たすよう
に最適化される。
【００２２】ドライバ５０のゲート・ソース間電圧レベ
ルは、スイッチ１１１〜１１４およびゲート・ソース間
抵抗器３３３〜３３６によって構成されるプリドライバ
４０と、好適な実施例では−６ボルト電源とによって与
えられる。プリドライバ・トランジスタがオフのとき、
電流は抵抗器に流れず、ゲート・ソース間電圧はゼロで
あり、ドライバをオンする。逆に、いずれかのプリドラ
イバ・トランジスタがオンのとき、電流は抵抗器に流れ
て、−３ボルトのゲート・ソース間電圧を与え、ドライ
バはオフになる。プリドライバおよびドライバ・トラン
ジスタにおける散逸は極めて低いが、ゲート・ソース間
抵抗器において電力は失われる。
ルは、スイッチ１１１〜１１４およびゲート・ソース間
抵抗器３３３〜３３６によって構成されるプリドライバ
４０と、好適な実施例では−６ボルト電源とによって与
えられる。プリドライバ・トランジスタがオフのとき、
電流は抵抗器に流れず、ゲート・ソース間電圧はゼロで
あり、ドライバをオンする。逆に、いずれかのプリドラ
イバ・トランジスタがオンのとき、電流は抵抗器に流れ
て、−３ボルトのゲート・ソース間電圧を与え、ドライ
バはオフになる。プリドライバおよびドライバ・トラン
ジスタにおける散逸は極めて低いが、ゲート・ソース間
抵抗器において電力は失われる。
【００２３】図５は、本発明の好適な実施例による低域
通過フィルタ９０の概略図を示す。１０ＭＨｚ通過帯域
で０．１ｄＢのフラットネス応答を有する６極Tchebysc
heff低域通過出力フィルタは、５０ＭＨｚサンプリング
周波数にて６０ｄＢの減衰を行う。このようなフィルタ
は、１０ＭＨｚ通過帯域において群遅延のばらつきは極
めて低い。低域通過フィルタ９０は、インダクタ５０１
〜５０３およびコンデンサ４２２，４２４，４２６によ
って構成される。３７．３ナノ秒の時間遅延が生じ、ま
た増幅器経路において同等の量の遅延を追加する措置を
講じなければならないが、このような遅延は対処できな
いことはない。
通過フィルタ９０の概略図を示す。１０ＭＨｚ通過帯域
で０．１ｄＢのフラットネス応答を有する６極Tchebysc
heff低域通過出力フィルタは、５０ＭＨｚサンプリング
周波数にて６０ｄＢの減衰を行う。このようなフィルタ
は、１０ＭＨｚ通過帯域において群遅延のばらつきは極
めて低い。低域通過フィルタ９０は、インダクタ５０１
〜５０３およびコンデンサ４２２，４２４，４２６によ
って構成される。３７．３ナノ秒の時間遅延が生じ、ま
た増幅器経路において同等の量の遅延を追加する措置を
講じなければならないが、このような遅延は対処できな
いことはない。
【００２４】前述の好適な実施例の典型的な値を表１に
示すが、これは制限するものではなく、当業者に周知な
ように、異なる信号特性および所望の結果のために変更
できる。
示すが、これは制限するものではなく、当業者に周知な
ように、異なる信号特性および所望の結果のために変更
できる。
【００２５】
【表１】
【００２６】図６は、本発明により入力信号を増幅する
ためのフローチャートを示す。好適な実施例では、クラ
スＳ変調器は以下のタスクを実行する。
ためのフローチャートを示す。好適な実施例では、クラ
スＳ変調器は以下のタスクを実行する。
【００２７】タスク１５０は、波形発生器２５から基準
波形を発生する。好適な実施例では、基準波形２６は三
角波形であるが、基準波形が鋸波もしくは他の波形でも
かまわない。
波形を発生する。好適な実施例では、基準波形２６は三
角波形であるが、基準波形が鋸波もしくは他の波形でも
かまわない。
【００２８】タスク１５５は、入力信号１０を基準波形
２６と比較し、ここで入力信号は増幅された信号であ
る。タスク１６０は、入力信号１０および基準波形２６
からの比較出力信号を発生し、この比較出力信号はパル
ス幅変調信号である。
２６と比較し、ここで入力信号は増幅された信号であ
る。タスク１６０は、入力信号１０および基準波形２６
からの比較出力信号を発生し、この比較出力信号はパル
ス幅変調信号である。
【００２９】タスク１６５は、タスク１７０によってレ
ベル・シフトするために比較出力信号の差分出力を発生
する。タスク１７５は、タスク１８０において出力信号
を発生するためにスイッチをドライブする。
ベル・シフトするために比較出力信号の差分出力を発生
する。タスク１７５は、タスク１８０において出力信号
を発生するためにスイッチをドライブする。
【００３０】タスク１８５は、出力信号を低域通過濾波
して、入力信号のエンベロープをスイッチからの出力に
復元する。
して、入力信号のエンベロープをスイッチからの出力に
復元する。
【００３１】好適な実施例では： ａ）クラスＳ変調器は、エンベロープ情報を有する入力
信号を増幅するために用いられ：前記入力信号を受ける
第１入力と、基準波形を受ける第２入力と、比較出力と
を有する比較器；前記比較出力に結合された少なくとも
一つの入力と、第１差分出力と、第２差分出力とを含む
ドライバ；前記第１差分出力によって制御される高サイ
ド・スイッチと、前記第２差分出力によって制御される
低サイド・スイッチとを含むスイッチング段であって、
前記高サイド・スイッチおよび前記低サイド・スイッチ
は、スイッチ出力を発生するためトーテム・ポール配置
で構成される、スイッチング段；および前記スイッチ出
力に結合され、前記入力信号の増幅されたエンベロープ
を復元する低域通過フィルタによって構成される。
信号を増幅するために用いられ：前記入力信号を受ける
第１入力と、基準波形を受ける第２入力と、比較出力と
を有する比較器；前記比較出力に結合された少なくとも
一つの入力と、第１差分出力と、第２差分出力とを含む
ドライバ；前記第１差分出力によって制御される高サイ
ド・スイッチと、前記第２差分出力によって制御される
低サイド・スイッチとを含むスイッチング段であって、
前記高サイド・スイッチおよび前記低サイド・スイッチ
は、スイッチ出力を発生するためトーテム・ポール配置
で構成される、スイッチング段；および前記スイッチ出
力に結合され、前記入力信号の増幅されたエンベロープ
を復元する低域通過フィルタによって構成される。
【００３２】別の好適な実施例では： ｂ）段落（ａ）に記載のクラスＳ変調器は、前記比較器
が差分出力を有することを特徴とする。
が差分出力を有することを特徴とする。
【００３３】好適な実施例では： ｃ）段落（ｂ）に記載のクラスＳ変調器は、前記比較器
の前記差分出力に結合された入力と、前記ドライバの前
記入力のために整合性のあるドライブ・レベルを与える
出力とを有する差分レベル・シフタをさらに含んで構成
されることを特徴とする。
の前記差分出力に結合された入力と、前記ドライバの前
記入力のために整合性のあるドライブ・レベルを与える
出力とを有する差分レベル・シフタをさらに含んで構成
されることを特徴とする。
【００３４】別の好適な実施例では： ｄ）段落（ｃ）に記載のクラスＳ変調器は、差分信号を
前記ドライバに与えるため、前記差分レベル・シフタの
出力と、前記ドライバの前記少なくとも一つの入力とに
結合されたプリドライバをさらに含んで構成されること
を特徴とする。
前記ドライバに与えるため、前記差分レベル・シフタの
出力と、前記ドライバの前記少なくとも一つの入力とに
結合されたプリドライバをさらに含んで構成されること
を特徴とする。
【００３５】好適な実施例では： ｅ）段落（ａ）に記載のクラスＳ変調器は、前記基準波
形が三角波形であることを特徴とする。
形が三角波形であることを特徴とする。
【００３６】別の好適な実施例では： ｆ）段落（ａ）に記載のクラスＳ変調器は、前記基準波
形を発生する波形発生器をさらに含んで構成されること
を特徴とする。
形を発生する波形発生器をさらに含んで構成されること
を特徴とする。
【００３７】好適な実施例では： ｇ）段落（ａ）に記載のクラスＳ変調器は、前記低域通
過フィルタがTchebyscheff低域通過フィルタであること
を特徴とする。
過フィルタがTchebyscheff低域通過フィルタであること
を特徴とする。
【００３８】別の好適な実施例では： ｈ）入力信号のエンベロープを除去し、その後前記エン
ベロープを出力信号に復元することによって、入力信号
を増幅する増幅器は：前記入力信号を受ける第１入力
と、基準波形を受ける第２入力と、比較出力とを有する
比較器；前記比較出力に結合された少なくとも一つの入
力と、第１差分出力と、第２差分出力とを含むドライ
バ；前記第１差分出力によって制御される高サイド・ス
イッチと、前記第２差分出力によって制御される低サイ
ド・スイッチとを含むスイッチング段であって、前記高
サイド・スイッチおよび前記低サイド・スイッチは、ス
イッチ出力を発生するためトーテム・ポール配置で構成
された、スイッチング段；および前記スイッチ出力に結
合され、前記入力信号の増幅されたエンベロープを復元
する低域通過フィルタによって構成される。
ベロープを出力信号に復元することによって、入力信号
を増幅する増幅器は：前記入力信号を受ける第１入力
と、基準波形を受ける第２入力と、比較出力とを有する
比較器；前記比較出力に結合された少なくとも一つの入
力と、第１差分出力と、第２差分出力とを含むドライ
バ；前記第１差分出力によって制御される高サイド・ス
イッチと、前記第２差分出力によって制御される低サイ
ド・スイッチとを含むスイッチング段であって、前記高
サイド・スイッチおよび前記低サイド・スイッチは、ス
イッチ出力を発生するためトーテム・ポール配置で構成
された、スイッチング段；および前記スイッチ出力に結
合され、前記入力信号の増幅されたエンベロープを復元
する低域通過フィルタによって構成される。
【００３９】好適な実施例では： ｉ）段落（ｈ）に記載の増幅器は、前記比較器が前記入
力信号を前記基準波形でパルス幅変調することを特徴と
する。
力信号を前記基準波形でパルス幅変調することを特徴と
する。
【００４０】別の好適な実施例では： ｊ）段落（ｈ）に記載の増幅器は、前記比較器が差分出
力を有することを特徴とする。
力を有することを特徴とする。
【００４１】好適な実施例では： ｋ）段落（ｊ）に記載の増幅器は、前記比較器の前記差
分出力に結合された入力と、前記ドライバの前記入力の
ために整合性のあるドライブ・レベルを与える出力とを
有する差分レベル・シフタをさらに含んで構成されるこ
とを特徴とする。
分出力に結合された入力と、前記ドライバの前記入力の
ために整合性のあるドライブ・レベルを与える出力とを
有する差分レベル・シフタをさらに含んで構成されるこ
とを特徴とする。
【００４２】別の好適な実施例では： ｌ）段落（ｋ）に記載の増幅器は、差分信号を前記ドラ
イバに与えるため、前記差分レベル・シフタの出力と、
前記ドライバの前記少なくとも一つの入力とに結合され
たプリドライバをさらに含んで構成されることを特徴と
する。
イバに与えるため、前記差分レベル・シフタの出力と、
前記ドライバの前記少なくとも一つの入力とに結合され
たプリドライバをさらに含んで構成されることを特徴と
する。
【００４３】好適な実施例では： ｍ）段落（ｈ）に記載の増幅器は、前記基準波形が三角
波形であることを特徴とする。
波形であることを特徴とする。
【００４４】別の好適な実施例では： ｎ）段落（ｈ）に記載の増幅器は、前記基準波形を発生
する波形発生器をさらに含んで構成されることを特徴と
する。
する波形発生器をさらに含んで構成されることを特徴と
する。
【００４５】好適な実施例では： ｏ）段落（ｈ）に記載の増幅器は、前記低サイド・スイ
ッチおよび前記高サイド・スイッチがそれぞれ少なくと
も一つの電界効果トランジスタからなることを特徴とす
る。
ッチおよび前記高サイド・スイッチがそれぞれ少なくと
も一つの電界効果トランジスタからなることを特徴とす
る。
【００４６】別の好適な実施例では： ｐ）段落（ｈ）に記載の増幅器は、前記低域通過フィル
タがTchebyscheff低域通過フィルタであることを特徴と
する。
タがTchebyscheff低域通過フィルタであることを特徴と
する。
【００４７】好適な実施例では： ｑ）エンベロープ情報を有する入力信号を増幅する方法
であって：増幅すべき前記入力信号を基準波形と比較す
る段階；前記入力信号および前記基準波形から比較出力
信号を発生する段階；前記比較出力信号で少なくとも一
つのスイッチをドライブする段階；前記少なくとも一つ
のスイッチが前記比較出力信号からスイッチ出力を発生
する段階；および前記スイッチ出力を低域通過濾波し
て、前記エンベロープを復元する段階によって構成され
る。
であって：増幅すべき前記入力信号を基準波形と比較す
る段階；前記入力信号および前記基準波形から比較出力
信号を発生する段階；前記比較出力信号で少なくとも一
つのスイッチをドライブする段階；前記少なくとも一つ
のスイッチが前記比較出力信号からスイッチ出力を発生
する段階；および前記スイッチ出力を低域通過濾波し
て、前記エンベロープを復元する段階によって構成され
る。
【００４８】別の好適な実施例では： ｒ）段落（ｑ）に記載の方法は、比較出力を発生する前
記段階が前記入力信号を前記基準波形でパルス幅変調す
る段階によって構成されることを特徴とする。
記段階が前記入力信号を前記基準波形でパルス幅変調す
る段階によって構成されることを特徴とする。
【００４９】好適な実施例では： ｓ）段落（ｑ）に記載の方法は、前記発生する段階が差
分出力を発生する段階によって構成されることを特徴と
する。
分出力を発生する段階によって構成されることを特徴と
する。
【００５０】別の好適な実施例では： ｔ）段落（ｓ）に記載の方法は、前記ドライブする段階
が前記少なくとも一つのスイッチをドライブする前に、
前記差分出力をレベル・シフトする段階をさらに含んで
構成されることを特徴とする。
が前記少なくとも一つのスイッチをドライブする前に、
前記差分出力をレベル・シフトする段階をさらに含んで
構成されることを特徴とする。
【００５１】好適な実施例では： ｕ）段落（ｑ）に記載の方法は、前記基準波形を発生す
る波形発生器を設ける段階をさらに含んで構成されるこ
とを特徴とする。
る波形発生器を設ける段階をさらに含んで構成されるこ
とを特徴とする。
【００５２】別の好適な実施例では： ｖ）段落（ｑ）に記載の方法は、前記基準波形として三
角波形を発生する段階をさらに含んで構成されることを
特徴とする。
角波形を発生する段階をさらに含んで構成されることを
特徴とする。
【００５３】本発明について、好適な実施例を参照して
説明した。ただし、当業者であれば、本発明の範囲から
逸脱せずに、この好適な実施例において変更および修正
が可能なことが理解されよう。
説明した。ただし、当業者であれば、本発明の範囲から
逸脱せずに、この好適な実施例において変更および修正
が可能なことが理解されよう。
【図１】本発明が一部をなすクラスＳ変調器のブロック
図である。
図である。
【図２】本発明の好適な実施例による波形発生器の概略
図である。
図である。
【図３】本発明の好適な実施例による比較器およびレベ
ル・シフタの概略図である。
ル・シフタの概略図である。
【図４】本発明の好適な実施例によるプリドライバ，ド
ライバおよびスイッチング段の概略図である。
ライバおよびスイッチング段の概略図である。
【図５】本発明の好適な実施例による低域通過フィルタ
の概略図である。
の概略図である。
【図６】本発明の好適な実施例により入力信号を増幅す
るためのフローチャートである。
るためのフローチャートである。
５ クラスＳ変調器 １０ 入力信号 ２０ 比較器 ２５ 波形発生器 ２６ 基準波形 ３５ レベル・シフタ ４０ プリドライバ ５０ ドライバ ６０〜６２ 高サイド・スイッチ ７０〜７２ 低サイド・スイッチ ８０ 出力 ９０ 低域通過フィルタ ９５ 出力信号 １０１，１０２，１０４，１０５ 電流モード差分スイ
ッチング段 １０３，１０６，１１０ 電流源 １０７，１０８ 差分電流モード・スイッチング段 １１１〜１１８ スイッチ １０９ 電流源 ２０２ 増幅器 ２１１ 比較器 ２４５，２５２ 抵抗器 ２５４，２６２ コンデンサ ２５６，２６０，２６４ 抵抗器 ２６６ 増幅器 ３０１，３０２ 分圧抵抗器 ３３１，３３２ 抵抗器 ３３３〜３３６ ゲート・ソース間抵抗器 ４０１ タイミング・コンデンサ ４０２ コンデンサ ４２２，４２４，４２６ コンデンサ ５０１〜５０３ インダクタ ６０４ 基準電圧 ６０５ 電圧信号 ６０６ 電圧
ッチング段 １０３，１０６，１１０ 電流源 １０７，１０８ 差分電流モード・スイッチング段 １１１〜１１８ スイッチ １０９ 電流源 ２０２ 増幅器 ２１１ 比較器 ２４５，２５２ 抵抗器 ２５４，２６２ コンデンサ ２５６，２６０，２６４ 抵抗器 ２６６ 増幅器 ３０１，３０２ 分圧抵抗器 ３３１，３３２ 抵抗器 ３３３〜３３６ ゲート・ソース間抵抗器 ４０１ タイミング・コンデンサ ４０２ コンデンサ ４２２，４２４，４２６ コンデンサ ５０１〜５０３ インダクタ ６０４ 基準電圧 ６０５ 電圧信号 ６０６ 電圧
Claims (5)
- 【請求項１】 エンベロープ情報を有する入力信号を増
幅するクラスＳ変調器であって：前記入力信号を受ける
第１入力と、基準波形を受ける第２入力と、比較出力と
を有する比較器；前記比較出力に結合された少なくとも
一つの入力と、第１差分出力と、第２差分出力とを含む
ドライバ；前記第１差分出力によって制御される高サイ
ド・スイッチと、前記第２差分出力によって制御される
低サイド・スイッチとを含むスイッチング段であって、
前記高サイド・スイッチおよび前記低サイド・スイッチ
はスイッチ出力を発生するためトーテム・ポール配置で
構成された、スイッチング段；および前記スイッチ出力
に結合され、前記入力信号の増幅されたエンベロープを
復元する低域通過フィルタ；によって構成されることを
特徴とするクラスＳ変調器。 - 【請求項２】 前記比較器は、前記入力信号を前記基準
波形でパルス幅変調することを特徴とする請求項１記載
のクラスＳ変調器。 - 【請求項３】 前記比較器は、差分出力を有することを
特徴とする請求項１記載のクラスＳ変調器。 - 【請求項４】 前記比較器の前記差分出力に結合された
入力と、前記ドライバの前記入力のために整合性のある
ドライブ・レベルを与える出力とを有する差分レベル・
シフタをさらに含んで構成されることを特徴とする請求
項３記載のクラスＳ変調器。 - 【請求項５】 前記低サイド・スイッチおよび前記高サ
イド・スイッチは、それぞれ少なくとも一つの電界効果
トランジスタからなることを特徴とする請求項１記載の
クラスＳ変調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US753630 | 1996-11-27 | ||
| US08/753,630 US6072361A (en) | 1996-11-27 | 1996-11-27 | Wideband class-S modulator and method therefor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10163764A true JPH10163764A (ja) | 1998-06-19 |
Family
ID=25031482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9340648A Pending JPH10163764A (ja) | 1996-11-27 | 1997-11-25 | 広帯域クラスｓ変調器およびその方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6072361A (ja) |
| JP (1) | JPH10163764A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5982231A (en) * | 1997-07-23 | 1999-11-09 | Linfinity Microelectronics, Inc. | Multiple channel class D audio amplifier |
| US6226324B1 (en) * | 1997-12-17 | 2001-05-01 | The Foxboro Company | Methods and systems for trimming a PWM signal |
| JP3874145B2 (ja) * | 1998-06-10 | 2007-01-31 | ソニー株式会社 | 変調回路、送信装置及び送信回路 |
| DE10084506T1 (de) * | 1999-04-23 | 2002-06-20 | Int Rectifier Corp | Schaltungsanordnung für eine lineare integrierte Hochspannungs-Strommess-Schaltung |
| US6320460B1 (en) * | 2000-05-30 | 2001-11-20 | Ivan Meszlenyi | Class D amplifier |
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| US6993302B2 (en) * | 2002-01-15 | 2006-01-31 | Igor Bausov | Class-L power-output amplifier |
| US6954504B2 (en) * | 2002-10-25 | 2005-10-11 | Qualcomm, Incorporated | Method and system for code combining in a communication system |
| JP4622423B2 (ja) * | 2004-09-29 | 2011-02-02 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | パルス幅変調信号発生回路 |
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| US7327803B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
| US8013675B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-09-06 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (MISO) amplification with blended control |
| US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
| US7400191B2 (en) | 2006-04-07 | 2008-07-15 | Manuel De Jesus Rodriguez | Switching power amplifier |
| US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
| US7705672B1 (en) | 2007-02-12 | 2010-04-27 | Manuel De Jesus Rodriguez | Buck converters as power amplifier |
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| KR20140026458A (ko) | 2011-04-08 | 2014-03-05 | 파커비전, 인크. | Ｒｆ 전력 송신, 변조 및 증폭 시스템들 및 방법들 |
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| TWI563795B (en) * | 2014-03-13 | 2016-12-21 | Upi Semiconductor Corp | Gate driver and control method thereof |
| US9407258B1 (en) * | 2015-07-22 | 2016-08-02 | Nxp B.V. | Efficient driver circuit |
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|---|---|---|---|---|
| JPH0728181B2 (ja) * | 1988-12-28 | 1995-03-29 | パイオニア株式会社 | パルス幅変調増幅回路 |
| US5479337A (en) * | 1993-11-30 | 1995-12-26 | Kaiser Aerospace And Electronics Corporation | Very low power loss amplifier for analog signals utilizing constant-frequency zero-voltage-switching multi-resonant converter |
-
1996
- 1996-11-27 US US08/753,630 patent/US6072361A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-11-25 JP JP9340648A patent/JPH10163764A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6072361A (en) | 2000-06-06 |
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