JPH1013478A - デジタル伝送システム用の非対称フィルタの組合せ - Google Patents
デジタル伝送システム用の非対称フィルタの組合せInfo
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- JPH1013478A JPH1013478A JP9056564A JP5656497A JPH1013478A JP H1013478 A JPH1013478 A JP H1013478A JP 9056564 A JP9056564 A JP 9056564A JP 5656497 A JP5656497 A JP 5656497A JP H1013478 A JPH1013478 A JP H1013478A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0283—Filters characterised by the filter structure
- H03H17/0286—Combinations of filter structures
- H03H17/0288—Recursive, non-recursive, ladder, lattice structures
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、送信機と受信機との間において２
進データ流を伝送するシステムにおけるパルス成形フィ
ルタに対する規準を満しならがら、受信機の復調器にお
けるフィルタ回路の複雑さを軽減した装置を得ることを
目的とする。 【解決手段】 送信機Ｔ中に設けられたＦＩＲ構造を有
する第１のフィルタＦ1と、受信機Ｒ中に設けられたＩ
ＩＲ構造を有する第２のフィルタＦ2 とを備え、第１お
よび第２のフィルタＦ1 ，Ｆ2 の組合わせによって、 ナイキスト規準：Ｈg （ｚ）＋Ｈg （−ｚ＊）＝１ お
よび 雑音整合規準： Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊） の両方を満たす共通の伝達関数：Ｈg （ｚ）＝Ｈ
t （ｚ）×Ｈr （ｚ）が生成されていることを特徴とす
る。
進データ流を伝送するシステムにおけるパルス成形フィ
ルタに対する規準を満しならがら、受信機の復調器にお
けるフィルタ回路の複雑さを軽減した装置を得ることを
目的とする。 【解決手段】 送信機Ｔ中に設けられたＦＩＲ構造を有
する第１のフィルタＦ1と、受信機Ｒ中に設けられたＩ
ＩＲ構造を有する第２のフィルタＦ2 とを備え、第１お
よび第２のフィルタＦ1 ，Ｆ2 の組合わせによって、 ナイキスト規準：Ｈg （ｚ）＋Ｈg （−ｚ＊）＝１ お
よび 雑音整合規準： Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊） の両方を満たす共通の伝達関数：Ｈg （ｚ）＝Ｈ
t （ｚ）×Ｈr （ｚ）が生成されていることを特徴とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、送信機と少なくと
も１つの受信機とを接続するデジタル伝送リンクに対し
て２進データ流を伝送するデジタル伝送システム用の非
対称フィルタに関する。
も１つの受信機とを接続するデジタル伝送リンクに対し
て２進データ流を伝送するデジタル伝送システム用の非
対称フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル的に伝送される情報は任意の信
号、すなわちビデオ、オーディオまたはその他の信号か
ら構成されてもよい。それぞれのデータ速度ｆs または
シンボル速度ｆsymbは、もちろん信号内容に依存する。
データ流の数ビットが結合されて新しい値にされた場
合、“シンボル”という用語を使用する。例えばデジタ
ル放送システムに対して送信された情報は、結局２進値
０および１で表され、適切な変調技術を使用して搬送波
を変調したビットシーケンスから構成される。その必要
な伝送帯域幅がチャンネルを限定する。
号、すなわちビデオ、オーディオまたはその他の信号か
ら構成されてもよい。それぞれのデータ速度ｆs または
シンボル速度ｆsymbは、もちろん信号内容に依存する。
データ流の数ビットが結合されて新しい値にされた場
合、“シンボル”という用語を使用する。例えばデジタ
ル放送システムに対して送信された情報は、結局２進値
０および１で表され、適切な変調技術を使用して搬送波
を変調したビットシーケンスから構成される。その必要
な伝送帯域幅がチャンネルを限定する。
【０００３】理論的には、パルスエッジが非常に急峻で
あると仮定すると、理想的な２進シーケンスのスペクト
ルは無限に広いものとなる。このような無限のスペクト
ルは実在せず、また制限されたチャンネルで処理または
伝送されることもできない。チャンネル並びに関連した
変調および復調装置の帯域幅を不必要に広くしないため
に、変調する前にパルス成形フィルタを使用して２進パ
ルスシーケンスの帯域幅を制限する必要がある。パルス
成形フィルタは、信号伝送理論から知られている必要条
件を満さなければならない。基本的な規準は、隣接した
データまたはシンボル間の干渉を無くすナイキスト規準
である。例えばそれは、図４に示されているように関連
した伝達関数がサンプリングまたはシンボルクロック期
間の全ての倍数において値０を有する場合に満される。
もう１つの重要な規準はいわゆる雑音整合条件であり、
これは整合されたフィルタによって満足される。この規
準を満すフィルタの組合せは、これらのフィルタ間にお
いて、すなわち伝送チャンネル上で信号に重畳された雑
音を最大限に抑制する。さらに別の規準は、阻止帯域に
おける十分な信号減衰である。ここに記載されているデ
ータ伝送システムの適用において、パルス成形フィルタ
は、１個がデータ源すなわち送信機に配置され、他の１
個がデータシンクすなわち受信機に配置される２個の素
子に分離されている。
あると仮定すると、理想的な２進シーケンスのスペクト
ルは無限に広いものとなる。このような無限のスペクト
ルは実在せず、また制限されたチャンネルで処理または
伝送されることもできない。チャンネル並びに関連した
変調および復調装置の帯域幅を不必要に広くしないため
に、変調する前にパルス成形フィルタを使用して２進パ
ルスシーケンスの帯域幅を制限する必要がある。パルス
成形フィルタは、信号伝送理論から知られている必要条
件を満さなければならない。基本的な規準は、隣接した
データまたはシンボル間の干渉を無くすナイキスト規準
である。例えばそれは、図４に示されているように関連
した伝達関数がサンプリングまたはシンボルクロック期
間の全ての倍数において値０を有する場合に満される。
もう１つの重要な規準はいわゆる雑音整合条件であり、
これは整合されたフィルタによって満足される。この規
準を満すフィルタの組合せは、これらのフィルタ間にお
いて、すなわち伝送チャンネル上で信号に重畳された雑
音を最大限に抑制する。さらに別の規準は、阻止帯域に
おける十分な信号減衰である。ここに記載されているデ
ータ伝送システムの適用において、パルス成形フィルタ
は、１個がデータ源すなわち送信機に配置され、他の１
個がデータシンクすなわち受信機に配置される２個の素
子に分離されている。
【０００４】伝送されるべきデータシーケンスに対して
使用される変調は、位相変調、直角振幅変調、周波数変
調またはその他任意の変調等の任意のデジタルタイプで
よい。一般に、データシーケンスは伝送のために直接的
にまたはコード化された形態で無線周波数帯域に変換さ
れる。受信機端部では、ベースバンドへの対応した変換
が行われ、元のデータシーケンスが図１に示されている
ような適切なデコード装置によって再生される。
使用される変調は、位相変調、直角振幅変調、周波数変
調またはその他任意の変調等の任意のデジタルタイプで
よい。一般に、データシーケンスは伝送のために直接的
にまたはコード化された形態で無線周波数帯域に変換さ
れる。受信機端部では、ベースバンドへの対応した変換
が行われ、元のデータシーケンスが図１に示されている
ような適切なデコード装置によって再生される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】通常のデジタル伝送シ
ステムでは、送信機および受信機の両端部におけるパル
ス成形フィルタの複雑さは同じである。これは両方向性
伝送リンクに適しているが、放送伝送システムでは、受
信機端部において複雑性が増加するが、受信機端部のフ
ィルタの複雑さを最小に抑えなければならない。
ステムでは、送信機および受信機の両端部におけるパル
ス成形フィルタの複雑さは同じである。これは両方向性
伝送リンクに適しているが、放送伝送システムでは、受
信機端部において複雑性が増加するが、受信機端部のフ
ィルタの複雑さを最小に抑えなければならない。
【０００６】したがって、本発明の目的は、上述された
パルス成形フィルタに対する規準を満しならがら、受信
機の復調器におけるフィルタ回路の複雑さを軽減すると
共に関連したフィルタを送信機中の変調器に提供するこ
とである。さらに、デジタル構成を可能にするパルス成
形フィルタが提供される。
パルス成形フィルタに対する規準を満しならがら、受信
機の復調器におけるフィルタ回路の複雑さを軽減すると
共に関連したフィルタを送信機中の変調器に提供するこ
とである。さらに、デジタル構成を可能にするパルス成
形フィルタが提供される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的は、本発明のフ
ィルタ装置によって達成される。本発明の装置は、送信
機と受信機との間において２進データ流を伝送するため
の非対称フィルタの組合せであって、ＦＩＲ構造を有す
る送信機端部の第１のフィルタと、ＩＩＲ構造を有する
受信機端部の第２のフィルタとを含み、第１および第２
のフィルタの組合せが、 ナイキスト規準：Ｈg （ｚ）＋Ｈg （−ｚ＊）＝１ お
よび 雑音整合規準： Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊） の両方を満たす共通の伝達関数：Ｈg （ｚ）＝Ｈ
t （ｚ）×Ｈr （ｚ）を生成する非対称フィルタの組合
せである。
ィルタ装置によって達成される。本発明の装置は、送信
機と受信機との間において２進データ流を伝送するため
の非対称フィルタの組合せであって、ＦＩＲ構造を有す
る送信機端部の第１のフィルタと、ＩＩＲ構造を有する
受信機端部の第２のフィルタとを含み、第１および第２
のフィルタの組合せが、 ナイキスト規準：Ｈg （ｚ）＋Ｈg （−ｚ＊）＝１ お
よび 雑音整合規準： Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊） の両方を満たす共通の伝達関数：Ｈg （ｚ）＝Ｈ
t （ｚ）×Ｈr （ｚ）を生成する非対称フィルタの組合
せである。
【０００８】この目的を達成する方法において、受信機
フィルタの複雑さを軽減し、次に送信機の関連したフィ
ルタを受信機フィルタの伝送特性に適合させる。オール
パスフィルタを使用することによって、受信機端部で要
求されるフィルタ回路の量は、“二乗余弦”またはガウ
スフィルタのようなＦＩＲフィルタを使用するのに比べ
て実質的に減少される。残念ながら、送信機端部におけ
る共役複素数フィルタをオールパスネットワークにより
構成することはできない。これは、安定した形態または
因果関係を示す形態で要求される特性を持つオールパス
ネットワークが実現不可能なためである。しかしながら
ＦＩＲ近似を使用すると、要求を随意に正確に満たす送
信機フィルタを容易に設計することが可能であり、その
フィルタ回路量は通常のＦＩＲフィルタに要求されるも
のと比較してほんの少し増加させるだけでよい。このフ
ィルタの設計は受信機フィルタの鏡像の遅延されたイン
パルス応答に基づいており、したがって容易に決定され
ることができる。
フィルタの複雑さを軽減し、次に送信機の関連したフィ
ルタを受信機フィルタの伝送特性に適合させる。オール
パスフィルタを使用することによって、受信機端部で要
求されるフィルタ回路の量は、“二乗余弦”またはガウ
スフィルタのようなＦＩＲフィルタを使用するのに比べ
て実質的に減少される。残念ながら、送信機端部におけ
る共役複素数フィルタをオールパスネットワークにより
構成することはできない。これは、安定した形態または
因果関係を示す形態で要求される特性を持つオールパス
ネットワークが実現不可能なためである。しかしながら
ＦＩＲ近似を使用すると、要求を随意に正確に満たす送
信機フィルタを容易に設計することが可能であり、その
フィルタ回路量は通常のＦＩＲフィルタに要求されるも
のと比較してほんの少し増加させるだけでよい。このフ
ィルタの設計は受信機フィルタの鏡像の遅延されたイン
パルス応答に基づいており、したがって容易に決定され
ることができる。
【０００９】受信機端部に対して、差が形成される出力
を備えた２つの並列接続されたオールパスネットワーク
を本質的に含んでいる簡単なフィルタ構造を提供するこ
とができる。各オールパスネットワークは、１個の乗算
器、３個の加算器−減算器、および２クロック期間に等
しい遅延を与える遅延装置しか必要としないため少量の
回路により構成されることが可能である。
を備えた２つの並列接続されたオールパスネットワーク
を本質的に含んでいる簡単なフィルタ構造を提供するこ
とができる。各オールパスネットワークは、１個の乗算
器、３個の加算器−減算器、および２クロック期間に等
しい遅延を与える遅延装置しか必要としないため少量の
回路により構成されることが可能である。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
およびその利点についてさらに詳細に説明する。図１
は、送信機Ｔおよび受信機Ｒを備えたデジタル伝送シス
テムをブロック図で示す。送信機および受信機は伝送チ
ャンネルＣによって結合されており、このチャンネル上
において任意の妨害源Ｑｎからの妨害信号ｓｎが重畳さ
れる。送信機Ｔは信号源Ｑを含み、その出力はアナログ
デジタル変換器ＡＤによってデータ速度ｆs の２進デー
タ流ｓｔに変換され、それが変調器Ｍに供給される。無
線周波数変換も行う適当な変調装置の前に、２進データ
流ｓｔは送信機Ｔにおいてパルス成形フィルタとして機
能する第１のフィルタＦ1 によって濾波される。
およびその利点についてさらに詳細に説明する。図１
は、送信機Ｔおよび受信機Ｒを備えたデジタル伝送シス
テムをブロック図で示す。送信機および受信機は伝送チ
ャンネルＣによって結合されており、このチャンネル上
において任意の妨害源Ｑｎからの妨害信号ｓｎが重畳さ
れる。送信機Ｔは信号源Ｑを含み、その出力はアナログ
デジタル変換器ＡＤによってデータ速度ｆs の２進デー
タ流ｓｔに変換され、それが変調器Ｍに供給される。無
線周波数変換も行う適当な変調装置の前に、２進データ
流ｓｔは送信機Ｔにおいてパルス成形フィルタとして機
能する第１のフィルタＦ1 によって濾波される。
【００１１】受信機端部において、入ってきた無線周波
数信号は復調器Ｄにおいて変換されてベースバンドまた
は低周波数帯域に戻される。復調装置Ｄ1 では適当な無
線周波数変換が行われ、その出力がデジタルデータ流ｓ
ｒ´を供給し、それが第２のフィルタＦ2 によって濾波
される。第１のフィルタＦ1 および第２のフィルタＦ2
は、ナイキスト規準と雑音整合規準の両方を満たす最適
なパルス成形フィルタとして相互作用する。パルス成形
フィルタはもちろん要求される阻止帯域減衰も行う。変
調器Ｍにおいて使用されるコード化技術および、または
変調技術はそれぞれ、チャンネルＣにおける伝送がビッ
トシーケンスを表すものであるならば、本発明にとって
重要ではない。チャンネルＣにおけるビットシーケンス
は、もちろん２進データ流ｓｔのビットシーケンスと異
なってもよい。これは、使用される各コード化工程およ
びそのコード化によって導入された冗長の増加量に依存
する。２進データ流のビットが結合されて単一の値にさ
れた場合、シンボル周波数ｆsymb≦ｆs を有する“シン
ボル”データ流が送信される。最も簡単な場合におい
て、復調器Ｄの出力は送信機端部における２進データ流
ｓｔに等しい２進データ流ｓｒを供給し、それはデジタ
ル信号処理装置Ｄ2 によって任意の方法でさらに処理さ
れる。この処理装置Ｄ2 の出力は、サンプリング速度で
動作されるデジタルアナログ変換器ＤＡによって１以上
のアナログ信号に変換され、このアナログ信号は例えば
ステレオ再生用の２個のラウドスピーカに結合された増
幅器Ｖに供給される。
数信号は復調器Ｄにおいて変換されてベースバンドまた
は低周波数帯域に戻される。復調装置Ｄ1 では適当な無
線周波数変換が行われ、その出力がデジタルデータ流ｓ
ｒ´を供給し、それが第２のフィルタＦ2 によって濾波
される。第１のフィルタＦ1 および第２のフィルタＦ2
は、ナイキスト規準と雑音整合規準の両方を満たす最適
なパルス成形フィルタとして相互作用する。パルス成形
フィルタはもちろん要求される阻止帯域減衰も行う。変
調器Ｍにおいて使用されるコード化技術および、または
変調技術はそれぞれ、チャンネルＣにおける伝送がビッ
トシーケンスを表すものであるならば、本発明にとって
重要ではない。チャンネルＣにおけるビットシーケンス
は、もちろん２進データ流ｓｔのビットシーケンスと異
なってもよい。これは、使用される各コード化工程およ
びそのコード化によって導入された冗長の増加量に依存
する。２進データ流のビットが結合されて単一の値にさ
れた場合、シンボル周波数ｆsymb≦ｆs を有する“シン
ボル”データ流が送信される。最も簡単な場合におい
て、復調器Ｄの出力は送信機端部における２進データ流
ｓｔに等しい２進データ流ｓｒを供給し、それはデジタ
ル信号処理装置Ｄ2 によって任意の方法でさらに処理さ
れる。この処理装置Ｄ2 の出力は、サンプリング速度で
動作されるデジタルアナログ変換器ＤＡによって１以上
のアナログ信号に変換され、このアナログ信号は例えば
ステレオ再生用の２個のラウドスピーカに結合された増
幅器Ｖに供給される。
【００１２】図１の概略図に示された装置は、対称フィ
ルタの組合せにより、およびより効果的に本発明による
非対称フィルタの組合せＦ1 、Ｆ2 により構成されるこ
とができる。非対称フィルタの組合せＦ1 、Ｆ2 のイン
パルス応答ｈ（ｔ）の例は、送信機フィルタＦ1 に対し
て図２に、また受信機フィルタＦ2 に対して図３に与え
られている。これら２つの波形は、時間軸ｔ＝０に関し
て鏡像対称である。負の時間範囲にある図３のインパル
ス応答は、因果性の法則に背くことなく図２および３の
インパルス応答を適切に予め遅延することによって得る
ことができる。２つの非対称フィルタＦ1 ，Ｆ2 の相互
作用は、図４において共通のインパルス応答ｈｇ（ｔ）
によって表されており、それは図２および３のインパル
ス応答のコンボリューションによって得られる。
ルタの組合せにより、およびより効果的に本発明による
非対称フィルタの組合せＦ1 、Ｆ2 により構成されるこ
とができる。非対称フィルタの組合せＦ1 、Ｆ2 のイン
パルス応答ｈ（ｔ）の例は、送信機フィルタＦ1 に対し
て図２に、また受信機フィルタＦ2 に対して図３に与え
られている。これら２つの波形は、時間軸ｔ＝０に関し
て鏡像対称である。負の時間範囲にある図３のインパル
ス応答は、因果性の法則に背くことなく図２および３の
インパルス応答を適切に予め遅延することによって得る
ことができる。２つの非対称フィルタＦ1 ，Ｆ2 の相互
作用は、図４において共通のインパルス応答ｈｇ（ｔ）
によって表されており、それは図２および３のインパル
ス応答のコンボリューションによって得られる。
【００１３】さらに検討するために、複素伝達関数Ｈ
（ｚ）を試験することによってナイキスト規準および雑
音整合規準をさらに詳細に検討する必要がある。以下の
式において、通常の形態で指数を示すのは、そうでなけ
れば不一致が結果的に生じる可能性が高い場合だけであ
る。フィルタの組合せＦ1 ，Ｆ2 は、送信機フィルタＦ
1 に対する伝達関数Ｈｔ（ｚ）と受信機フィルタＦ2 に
対する伝達関数Ｈｒ（ｚ）とに分割される共通の伝達関
数Ｈｇ（ｚ）を有している。２個のフィルタＦ1，Ｆ2
の伝達関数のコンボリューションにより、フィルタの組
合せＦ1 ，Ｆ2 の伝達関数Ｈｇ（ｚ）が提供される： Ｈｇ（ｚ）＝Ｈｔ（ｚ）×Ｈｒ（ｚ） ［１］
（ｚ）を試験することによってナイキスト規準および雑
音整合規準をさらに詳細に検討する必要がある。以下の
式において、通常の形態で指数を示すのは、そうでなけ
れば不一致が結果的に生じる可能性が高い場合だけであ
る。フィルタの組合せＦ1 ，Ｆ2 は、送信機フィルタＦ
1 に対する伝達関数Ｈｔ（ｚ）と受信機フィルタＦ2 に
対する伝達関数Ｈｒ（ｚ）とに分割される共通の伝達関
数Ｈｇ（ｚ）を有している。２個のフィルタＦ1，Ｆ2
の伝達関数のコンボリューションにより、フィルタの組
合せＦ1 ，Ｆ2 の伝達関数Ｈｇ（ｚ）が提供される： Ｈｇ（ｚ）＝Ｈｔ（ｚ）×Ｈｒ（ｚ） ［１］
【００１４】さらに検討するために、例えばアナログデ
ジタル変換器ＡＤによって決定されるサンプリング周波
数ｆs はシンボル速度の２倍に等しい：ｆs ＝２×ｆ
symbと仮定する。シンボル速度はサンプリング周波数よ
り低く、主データ流ｓｔのＭビットの組合せから最終的
にコード化された形態で送信され、かつ伝送リンクＣの
シンボル周波数／シンボル速度を決定する単一のシンボ
ル値に従う。 ｆs ＝２×ｆsymb ［２］ と仮定すると、以下に示すように受信機におけるパルス
成形フィルタの構成および満たされるべき規準の形成が
特に簡単になる。ナイキスト規準は以下の一般的な形態
を有する： Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｇ（−ｚ＊）＝１ ［３］ ここで、ｚ＝Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ）である。サン
プリング周波数ｆs の代わりに、周波数正規化のために
シンボル周波数ｆsymbを使用してもよい。
ジタル変換器ＡＤによって決定されるサンプリング周波
数ｆs はシンボル速度の２倍に等しい：ｆs ＝２×ｆ
symbと仮定する。シンボル速度はサンプリング周波数よ
り低く、主データ流ｓｔのＭビットの組合せから最終的
にコード化された形態で送信され、かつ伝送リンクＣの
シンボル周波数／シンボル速度を決定する単一のシンボ
ル値に従う。 ｆs ＝２×ｆsymb ［２］ と仮定すると、以下に示すように受信機におけるパルス
成形フィルタの構成および満たされるべき規準の形成が
特に簡単になる。ナイキスト規準は以下の一般的な形態
を有する： Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｇ（−ｚ＊）＝１ ［３］ ここで、ｚ＝Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ）である。サン
プリング周波数ｆs の代わりに、周波数正規化のために
シンボル周波数ｆsymbを使用してもよい。
【００１５】最適な雑音整合のために、送信機フィルタ
Ｆ1 と受信機フィルタＦ2 との間で以下の関係が保たれ
なければならない： Ｈｔ（ｚ）＝Ｈｒ（ｚ＊） ［４］ さらに、隣接チャンネル干渉を抑制するために、Ｆ1 ，
Ｆ2 の阻止帯域において十分な減衰ａmin が要求され
る。阻止帯域の始めは、一般にロールオフ係数ｒによっ
て次のように定められる：ｆ≧０．５×ｆsymb×（１＋
ｒ）では、 ｜Ｈｔ（Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ））｜≦ａmin ［５］ ｆ≧０．５×ｆsymb×（１＋ｒ）では、 ｜Ｈｒ（Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ））｜≦ａmin ［６］ 上述されたこれらの条件は、パルス成形フィルタとして
広範囲に使用されている“二乗余弦”およびガウスフィ
ルタによって満足される。しかしながら、これらのフィ
ルタ構造の欠点は、送信機端部および受信機端部で要求
される著しい回路量である。
Ｆ1 と受信機フィルタＦ2 との間で以下の関係が保たれ
なければならない： Ｈｔ（ｚ）＝Ｈｒ（ｚ＊） ［４］ さらに、隣接チャンネル干渉を抑制するために、Ｆ1 ，
Ｆ2 の阻止帯域において十分な減衰ａmin が要求され
る。阻止帯域の始めは、一般にロールオフ係数ｒによっ
て次のように定められる：ｆ≧０．５×ｆsymb×（１＋
ｒ）では、 ｜Ｈｔ（Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ））｜≦ａmin ［５］ ｆ≧０．５×ｆsymb×（１＋ｒ）では、 ｜Ｈｒ（Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ））｜≦ａmin ［６］ 上述されたこれらの条件は、パルス成形フィルタとして
広範囲に使用されている“二乗余弦”およびガウスフィ
ルタによって満足される。しかしながら、これらのフィ
ルタ構造の欠点は、送信機端部および受信機端部で要求
される著しい回路量である。
【００１６】本発明は、２つの並列接続されたオールパ
スフィルタネットワークＡ1 ，Ａ2を有する受信機フィ
ルタ構造もまた式［２］，［３］，［５］および［６］
の規準を満たすという認識に基づいている。関連した複
素伝達関数は次の形態を有する： Ｈｒ（ｚ）＝１／２×（Ａ1 （ｚ）＋ｚ×Ａ2 （ｚ）） ［７］ ２つのオールパスフィルタＡ1 ，Ａ2 の複素伝達関数は
次の形態を有している： Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ） ＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×ｚ-m） ［８］ 式［８］に対して変数ｚではなくその逆数ｚ＊＝１／ｚ
を適用すると、以下のように書き代えられる： Ａi （ｚ＊）＝１／Ａi （１／ｚ） ［８Ａ］ 理解されるように、受信機フィルタＦ2 および対応した
送信機フィルタＦ1 の両方においてオールパスネットワ
ークを使用して構成されるフィルタの組合せＦ1 ，Ｆ2
は、理論的にナイキスト条件を満足させる。
スフィルタネットワークＡ1 ，Ａ2を有する受信機フィ
ルタ構造もまた式［２］，［３］，［５］および［６］
の規準を満たすという認識に基づいている。関連した複
素伝達関数は次の形態を有する： Ｈｒ（ｚ）＝１／２×（Ａ1 （ｚ）＋ｚ×Ａ2 （ｚ）） ［７］ ２つのオールパスフィルタＡ1 ，Ａ2 の複素伝達関数は
次の形態を有している： Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ） ＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×ｚ-m） ［８］ 式［８］に対して変数ｚではなくその逆数ｚ＊＝１／ｚ
を適用すると、以下のように書き代えられる： Ａi （ｚ＊）＝１／Ａi （１／ｚ） ［８Ａ］ 理解されるように、受信機フィルタＦ2 および対応した
送信機フィルタＦ1 の両方においてオールパスネットワ
ークを使用して構成されるフィルタの組合せＦ1 ，Ｆ2
は、理論的にナイキスト条件を満足させる。
【００１７】式［７］から始めると、送信機フィルタＦ
1 の伝達関数Ｈｔ（ｚ）は、式［４］の雑音整合条件を
経て受信機フィルタＦ2 の伝達関数Ｈｒ（ｚ）から形成
される。 Ｈｔ（ｚ）＝１／２×（１／Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ／Ａ2 （ｚ2 ）） ［８ｂ］ オールパスネットワークを使用するこのフィルタの組合
せＦ1 ，Ｆ2 の共通の伝達関数Ｈｇ（ｚ）は、式［７］
および式［８ｂ］にしたがって個々の伝達関数のコンボ
リューションから得られる： Ｈｇ（ｚ）＝１／２×（Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））×１／２ ×（１／Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ／Ａ2 （ｚ2 ）） ［９］ ２つの伝達関数Ｈｒ（ｚ）とＨｔ（ｚ）の複素乗算を経
て行なわれるコンボリューションは次の式を与える： Ｈｇ（ｚ）＝１／２＋１／４×（ｚ×Ａ1 （ｚ2 ）／Ａ2 （ｚ2 ）） ＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ）／Ａ1 （ｚ2 ）） ［１０］ したがって、特に伝達関数Ｈｇ（−ｚ＊）を形成するこ
とに関わる式［３］から形式的に式［１０］にナイキス
ト規準を適用すると次の式が与えられる： Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｇ（−ｚ＊）＝１＋０ ［１１］ 式［１１］はオールパスネットワークを有するフィルタ
の伝達関数を経て導出されるが、それはナイキストの一
般的な形態である式［３］と同じに見える。残念なが
ら、式［４］による共役複素数フィルタは不安定であ
り、オールパスネットワークを使用するこの形態で因果
関係的に実現することはできない。安定していると仮定
されている受信機フィルタＦ2 の反転により、極および
ゼロが交換され、それによって送信機フィルタＦ1 の極
が単位円の外側の複素数周波数領域に移動される。しか
しながら、これは送信機フィルタの数学的に正確なＩＩ
Ｒ構成にのみ適用される。しかしながら、ＦＩＲ近似に
よって、要求されるフィルタ回路量だけによって制限さ
れる正確さで必要条件を満たす送信機フィルタを容易に
設計することができる。上述されたこのフィルタの設計
は、式［２］および［３］による受信機フィルタＦ2 の
鏡像の遅延されたインパルス応答ｈｒ´（−ｔ）＝ｈｔ
（ｔ）に基づいている。
1 の伝達関数Ｈｔ（ｚ）は、式［４］の雑音整合条件を
経て受信機フィルタＦ2 の伝達関数Ｈｒ（ｚ）から形成
される。 Ｈｔ（ｚ）＝１／２×（１／Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ／Ａ2 （ｚ2 ）） ［８ｂ］ オールパスネットワークを使用するこのフィルタの組合
せＦ1 ，Ｆ2 の共通の伝達関数Ｈｇ（ｚ）は、式［７］
および式［８ｂ］にしたがって個々の伝達関数のコンボ
リューションから得られる： Ｈｇ（ｚ）＝１／２×（Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））×１／２ ×（１／Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ／Ａ2 （ｚ2 ）） ［９］ ２つの伝達関数Ｈｒ（ｚ）とＨｔ（ｚ）の複素乗算を経
て行なわれるコンボリューションは次の式を与える： Ｈｇ（ｚ）＝１／２＋１／４×（ｚ×Ａ1 （ｚ2 ）／Ａ2 （ｚ2 ）） ＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ）／Ａ1 （ｚ2 ）） ［１０］ したがって、特に伝達関数Ｈｇ（−ｚ＊）を形成するこ
とに関わる式［３］から形式的に式［１０］にナイキス
ト規準を適用すると次の式が与えられる： Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｇ（−ｚ＊）＝１＋０ ［１１］ 式［１１］はオールパスネットワークを有するフィルタ
の伝達関数を経て導出されるが、それはナイキストの一
般的な形態である式［３］と同じに見える。残念なが
ら、式［４］による共役複素数フィルタは不安定であ
り、オールパスネットワークを使用するこの形態で因果
関係的に実現することはできない。安定していると仮定
されている受信機フィルタＦ2 の反転により、極および
ゼロが交換され、それによって送信機フィルタＦ1 の極
が単位円の外側の複素数周波数領域に移動される。しか
しながら、これは送信機フィルタの数学的に正確なＩＩ
Ｒ構成にのみ適用される。しかしながら、ＦＩＲ近似に
よって、要求されるフィルタ回路量だけによって制限さ
れる正確さで必要条件を満たす送信機フィルタを容易に
設計することができる。上述されたこのフィルタの設計
は、式［２］および［３］による受信機フィルタＦ2 の
鏡像の遅延されたインパルス応答ｈｒ´（−ｔ）＝ｈｔ
（ｔ）に基づいている。
【００１８】図５は、オールパスネットワークを使用し
た受信機フィルタＦ2 の減衰特性を例示している。周波
数ｆは、シンボル周波数ｆsymbに正規化されている。阻
止帯域において、減衰ａはほぼ−70ｄＢである。共役複
素数受信機フィルタ式（［８ｂ］参照）は、同じ減衰特
性を理論的に有していなければならない。しかしながら
上述されたようにオールパス構成は実現できないため、
図３の周波数応答ｈｔ（ｔ）によって、鏡像の周波数応
答ｈｒ（ｔ）ができるだけ近似されるＦＩＲフィルタ構
造が送信機フィルタＦ1 に対して使用される。理論的に
は負の時間範囲に無限に広がるインパルス応答は、イン
パルス応答の開始時を限定する時間ウインドウによって
置換されなければならない。クリップされたインパルス
応答がわずかな影響しか示さない場合、これは完全に正
当化される。
た受信機フィルタＦ2 の減衰特性を例示している。周波
数ｆは、シンボル周波数ｆsymbに正規化されている。阻
止帯域において、減衰ａはほぼ−70ｄＢである。共役複
素数受信機フィルタ式（［８ｂ］参照）は、同じ減衰特
性を理論的に有していなければならない。しかしながら
上述されたようにオールパス構成は実現できないため、
図３の周波数応答ｈｔ（ｔ）によって、鏡像の周波数応
答ｈｒ（ｔ）ができるだけ近似されるＦＩＲフィルタ構
造が送信機フィルタＦ1 に対して使用される。理論的に
は負の時間範囲に無限に広がるインパルス応答は、イン
パルス応答の開始時を限定する時間ウインドウによって
置換されなければならない。クリップされたインパルス
応答がわずかな影響しか示さない場合、これは完全に正
当化される。
【００１９】必要ならば、時間ウインドウおよび関連し
たＦＩＲフィルタ構造は、抑制された影響が無視できる
程度になるまで、さらに拡大されなければならない。算
定すると、本発明によりこれまで使用されてきたＦＩＲ
フィルタＦ1 において要求される回路の量は10乃至20％
増加するだけでよい。しかしながら受信機端部では、匹
敵するフィルタ回路のここで要求される量が例えば10分
の１に減少されるため、劇的な軽減が実現される。
たＦＩＲフィルタ構造は、抑制された影響が無視できる
程度になるまで、さらに拡大されなければならない。算
定すると、本発明によりこれまで使用されてきたＦＩＲ
フィルタＦ1 において要求される回路の量は10乃至20％
増加するだけでよい。しかしながら受信機端部では、匹
敵するフィルタ回路のここで要求される量が例えば10分
の１に減少されるため、劇的な軽減が実現される。
【００２０】近似を表すＦＩＲフィルタが信号伝送特性
に与える影響は、本質的に阻止帯域のみで現れ、それは
図６において仮定された実施形態において−55ｄＢであ
り、その値は所望の減衰特性に対して十分である。
に与える影響は、本質的に阻止帯域のみで現れ、それは
図６において仮定された実施形態において−55ｄＢであ
り、その値は所望の減衰特性に対して十分である。
【００２１】図７は、受信機における同位相または直角
位相の２進データ流ｓｒのアイ・ダイアグラムをＱＰＳ
Ｋ変調に対して概略的に示す。信号値ｓｒ＝＋１および
ｓｒ＝−１を通過する曲線は、シンボル転移が発生する
か否かにかかわらず受信側の２進信号ｓｒが配置される
限定曲線を表す。これらの限定曲線は値＋１および−１
で正確に交差するため、先行するシンボルのシーケンス
は任意のものであってよく、瞬間ｔ＝０において決定さ
れるシンボル状態ｓｒに対してどのような影響も与えな
い。図７のアイ・ダイアグラムは、図５および６に対応
した減衰特性を有する非対称フィルタＦ1 ，Ｆ2 の組合
せから計算によって決定される。
位相の２進データ流ｓｒのアイ・ダイアグラムをＱＰＳ
Ｋ変調に対して概略的に示す。信号値ｓｒ＝＋１および
ｓｒ＝−１を通過する曲線は、シンボル転移が発生する
か否かにかかわらず受信側の２進信号ｓｒが配置される
限定曲線を表す。これらの限定曲線は値＋１および−１
で正確に交差するため、先行するシンボルのシーケンス
は任意のものであってよく、瞬間ｔ＝０において決定さ
れるシンボル状態ｓｒに対してどのような影響も与えな
い。図７のアイ・ダイアグラムは、図５および６に対応
した減衰特性を有する非対称フィルタＦ1 ，Ｆ2 の組合
せから計算によって決定される。
【００２２】図８は、２個のオールパスネットワークＡ
1 ，Ａ2 を備えた受信機フィルタＦ2 の構造をブロツク
図で示す。この構造は、オールパスネットワークＡ1 を
備えた第１の信号路と、ｚ-1遅延素子ｖ1 とオールパス
ネットワークＡ2 との直列の組合せを備えた第２の信号
路を示す。２つの信号路の共通の入力は、デジタル入力
信号ｓｒ´を供給される。第１および第２のオールパス
ネットワークＡ1 およびＡ2 の出力は、減算器ｓｂ1 の
減数入力および被減数入力にそれぞれ接続されており、
この減算器ｓｂ1 が受信機フィルタＦ2 のデジタル出力
信号ｓｒを出力する。
1 ，Ａ2 を備えた受信機フィルタＦ2 の構造をブロツク
図で示す。この構造は、オールパスネットワークＡ1 を
備えた第１の信号路と、ｚ-1遅延素子ｖ1 とオールパス
ネットワークＡ2 との直列の組合せを備えた第２の信号
路を示す。２つの信号路の共通の入力は、デジタル入力
信号ｓｒ´を供給される。第１および第２のオールパス
ネットワークＡ1 およびＡ2 の出力は、減算器ｓｂ1 の
減数入力および被減数入力にそれぞれ接続されており、
この減算器ｓｂ1 が受信機フィルタＦ2 のデジタル出力
信号ｓｒを出力する。
【００２３】図９は、本発明に適したオールパスフィル
タＡi の機能ユニットおよび構造をブロック図で示す。
入力ｐ1 は、第１の加算器ａｄ1 の第１の入力１と、減
算器ｓｂ2 の減数入力とに接続されている。加算器ａｄ
1 の出力はｚ-2遅延素子ｖ2に結合され、この素子ｖ2
の出力は減算器ｓｂ2 の被減数入力と、第２の加算器ａ
ｄ2 の第１の入力１とに接続されている。減算器ｓｂ2
の出力には乗算器ｍの第１の入力１が接続され、この乗
算器ｍの第２の入力２はメモリ装置ｍｒから係数ａを供
給される。係数ａにより、オールパスフィルタＡ1 のフ
ィルタ特性が決定される。乗算器ｍの出力は、第１の加
算器ａｄ1 の第２の入力２および第２の加算器ａｄ2 の
第２の入力２の両方に接続され、この第２の加算器ａｄ
2 の出力端子が出力ｐ2 に接続される。このようにフィ
ルタ構造は非常に簡単であり、かつデジタル形態で容易
に構成されることができる。図９のオールパスフィルタ
構造に含まれている乗算器ｍは、１個だけであることに
留意すべきである。対照的に、受信機フィルタＦ2 用の
通常のＦＩＲ構造は、個別の加重を記憶された信号に割
当てられた複数の乗算器を含んでいる。40個のサンプリ
ング値が加重されなければならず、したがって乗算され
なければならない。この比較からオールパスフィルタを
使用した受信機の構成の利点は容易に明らかであろう。
受信機フィルタＦ2 または送信機フィルタＦ1 は、必ず
しもデジタル形態で構成される必要はなく、本発明の概
念は原則としてアナログフィルタ構造にも適用されるこ
とができる。
タＡi の機能ユニットおよび構造をブロック図で示す。
入力ｐ1 は、第１の加算器ａｄ1 の第１の入力１と、減
算器ｓｂ2 の減数入力とに接続されている。加算器ａｄ
1 の出力はｚ-2遅延素子ｖ2に結合され、この素子ｖ2
の出力は減算器ｓｂ2 の被減数入力と、第２の加算器ａ
ｄ2 の第１の入力１とに接続されている。減算器ｓｂ2
の出力には乗算器ｍの第１の入力１が接続され、この乗
算器ｍの第２の入力２はメモリ装置ｍｒから係数ａを供
給される。係数ａにより、オールパスフィルタＡ1 のフ
ィルタ特性が決定される。乗算器ｍの出力は、第１の加
算器ａｄ1 の第２の入力２および第２の加算器ａｄ2 の
第２の入力２の両方に接続され、この第２の加算器ａｄ
2 の出力端子が出力ｐ2 に接続される。このようにフィ
ルタ構造は非常に簡単であり、かつデジタル形態で容易
に構成されることができる。図９のオールパスフィルタ
構造に含まれている乗算器ｍは、１個だけであることに
留意すべきである。対照的に、受信機フィルタＦ2 用の
通常のＦＩＲ構造は、個別の加重を記憶された信号に割
当てられた複数の乗算器を含んでいる。40個のサンプリ
ング値が加重されなければならず、したがって乗算され
なければならない。この比較からオールパスフィルタを
使用した受信機の構成の利点は容易に明らかであろう。
受信機フィルタＦ2 または送信機フィルタＦ1 は、必ず
しもデジタル形態で構成される必要はなく、本発明の概
念は原則としてアナログフィルタ構造にも適用されるこ
とができる。
【図１】本発明による非対称フィルタの組合せを具備す
ることのできるデジタル伝送システムの基本的な機能装
置を示したブロック図。
ることのできるデジタル伝送システムの基本的な機能装
置を示したブロック図。
【図２】本発明による受信機フィルタの伝達関数の一例
を示したグラフ。
を示したグラフ。
【図３】本発明による関連した送信機フィルタの伝達関
数を示したグラフ。
数を示したグラフ。
【図４】送信機および受信機フィルタのコンボリュート
された伝達関数を示したグラフ。
された伝達関数を示したグラフ。
【図５】受信機フィルタおよび関連した理想的な送信機
フィルタの減衰特性を示したグラフ。
フィルタの減衰特性を示したグラフ。
【図６】実際の送信機フィルタの減衰特性を示すグラ
フ。
フ。
【図７】受信機における２進データ流の制限曲線を概略
的なアイ・ダイアグラムで示したグラフ。
的なアイ・ダイアグラムで示したグラフ。
【図８】ＩＩＲフィルタ構造の概略図。
【図９】オールパスフィルタ構造の概略図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フランツ − オット・ビッテ ドイツ連邦共和国、デー − 79312 エ ンメンディンゲン、シューベルトベーク ５ (72)発明者 ミオトラーク・テメリナック ドイツ連邦共和国、デー − 79258 ハ ルタイム、フォゲッセンシュトラーセ 24
Claims (7)
- 【請求項１】 送信機と受信機との間において２進デー
タ流を伝送するための非対称フィルタを組合わせた装置
において、 ＦＩＲ構造を有する送信機端部に設けられた第１のフィ
ルタと、 ＩＩＲ構造を有する受信機端部に設けられた第２のフィ
ルタとを具備し、 第１および第２のフィルタの組合わせによって、 ナイキスト規準：Ｈg （ｚ）＋Ｈg （−ｚ＊）＝１ お
よび 雑音整合規準： Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊） の両方を満たす共通の伝達関数：Ｈg （ｚ）＝Ｈ
t （ｚ）×Ｈr （ｚ）が生成されていることを特徴とす
る非対称フィルタを組合わせた装置。 - 【請求項２】 第２のフィルタは第１のオールパスネッ
トワークおよび第２のオールパスネットワークを含み、
第１および第２のオールパスネットワークの伝達関数Ｈ
all-pass（ｚ）が、 Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ） ＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×ｚ-m） によって定められ、また第２のフィルタの伝達関数が、 Ｈr （ｚ）＝（Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））×
１／２ によって定められることを特徴とする請求項１記載のフ
ィルタを組合わせた装置。 - 【請求項３】 第１のフィルタの伝達関数Ｈt （ｚ）
は、特に第１および第２のフィルタのインパルス応答ｈ
t （ｔ），ｈr （ｔ）に関する雑音整合規準Ｈt （ｚ）
＝Ｈr （ｚ＊）の対称条件によって第２のフィルタの伝
達関数Ｈr （ｚ）から決定され、第１のフィルタの結果
的なインパルス応答ｈt （ｔ）は、ＦＩＲ構造によって
随意の正確さで近似されることを特徴とする請求項１ま
たは２記載のフィルタを組合わせた装置。 - 【請求項４】 第２のフィルタは、入力端部で一緒に接
続され、かつ出力端部で加算器／減算器によって一緒に
接続された２つの並列信号路を有しており、減数路が第
１のオールパスネットワークを含み、被減数路がｚ-1遅
延素子と第２のオールパスネットワークの直列を組合わ
せた装置を含んでいることを特徴とする請求項２または
３記載のフィルタを組合わせた装置。 - 【請求項５】 第１および第２のオールパスネットワー
クはそれぞれ、ｚ-2遅延素子、乗算器、第１の加算器、
第２の加算器および第２の減算器を機能ユニットとして
含んでいる１次のオールパス構造Ａi （ｚ2 ）を有して
いることを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項記
載のフィルタを組合わせた装置。 - 【請求項６】 オールパス構造Ａi （ｚ2 ）における機
能ユニットは、 入力と出力との間の直列の組合せが、信号流の方向にお
いてこの入力に接続された第１の加算器と、ｚ-2遅延素
子および出力に接続された第２の加算器とを含み、 第２の減算器がその減算入力を入力端子に接続され、そ
の被減算入力をｚ-2遅延素子の出力に接続され、かつそ
の出力を乗算器の第１の入力に接続され、 乗算器の第２の入力がメモリからのフィルタ係数ａを供
給され、乗算器の出力が第１の加算器の第２の入力と第
２の加算器の第２の入力の両方に接続されて構成されて
いることを特徴とする請求項５記載のフィルタを組合わ
せた装置。 - 【請求項７】 送信機端部におけるＦＩＲ構造を有する
第１のフィルタと、受信機端部におけるＩＩＲ構造を有
する第２のフィルタとを含んでいる送信機から受信機に
２進データ流を伝送するための非対称フィルタを組合わ
せた装置を設計する方法において、 第１のステップにおいて第２のフィルタが、 Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ） ＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×ｚ-m） によって定められる伝達関数Ａi （ｚ）をそれぞれ有す
る第１のオールパスネットワークおよび第２のオールパ
スネットワークと、ｚ-1遅延素子とを使用して伝達関
数： Ｈr （ｚ）＝（Ａ1 （ｚ＊）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））／
２ にしたがって設計され、 第２のステップにおいて、第２のフィルタのインパルス
応答ｈr （ｔ）が決定され、 第３のステップにおいて、鏡像のインパルス応答ｈ´r
（−ｔ）＝ｈt （ｔ）が雑音整合規準Ｈt （ｚ）＝Ｈr
（ｚ＊）にしたがって第２のフィルタのインパルス応答
ｈr （ｔ）から形成され、このインパルス応答ｈ
r （ｔ）が前にわずかな残留振動の範囲において、特に
減衰する残留振動の範囲において時間的に制限され、 第４のステップにおいて、フィルタを組合わせた装置に
おいて第１のフィルタとして機能するＦＩＲフィルタの
係数は、鏡像の制限されたインパルス応答ｈt（ｔ）か
ら決定されることを特徴とする非対称フィルタを組合わ
せた装置を設計する方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE96103787.6 | 1996-03-11 | ||
| EP96103787A EP0795959B1 (de) | 1996-03-11 | 1996-03-11 | Asymmetrische Filterkombination für ein digitales Übertragungssystem |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1013478A true JPH1013478A (ja) | 1998-01-16 |
| JP3825122B2 JP3825122B2 (ja) | 2006-09-20 |
Family
ID=8222548
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05656497A Expired - Fee Related JP3825122B2 (ja) | 1996-03-11 | 1997-03-11 | デジタル伝送システム用の非対称フィルタの組合せ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6141386A (ja) |
| EP (1) | EP0795959B1 (ja) |
| JP (1) | JP3825122B2 (ja) |
| KR (1) | KR100452829B1 (ja) |
| CN (1) | CN1101089C (ja) |
| DE (1) | DE59609950D1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| DE60020063T2 (de) * | 2000-01-05 | 2006-01-19 | Tektronix, Inc., Wilsonville | Digitaler Phasenanalysator und Synthetisierer |
| FI113517B (fi) * | 2002-01-30 | 2004-04-30 | Tellabs Oy | Menetelmä ja laitteisto Tomlinson-Harashima-esikoodausta soveltavan digitaalisen tietoliikenneyhteyden yhteydenmuodostusvaiheen toteuttamiseksi |
| US9374260B2 (en) * | 2013-11-07 | 2016-06-21 | Futurewei Technologies, Inc. | Method and apparatus for directly detected optical transmission systems based on carrierless amplitude-phase modulation |
| CN111641400B (zh) * | 2020-05-07 | 2023-07-14 | 北京控制工程研究所 | 一种cic滤波器组的传递函数等效方法 |
| CN113193848B (zh) * | 2021-04-30 | 2022-09-30 | 广东电网有限责任公司电力科学研究院 | 改进新型基础控制器的高频噪声功率增益的在线测量方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4472785A (en) * | 1980-10-13 | 1984-09-18 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Sampling frequency converter |
| JPS5779725A (en) * | 1980-11-04 | 1982-05-19 | Victor Co Of Japan Ltd | Digital filter |
| JPS6393233A (ja) * | 1986-10-08 | 1988-04-23 | Oki Electric Ind Co Ltd | スペクトル拡散通信システム |
| JPH07192398A (ja) * | 1993-12-27 | 1995-07-28 | Sharp Corp | 再生波形等化回路 |
| EP0795982B1 (de) * | 1996-03-11 | 2005-01-12 | Micronas GmbH | Übertragunssystem mit Quadraturmodulation |
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- 1996-03-11 EP EP96103787A patent/EP0795959B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-03-11 DE DE59609950T patent/DE59609950D1/de not_active Expired - Lifetime
-
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- 1997-03-10 KR KR1019970007871A patent/KR100452829B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-03-11 CN CN97103466A patent/CN1101089C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1997-03-11 US US08/814,555 patent/US6141386A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-03-11 JP JP05656497A patent/JP3825122B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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| CN1101089C (zh) | 2003-02-05 |
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| KR970068145A (ko) | 1997-10-13 |
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| EP0795959B1 (de) | 2002-12-04 |
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