JPH0993816A - 混成形無効電力補償装置 - Google Patents
混成形無効電力補償装置Info
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- JPH0993816A JPH0993816A JP7252663A JP25266395A JPH0993816A JP H0993816 A JPH0993816 A JP H0993816A JP 7252663 A JP7252663 A JP 7252663A JP 25266395 A JP25266395 A JP 25266395A JP H0993816 A JPH0993816 A JP H0993816A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、交流電源系統に重畳する不要高調波
の除去と基本波の無効電力を補償することによって、交
流電源系統に接続される電力機器負荷の力率改善を図る
とともに高調波障害からこれを保護することを目的とし
たものである。 【構成】交流電源系統の負荷電流を検出して作動する制
御部の出力信号で開閉する半導体スイッチを有する直列
形ＬＣフイルタ群と、上記交流電源系統の負荷と直列形
ＬＣフイルタ群の合成電流とを検出して作動する第２の
制御部で駆動するＰＷＭインバータとで構成した混成形
無効電力補償装置。
の除去と基本波の無効電力を補償することによって、交
流電源系統に接続される電力機器負荷の力率改善を図る
とともに高調波障害からこれを保護することを目的とし
たものである。 【構成】交流電源系統の負荷電流を検出して作動する制
御部の出力信号で開閉する半導体スイッチを有する直列
形ＬＣフイルタ群と、上記交流電源系統の負荷と直列形
ＬＣフイルタ群の合成電流とを検出して作動する第２の
制御部で駆動するＰＷＭインバータとで構成した混成形
無効電力補償装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源系統に重畳す
る不要高調波の除去と回路の無効電力の補償を目的とす
る装置に関するものである。
る不要高調波の除去と回路の無効電力の補償を目的とす
る装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】上記目的には従来からアクティブフイル
タが用いられている。アクティブフイルタは内蔵のイン
バータにより任意波形の基本波や高調波電流を発生させ
て逆位相の電流を電源系統に注入するもので、商用周波
数の電源系統に重畳する高調波の消去と、基本波の無効
電力を補償し、かつ電圧降下の改善にも効果を発揮する
ことから、負荷電流が間欠的に変動する高調波発生負荷
に対して良好な結果が得られる。このため、最近特に問
題化している電源系統の高調波障害対策に対して上記ア
クティブフイルタが有利であるとされてきた。
タが用いられている。アクティブフイルタは内蔵のイン
バータにより任意波形の基本波や高調波電流を発生させ
て逆位相の電流を電源系統に注入するもので、商用周波
数の電源系統に重畳する高調波の消去と、基本波の無効
電力を補償し、かつ電圧降下の改善にも効果を発揮する
ことから、負荷電流が間欠的に変動する高調波発生負荷
に対して良好な結果が得られる。このため、最近特に問
題化している電源系統の高調波障害対策に対して上記ア
クティブフイルタが有利であるとされてきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記アクティブフイル
タは、高調波補償機能と基本波の無効電力補償機能（電
圧降下の抑止）の両方を有しているが、補償すべき機能
に対する容量の総和のインバータを備えねばならず、装
置の総合容量（主として内蔵インバータの）が大容量に
なり設備費が非常に高価になることと、しかもインバー
タの消費電力が大きく運転コストが高くつく欠点を有し
ていた。
タは、高調波補償機能と基本波の無効電力補償機能（電
圧降下の抑止）の両方を有しているが、補償すべき機能
に対する容量の総和のインバータを備えねばならず、装
置の総合容量（主として内蔵インバータの）が大容量に
なり設備費が非常に高価になることと、しかもインバー
タの消費電力が大きく運転コストが高くつく欠点を有し
ていた。
【０００４】また、負荷が高次の高調波を発生する主な
原因は、サイリスタなどの半導体スイッチの位相制御時
に生じる電流転流時の電圧陥没（降下）による電圧波形
振動によって高次の高調波を発生するもので、その上限
は第５０調波（電源周波数が６０Ｈｚの場合３ｋＨｚ）
にも達することがある。そして上記アクティブフイルタ
は、内蔵インバータのスイッチング周波数の上限が低
く、従来のアクティブフイルタで補償し得る高調波の上
限はせいぜい第２５調波（５０Ｈｚで１２５０Ｈｚ、６
０Ｈｚでは１５００Ｈｚ）までであり、電源系統に重畳
する高次高調波領域までこれを除去することは困難であ
った。
原因は、サイリスタなどの半導体スイッチの位相制御時
に生じる電流転流時の電圧陥没（降下）による電圧波形
振動によって高次の高調波を発生するもので、その上限
は第５０調波（電源周波数が６０Ｈｚの場合３ｋＨｚ）
にも達することがある。そして上記アクティブフイルタ
は、内蔵インバータのスイッチング周波数の上限が低
く、従来のアクティブフイルタで補償し得る高調波の上
限はせいぜい第２５調波（５０Ｈｚで１２５０Ｈｚ、６
０Ｈｚでは１５００Ｈｚ）までであり、電源系統に重畳
する高次高調波領域までこれを除去することは困難であ
った。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の混成形無効電力
補償装置は、上記した従来のアクティブフイルタの持つ
欠点を除去するもので、サイリスタなどの半導体スイッ
チの位相制御等で負荷電流が間欠的に変動し、基本波の
無効電力を発生させたり、広帯域かつ高次の高調波を電
源系統に流出させるような負荷が接続された交流電源系
統の基本波の無効電力と、高次に及ぶ高調波を補償する
ものである。
補償装置は、上記した従来のアクティブフイルタの持つ
欠点を除去するもので、サイリスタなどの半導体スイッ
チの位相制御等で負荷電流が間欠的に変動し、基本波の
無効電力を発生させたり、広帯域かつ高次の高調波を電
源系統に流出させるような負荷が接続された交流電源系
統の基本波の無効電力と、高次に及ぶ高調波を補償する
ものである。
【０００６】即ち、負荷電流が間欠的に変動する負荷Ｚ
を有する交流電源系統ｅの負荷電流を第１の変流器ＣＴ
１で検出し、該変流器の出力信号で作動する第１制御部
ＣＸと、該制御部の出力信号で開閉する上記第１変流器
の電源側に負荷と並列接続した半導体スイッチＳＲと、
これに直列接続したリアクトルＬ１、Ｌ２、・・・・Ｌ
ｎとコンデンサＣ１、Ｃ２、・・・・Ｃｎの直列回路か
らなる直列形ＬＣフイルタ群ＲＺとで構成してなる手段
と、
を有する交流電源系統ｅの負荷電流を第１の変流器ＣＴ
１で検出し、該変流器の出力信号で作動する第１制御部
ＣＸと、該制御部の出力信号で開閉する上記第１変流器
の電源側に負荷と並列接続した半導体スイッチＳＲと、
これに直列接続したリアクトルＬ１、Ｌ２、・・・・Ｌ
ｎとコンデンサＣ１、Ｃ２、・・・・Ｃｎの直列回路か
らなる直列形ＬＣフイルタ群ＲＺとで構成してなる手段
と、
【０００７】上記電源系統に接続した負荷Ｚと直列形Ｌ
Ｃフイルタ群ＲＺの合成電流を第２の変流器ＣＴ２で検
出し、該出力信号で作動する第２の制御部ＣＹにより駆
動するＰＷＭインバータＩＶを、上記電源系統の入力端
に並列接続してなる手段とで構成したことを特徴とする
混成形無効電力補償装置である。
Ｃフイルタ群ＲＺの合成電流を第２の変流器ＣＴ２で検
出し、該出力信号で作動する第２の制御部ＣＹにより駆
動するＰＷＭインバータＩＶを、上記電源系統の入力端
に並列接続してなる手段とで構成したことを特徴とする
混成形無効電力補償装置である。
【０００８】
【作用】第１変流器ＣＴ１で検出する高調波発生負荷Ｚ
の無効電流／又は無効電力の値が、第１制御部ＣＸで設
定した値を超えたとき、該第１制御部の投入信号で半導
体スイッチＳＲがゲートオンして直列形ＬＣフイルタ群
ＲＺが投入され、該ＬＣフイルタ群のコンデンサＣ１、
Ｃ２、・・・・Ｃｎの容量に相当する基本波無効電力
と、該ＬＣフイルタ群で予め設定した共振周波数の高調
波とを補償するとともに、上記直列形ＬＣフイルタ群の
リアクトルＬ１、Ｌ２、・・・・ＬｎとコンデンサＣ
１、Ｃ２、・・・・Ｃｎの各値を低インピーダンス（大
容量低インダクタンス）に設定することによって上記高
調波の共振周波数より高域に存在する高調波を補償する
ことができる。
の無効電流／又は無効電力の値が、第１制御部ＣＸで設
定した値を超えたとき、該第１制御部の投入信号で半導
体スイッチＳＲがゲートオンして直列形ＬＣフイルタ群
ＲＺが投入され、該ＬＣフイルタ群のコンデンサＣ１、
Ｃ２、・・・・Ｃｎの容量に相当する基本波無効電力
と、該ＬＣフイルタ群で予め設定した共振周波数の高調
波とを補償するとともに、上記直列形ＬＣフイルタ群の
リアクトルＬ１、Ｌ２、・・・・ＬｎとコンデンサＣ
１、Ｃ２、・・・・Ｃｎの各値を低インピーダンス（大
容量低インダクタンス）に設定することによって上記高
調波の共振周波数より高域に存在する高調波を補償する
ことができる。
【０００９】次にＰＷＭインバータＩＶは、上記直列形
ＬＣフイルタ群が投入されるまでの間基本波無効電力を
供給し、ＰＷＭインバータ単独で交流電源系統の基本波
無効電力を補償し、上記直列形ＬＣフイルタ群投入後
は、負荷Ｚの無効電力から直列形ＬＣフイルタ群の無効
電力補償分を差し引きした分の基本波無効電力をＰＷＭ
インバータから供給し、上記交流電源系統の基本波無効
電力を適正値に保ち電圧降下を補償することができる。
ＬＣフイルタ群が投入されるまでの間基本波無効電力を
供給し、ＰＷＭインバータ単独で交流電源系統の基本波
無効電力を補償し、上記直列形ＬＣフイルタ群投入後
は、負荷Ｚの無効電力から直列形ＬＣフイルタ群の無効
電力補償分を差し引きした分の基本波無効電力をＰＷＭ
インバータから供給し、上記交流電源系統の基本波無効
電力を適正値に保ち電圧降下を補償することができる。
【００１０】
【実施例１】図１は、本発明の混成形無効電力補償装置
の１実施例を示す回路構成図で、図１により以下詳細を
説明する。上記図１の回路構成は、負荷電流が間欠的に
変動する負荷Ｚが接続されている交流電源系統ｅの負荷
電流を第１の変流器ＣＴ１で検出し、該変流器の出力信
号で作動する第１制御部ＣＸと、該制御部の出力信号で
開閉する上記第１変流器の電源側に負荷と並列接続した
半導体スイッチＳＲと、これに直列接続したリアクトル
Ｌ１、Ｌ２、・・・・ＬｎとコンデンサＣ１、Ｃ２、・
・・・Ｃｎの直列回路からなる直列形ＬＣフイルタ群Ｒ
Ｚとで構成した回路と、上記電源系統に接続した負荷Ｚ
と直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの合成電流を第２の変流器
ＣＴ２で検出し、該出力信号で作動する第２の制御部Ｃ
Ｙにより駆動するＰＷＭインバータＩＶとを、上記電源
系統の入力端に並列接続して構成したものである。
の１実施例を示す回路構成図で、図１により以下詳細を
説明する。上記図１の回路構成は、負荷電流が間欠的に
変動する負荷Ｚが接続されている交流電源系統ｅの負荷
電流を第１の変流器ＣＴ１で検出し、該変流器の出力信
号で作動する第１制御部ＣＸと、該制御部の出力信号で
開閉する上記第１変流器の電源側に負荷と並列接続した
半導体スイッチＳＲと、これに直列接続したリアクトル
Ｌ１、Ｌ２、・・・・ＬｎとコンデンサＣ１、Ｃ２、・
・・・Ｃｎの直列回路からなる直列形ＬＣフイルタ群Ｒ
Ｚとで構成した回路と、上記電源系統に接続した負荷Ｚ
と直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの合成電流を第２の変流器
ＣＴ２で検出し、該出力信号で作動する第２の制御部Ｃ
Ｙにより駆動するＰＷＭインバータＩＶとを、上記電源
系統の入力端に並列接続して構成したものである。
【００１１】上記装置の動作例を図３によって説明す
る。図３に示すＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの各動作は、図１の
回路上に示す各位置Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの各点の無効電
力の時間変化を示したもので横軸に時間、縦軸に基本波
無効電力を表している。上記各時間軸に対する上側は遅
れ無効電力、下側は進み無効電力である。
る。図３に示すＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの各動作は、図１の
回路上に示す各位置Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの各点の無効電
力の時間変化を示したもので横軸に時間、縦軸に基本波
無効電力を表している。上記各時間軸に対する上側は遅
れ無効電力、下側は進み無効電力である。
【００１２】上記各点の動作を順次説明すると、図３−
Ａは、図１のＡ点の負荷変動を示し、負荷Ｚは時間t0よ
り立ち上がり、図１Ｃ点の電流を第２変流器ＣＴ２で検
出し第２制御部ＣＹに入力し、該制御部の出力信号でＰ
ＷＭインバータが起動し、負荷Ｚの遅れ無効電力に比例
した進み無効電力を図１Ｄ点で供給する。
Ａは、図１のＡ点の負荷変動を示し、負荷Ｚは時間t0よ
り立ち上がり、図１Ｃ点の電流を第２変流器ＣＴ２で検
出し第２制御部ＣＹに入力し、該制御部の出力信号でＰ
ＷＭインバータが起動し、負荷Ｚの遅れ無効電力に比例
した進み無効電力を図１Ｄ点で供給する。
【００１３】この時、負荷Ｚの遅れ無効電力が図３−Ａ
に示す時間ｔ1の点ｑ1で図１のＡ点の電流を第１変流器
ＣＴ１で検知し第１制御部ＣＸに入力し、該制御部の出
力信号で半導体スイッチＳＲがゲートオンして直列形Ｌ
Ｃフイルタ群ＲＺが投入され、図３−Ｂに示すように進
み無効電力−２ｑ1を図１Ｂ点で供給する。
に示す時間ｔ1の点ｑ1で図１のＡ点の電流を第１変流器
ＣＴ１で検知し第１制御部ＣＸに入力し、該制御部の出
力信号で半導体スイッチＳＲがゲートオンして直列形Ｌ
Ｃフイルタ群ＲＺが投入され、図３−Ｂに示すように進
み無効電力−２ｑ1を図１Ｂ点で供給する。
【００１４】上記の結果、図１Ｃ点の進み無効電力は直
列形ＬＣフイルタ群ＲＺの投入によって図３−Ｃに示す
ように −ｑ1分進み位相となるが、第２変流器ＣＴ２の
検出電流信号を第２制御部ＣＹに入力し、該制御部の出
力信号でＰＷＭインバータＩＶの出力位相を図３−Ｄの
ように遅れ無効電力ｑ1となるようにし、交流電源系統
の合成無効電力Ｅ点の値を図３−Ｅに示すように零に制
御できる。
列形ＬＣフイルタ群ＲＺの投入によって図３−Ｃに示す
ように −ｑ1分進み位相となるが、第２変流器ＣＴ２の
検出電流信号を第２制御部ＣＹに入力し、該制御部の出
力信号でＰＷＭインバータＩＶの出力位相を図３−Ｄの
ように遅れ無効電力ｑ1となるようにし、交流電源系統
の合成無効電力Ｅ点の値を図３−Ｅに示すように零に制
御できる。
【００１５】上記の動作は、時刻ｔ２で負荷の無効電力
が２ｑ1となり、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの無効電力
と同一となるためＰＷＭインバータＩＶの出力は零とな
る。さらに、時刻ｔ3〜ｔ4で負荷は最大の４ｑ1となる
ため、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの−２ｑ1とＰＷＭイ
ンバータの−２ｑ1の合成進み無効電力は−４ｑ1となっ
て遅れ無効電力を補償する。
が２ｑ1となり、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの無効電力
と同一となるためＰＷＭインバータＩＶの出力は零とな
る。さらに、時刻ｔ3〜ｔ4で負荷は最大の４ｑ1となる
ため、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの−２ｑ1とＰＷＭイ
ンバータの−２ｑ1の合成進み無効電力は−４ｑ1となっ
て遅れ無効電力を補償する。
【００１６】なお、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺのＬＣ直
列素子（ＬＣ直列共振素子）の並列分路数は、負荷の高
調波発生次数に応じて１分路〜複数分路を適宜選択すれ
ばよい。また、上記したフイルタ群の採用によって、従
来のアクティブフイルタでは補償しきれなかった高次の
高調波にも容易に対応することができる。
列素子（ＬＣ直列共振素子）の並列分路数は、負荷の高
調波発生次数に応じて１分路〜複数分路を適宜選択すれ
ばよい。また、上記したフイルタ群の採用によって、従
来のアクティブフイルタでは補償しきれなかった高次の
高調波にも容易に対応することができる。
【００１７】
【実施例２】図４は、本発明の混成形無効電力補償装置
の他の実施例を示す回路構成図である。図４は、第１変
流器ＣＴ１を負荷Ｚの入力端でなく、直列形ＬＣフイル
タ群ＲＺを開閉する半導体スイッチＳＲの入力端に設
け、電源系統の入力端の電流を第三変流器ＣＴ３で検出
し、上記２者の信号を第１制御部ＣＸに入力して該２者
信号の差で半導体スイッチＳＲを開閉するようにしたも
のである。
の他の実施例を示す回路構成図である。図４は、第１変
流器ＣＴ１を負荷Ｚの入力端でなく、直列形ＬＣフイル
タ群ＲＺを開閉する半導体スイッチＳＲの入力端に設
け、電源系統の入力端の電流を第三変流器ＣＴ３で検出
し、上記２者の信号を第１制御部ＣＸに入力して該２者
信号の差で半導体スイッチＳＲを開閉するようにしたも
のである。
【００１８】上記手段によれば、第３変流器ＣＴ３で交
流電源の入力端電流を検出し、第１変流器ＣＴ１で直列
形ＬＣフイルタ群ＲＺの無効電流を検出してこの両者の
差、即ち負荷電流が検出できるので結果的に実施例１と
同様の作用・効果が得られる。
流電源の入力端電流を検出し、第１変流器ＣＴ１で直列
形ＬＣフイルタ群ＲＺの無効電流を検出してこの両者の
差、即ち負荷電流が検出できるので結果的に実施例１と
同様の作用・効果が得られる。
【００１９】上記の第３変流器ＣＴ３は第２変流器ＣＴ
２を兼用することもでき、その場合第１変流器との出力
信号の差を検出する手段として、第１制御部との間に差
動トランスを設けて回路構成したり、直接第１制御部で
差の信号を得る手段などが実施できる。
２を兼用することもでき、その場合第１変流器との出力
信号の差を検出する手段として、第１制御部との間に差
動トランスを設けて回路構成したり、直接第１制御部で
差の信号を得る手段などが実施できる。
【００２０】
【実施例３】図５は、本発明の混成形無効電力補償装置
の他の実施例を示す回路構成図で、上記本発明の実施例
１、実施例２の混成形無効電力補償装置の直列形ＬＣフ
イルタ群ＲＺを構成するリアクトルＬ１、Ｌ２、・・・
・ＬｎとコンデンサＣ１、Ｃ２、・・・・Ｃｎの直列回
路のリアクトルＬｎに抵抗Ｒを並列接続し、該抵抗によ
って直列形ＬＣフイルタのＱを低減したものである。
の他の実施例を示す回路構成図で、上記本発明の実施例
１、実施例２の混成形無効電力補償装置の直列形ＬＣフ
イルタ群ＲＺを構成するリアクトルＬ１、Ｌ２、・・・
・ＬｎとコンデンサＣ１、Ｃ２、・・・・Ｃｎの直列回
路のリアクトルＬｎに抵抗Ｒを並列接続し、該抵抗によ
って直列形ＬＣフイルタのＱを低減したものである。
【００２１】上記手段によれば、フイルタ回路のインピ
ーダンスが低減し高次高調波を減衰させる作用・効果が
得られ、従来のアクティブフイルタでは補償し切れなか
った、例えば半導体スイッチの位相制御による転流時に
生じるノイズ（ラジオノイズ、制御機器の誤動作の原因
となるノイズなど）等の除去に効果を発揮することがで
きる。
ーダンスが低減し高次高調波を減衰させる作用・効果が
得られ、従来のアクティブフイルタでは補償し切れなか
った、例えば半導体スイッチの位相制御による転流時に
生じるノイズ（ラジオノイズ、制御機器の誤動作の原因
となるノイズなど）等の除去に効果を発揮することがで
きる。
【００２２】
【発明の効果】本願発明の直列形ＬＣフイルタ群とＰＷ
Ｍインバータとからなる混成形無効電力補償装置は、上
記した従来のアクティブフイルタによる無効電力補償装
置と比較して次のような効果を得ることができる。
Ｍインバータとからなる混成形無効電力補償装置は、上
記した従来のアクティブフイルタによる無効電力補償装
置と比較して次のような効果を得ることができる。
【００２３】装置容量の大幅な低減と小型化 一例を示せば負荷容量が５００ｋＶＡ、力率０.７ 、負
荷の無効電力容量３５０ｋｖａｒ、高調波含有率３５％
で高調波容量が１７５ｋＶＡの場合について比較する
と、従来のアクティブフイルタの場合の容量は、基本波
無効電力と高調波電力を補償するインバータ容量を必要
とし、下記算式に示すように合計３９１ｋＶＡとなり、
これに適当な設備容量はインバータ容量４００ｋＶＡの
アクティブフイルタを必要とする。
荷の無効電力容量３５０ｋｖａｒ、高調波含有率３５％
で高調波容量が１７５ｋＶＡの場合について比較する
と、従来のアクティブフイルタの場合の容量は、基本波
無効電力と高調波電力を補償するインバータ容量を必要
とし、下記算式に示すように合計３９１ｋＶＡとなり、
これに適当な設備容量はインバータ容量４００ｋＶＡの
アクティブフイルタを必要とする。
【００２４】
【数１】
【００２５】これに対して本発明の混成形無効電力補償
装置によれば、高調波電力と基本波無効電力の両方を直
列形ＬＣフイルタ群によって補償することができ、直列
形ＬＣフイルタ群で補償し切れない分の基本波無効電力
のみをＰＷＭインバータで補償すればよい。つまり、高
調波に対するＰＷＭインバータは不要となる。そこで、
直列形ＬＣフイルタ群の基本容量を予め２００ｋＶＡに
設定すると、上記したように補償すべき合計容量は４０
０ｋＶＡであるから、本発明の装置を構成するＰＷＭイ
ンバータの容量は、
装置によれば、高調波電力と基本波無効電力の両方を直
列形ＬＣフイルタ群によって補償することができ、直列
形ＬＣフイルタ群で補償し切れない分の基本波無効電力
のみをＰＷＭインバータで補償すればよい。つまり、高
調波に対するＰＷＭインバータは不要となる。そこで、
直列形ＬＣフイルタ群の基本容量を予め２００ｋＶＡに
設定すると、上記したように補償すべき合計容量は４０
０ｋＶＡであるから、本発明の装置を構成するＰＷＭイ
ンバータの容量は、
【００２６】
【数２】
【００２７】となり、上記従来のアクティブフイルタの
インバータに相当する本願のＰＷＭインバータの容量は
２００ｋＶＡでよく、従来のアクティブフイルタの２分
の１と大幅にその設備容量の低減と小型化がはかれる。
インバータに相当する本願のＰＷＭインバータの容量は
２００ｋＶＡでよく、従来のアクティブフイルタの２分
の１と大幅にその設備容量の低減と小型化がはかれる。
【００２８】設備コストの大幅低減 発明者らの試作例によれば、本発明の混成形無効電力補
償装置のＰＷＭインバータのコストは直列形ＬＣフイル
タ群のコストの約４倍であり、合計容量４００ｋＶＡの
装置を比較試算すると、本発明の混成形無効電力補償装
置を仮に１０００とするとアクティブフイルタの場合１
６００となる。逆算すれば本願の装置は従来のアクティ
ブフイルタの６２.５ ％のコストですみ大幅な設備投資
の低減化がはかれる。
償装置のＰＷＭインバータのコストは直列形ＬＣフイル
タ群のコストの約４倍であり、合計容量４００ｋＶＡの
装置を比較試算すると、本発明の混成形無効電力補償装
置を仮に１０００とするとアクティブフイルタの場合１
６００となる。逆算すれば本願の装置は従来のアクティ
ブフイルタの６２.５ ％のコストですみ大幅な設備投資
の低減化がはかれる。
【００２９】運転コストの低減 また、運転コストを試算すると、ＰＷＭインバータの電
力損失は約５％で、直列形ＬＣフイルタ群の同損失が約
０.５％である。４００ｋＶＡの設備容量に対する合計
損失は、本発明の混成形無効電力補償装置が１１ｋＷに
対してアクティブフイルタでは約２倍の２０ｋＷとなり
運転コストも概ね半減できる。
力損失は約５％で、直列形ＬＣフイルタ群の同損失が約
０.５％である。４００ｋＶＡの設備容量に対する合計
損失は、本発明の混成形無効電力補償装置が１１ｋＷに
対してアクティブフイルタでは約２倍の２０ｋＷとなり
運転コストも概ね半減できる。
【００３０】高次高調波の補償 従来のアクティブフイルタで可能な高調波の上限補償
は、上記したようにインバータのスイッチング周波数の
上限制限から、補償し得る高調波の上限はせいぜい第２
５調波（５０Ｈｚで１２５０Ｈｚ、６０Ｈｚでは１５０
０Ｈｚ）までであり、電源系統に重畳する高次高調波領
域までこれを補償することは困難である。これに対し
て、本発明の混成形無効電力補償装置では、直列形ＬＣ
フイルタ群のインピーダンスを低インピーダンス（大容
量のコンデンサ）に設定することによって、上記アクテ
ィブフイルタで補償しきれなかった第５０調波にも及ぶ
高次高調波、例えば半導体スイッチの位相制御による転
流時に生じるノイズ（ラジオノイズ、制御機器の誤動作
の原因となるノイズなど）等も効果的に除去することが
できる。
は、上記したようにインバータのスイッチング周波数の
上限制限から、補償し得る高調波の上限はせいぜい第２
５調波（５０Ｈｚで１２５０Ｈｚ、６０Ｈｚでは１５０
０Ｈｚ）までであり、電源系統に重畳する高次高調波領
域までこれを補償することは困難である。これに対し
て、本発明の混成形無効電力補償装置では、直列形ＬＣ
フイルタ群のインピーダンスを低インピーダンス（大容
量のコンデンサ）に設定することによって、上記アクテ
ィブフイルタで補償しきれなかった第５０調波にも及ぶ
高次高調波、例えば半導体スイッチの位相制御による転
流時に生じるノイズ（ラジオノイズ、制御機器の誤動作
の原因となるノイズなど）等も効果的に除去することが
できる。
【００３１】電圧降下の補償 本発明の混成形無効電力補償装置は、該装置に搭載した
ＰＷＭインバータによって基本波無効電力を供給し、交
流電源系統の基本波無効電力を適正値に保つことによっ
て電圧降下を補償し電源系統の電圧の安定化を図ること
ができる。
ＰＷＭインバータによって基本波無効電力を供給し、交
流電源系統の基本波無効電力を適正値に保つことによっ
て電圧降下を補償し電源系統の電圧の安定化を図ること
ができる。
【００３２】本願発明は、従来のアクティブフイルタと
比べて上記のような多くの優位点を有し、工業的、実用
的に極めて価値大なるものがある。
比べて上記のような多くの優位点を有し、工業的、実用
的に極めて価値大なるものがある。
【図１】図１は、本発明の混成形無効電力補償装置の１
実施例を示す回路構成図である。
実施例を示す回路構成図である。
【図２】図２は、従来のアクティブフイルタの１回路構
成図である。
成図である。
【図３】図３は、本発明の実施例１に記載した混成形無
効電力補償装置の動作順序の説明図である。
効電力補償装置の動作順序の説明図である。
【図４】図４は、本発明の混成形無効電力補償装置の他
の実施例である実施例２の回路構成図である。
の実施例である実施例２の回路構成図である。
【図５】図５は、本発明の混成形無効電力補償装置の他
の実施例である実施例３の回路構成図である。
の実施例である実施例３の回路構成図である。
ｅ：交流電源系統 Ｚ：負荷 ＳＲ：半導体スイッチ ＲＺ：直列形ＬＣフイルタ群 Ｌ１、Ｌ２、・・・・Ｌｎ：リアクトル Ｃ１、Ｃ２、・・・・Ｃｎ：コンデンサ ＩＶ：ＰＷＭインバータ ＣＴ：変流器 ＣＴ１：第１変流器 ＣＴ２：第２変流器 ＣＴ３：第３変流器 ＣＸ：第１制御部 ＣＹ：第２制御部 ＣＺ：制御部 Ｒ：抵抗 Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ：回路上の点（位置）
【手続補正書】
【提出日】平成７年１１月１３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１４】上記の結果、図１Ｃ点の進み無効電力は直
列形ＬＣフイルタ群ＲＺの投入によって図３−Ｃに示す
ように−ｑ1分進み無効電力となるが、第２変流器ＣＴ
２の検出電流信号を第２制御部ＣＹに入力し、該制御部
の出力信号でＰＷＭインバータＩＶの出力位相を図３−
Ｄのように遅れ無効電力ｑ1となるようにし、交流電源
系統の合成無効電力Ｅ点の値を図３−Ｅに示すように零
に制御できる。 ─────────────────────────────────────────────────────
列形ＬＣフイルタ群ＲＺの投入によって図３−Ｃに示す
ように−ｑ1分進み無効電力となるが、第２変流器ＣＴ
２の検出電流信号を第２制御部ＣＹに入力し、該制御部
の出力信号でＰＷＭインバータＩＶの出力位相を図３−
Ｄのように遅れ無効電力ｑ1となるようにし、交流電源
系統の合成無効電力Ｅ点の値を図３−Ｅに示すように零
に制御できる。 ─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成７年１１月１３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１５】上記の動作は、時刻ｔ２で負荷の無効電力
が２ｑ1となり、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの無効電力
と同一となるためＰＷＭインバータＩＶの出力は零とな
る。さらに、時刻ｔ4〜Ｔ5で負荷は最大の４ｑ1となる
ため、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの−２ｑ1とＰＷＭイ
ンバータの−２ｑ1の合成進み無効電力は−４ｑ1となっ
て遅れ無効電力を補償する。 ─────────────────────────────────────────────────────
が２ｑ1となり、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの無効電力
と同一となるためＰＷＭインバータＩＶの出力は零とな
る。さらに、時刻ｔ4〜Ｔ5で負荷は最大の４ｑ1となる
ため、直列形ＬＣフイルタ群ＲＺの−２ｑ1とＰＷＭイ
ンバータの−２ｑ1の合成進み無効電力は−４ｑ1となっ
て遅れ無効電力を補償する。 ─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成７年１１月１３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図３】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 立花 敏文 京都府京都市中京区御池通烏丸東入一筋目 仲保利町191番地の４ 上原ビル３階 ニ チコン株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 負荷電流が間欠的に変動する負荷（Ｚ）
を有する交流電源系統（ｅ）の負荷電流を第１の変流器
（ＣＴ１）で検出し、該変流器の出力信号で作動する第
１制御部（ＣＸ）と、該制御部の出力信号で開閉する上
記第１変流器の電源側に負荷と並列接続した半導体スイ
ッチ（ＳＲ）と、これに直列接続したリアクトル（Ｌ
１、Ｌ２、・・・・Ｌｎ）とコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２、
・・・・Ｃｎ）の直列回路からなる直列形ＬＣフイルタ
群（ＲＺ）とで構成してなる手段と、 上記電源系統に接続した負荷（Ｚ）と直列形ＬＣフイル
タ群（ＲＺ）の合成電流を第２の変流器（ＣＴ２）で検
出し、該出力信号で作動する第２の制御部（ＣＹ）によ
り駆動するＰＷＭインバータ（ＩＶ）を、上記電源系統
の入力端に並列接続してなる手段とで構成したことを特
徴とする混成形無効電力補償装置。 - 【請求項２】 第１変流器（ＣＴ１）を直列形ＬＣフイ
ルタ群（ＲＺ）を開閉する半導体スイッチ（ＳＲ）の入
力端に設け、電源系統の入力端の電流を第三変流器（Ｃ
Ｔ３）を設けるか第二変流器（ＣＴ２）で検出し、該２
者信号を第１制御部（ＣＸ）に入力し、該２者信号の差
で半導体スイッチ（ＳＲ）を開閉するようにしたことを
特徴とする請求項１記載の混成形無効電力補償装置。 - 【請求項３】 直列形ＬＣフイルタ群（ＲＺ）を構成す
るリアクトル（Ｌ１、Ｌ２、・・・・Ｌｎ）とコンデン
サ（Ｃ１、Ｃ２、・・・・Ｃｎ）の直列回路のリアクト
ル（Ｌｎ）に抵抗（Ｒ）を並列接続したことを特徴とす
る請求項１、請求項２記載の混成形無効電力補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7252663A JPH0993816A (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 混成形無効電力補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7252663A JPH0993816A (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 混成形無効電力補償装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993816A true JPH0993816A (ja) | 1997-04-04 |
Family
ID=17240502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7252663A Pending JPH0993816A (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 混成形無効電力補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0993816A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100427364B1 (ko) * | 2002-03-06 | 2004-04-14 | 현대자동차주식회사 | 전기 차량의 배터리 시스템용 전류 측정시스템 |
| JP2016213985A (ja) * | 2015-05-11 | 2016-12-15 | 日立Ｇｅニュークリア・エナジー株式会社 | 発電プラントの所内電源システム |
| KR101893292B1 (ko) * | 2017-03-29 | 2018-08-30 | 전력품질기술주식회사 | 도시철도용 사이리스터 전원공급장치를 위한 고조파 필터 설계방법 |
-
1995
- 1995-09-29 JP JP7252663A patent/JPH0993816A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100427364B1 (ko) * | 2002-03-06 | 2004-04-14 | 현대자동차주식회사 | 전기 차량의 배터리 시스템용 전류 측정시스템 |
| JP2016213985A (ja) * | 2015-05-11 | 2016-12-15 | 日立Ｇｅニュークリア・エナジー株式会社 | 発電プラントの所内電源システム |
| KR101893292B1 (ko) * | 2017-03-29 | 2018-08-30 | 전력품질기술주식회사 | 도시철도용 사이리스터 전원공급장치를 위한 고조파 필터 설계방법 |
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