JPH0993217A

JPH0993217A - スペクトル拡散通信方法及び通信装置

Info

Publication number: JPH0993217A
Application number: JP7242108A
Authority: JP
Inventors: Hirotake Ishii; 裕丈石井; Nobukazu Doi; 信数土居; Takashi Yano; 隆矢野
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-09-20
Filing date: 1995-09-20
Publication date: 1997-04-04

Abstract

(57)【要約】【目的】送受信間で局部発振器に周波数ずれがあっても
低速の情報信号を符号誤りの劣化を招くことなく伝送す
ることができる改良されたスペクトラム拡散通信方法及
び通信装置を提供すること【構成】情報信号のシンボルレートＲbのｍ倍（ｍは２
以上の整数）で情報信号を予めサンプリングして、レー
トがＲb×ｍのサブシンボル信号に変換し、続いて、同
信号を差動符号化することによって符号化サブシンボル
信号に変換し、その後同符号化信号をサブシンボルレー
トのｎ倍(ｎは正の整数）のチップレートの拡散符号で
拡散する手段を送信側装置に備えるとともに、受信信号
を同拡散符号で逆拡散することによって符号化サブシン
ボル信号に変換し、同符号化信号を遅延検波することに
よってサブシンボル信号に復号化し、続いて、同信号を
ｍサブシンボル期間に亘って累積し、累積した信号の値
から送信情報を識別する手段を受信側装置に備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散通信シ
ステムに関し、特に移動無線や無線ＬＡＮ等に適用して
好適なスペクトル拡散通信方法及び通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散通信システムは、情報信
号に拡散符号を乗算することにより、当該信号を広い周
波数帯域に拡散させて通信を行なうシステムである。同
システムは、フェージングの影響を受け難い、秘匿性に
優れている、周波数利用効率の高い多元接続を可能にす
るなどの特徴を持ち、移動無線や無線ＬＡＮ等を中心に
実用化が進められている。

【０００３】従来のスペクトル拡散通信システムについ
ては、例えば１９８８年５月科学技術出版社発行の横山
光雄著「スペクトル拡散通信システム」第６頁〜第１７
頁及び第１４５頁〜第１５３頁に記載がある。その一代
表例を図１０に示す。同代表例は、送信側において拡散
前に差動符号化を行ない、受信側において逆拡散後に遅
延検波を行なうものである。

【０００４】図１０の上半分に送信側の送信回路を示
す。送信する情報信号（データ）Ａ_iは、まず、遅延器
５２を備えた差動符号化回路５１で符号化される。遅延
器５２の遅延時間は、信号Ａ_iのビット間隔の時間であ
る。符号化された信号は、乗算回路５３に供給され、拡
散符号発生器５４から供給される拡散符号Ｐ_Nで乗算さ
れることによりスペクトル拡散される。拡散符号Ｐ
_Nは、"１"，"−１"の生起確率がほぼランダムなチップ
の列で構成される。チップは、一般的なディジタル信号
の場合のビットに相当する。拡散符号Ｐ_Nのレート(以下
「チップレート」という）は、拡散対象の情報信号Ａ_i
のレート（以下「シンボルレート」という）のｋ倍
(ｋ：拡散比)である。拡散された信号は、ミキサ５５に
より変調を受けて所定の無線チャネルの信号になる。同
信号は、アンテナ５７から送信される。局部発振器５６
は、ミキサ５５に搬送波を供給する。

【０００５】図１０の下半分に受信側の受信回路を示
す。アンテナ５８で受信した信号は、ミキサ５９により
復調され、ベースバンド信号になる。局部発振器６０
は、ミキサ５９に搬送波を供給する。ベースバンド信号
は、逆拡散用乗算回路６１に供給され、拡散符号発生器
６２から供給される拡散符号Ｐ_Nで乗算される。乗算さ
れた信号は、アキュムレータ６３によりｋチップの区間
に亘って累積されることによりシンボルレートの符号化
信号に変換される。同信号は、遅延器６６（遅延量は遅
延器５２と同一）を持つ遅延検波器６５により復号化さ
れる。復号化され信号は、コンパレータ６８から情報信
号Ａ_oとして出力される。このような受信の処理は、受
信ベースバンド信号の有する拡散符号と受信回路の拡散
符号との相関を取るもので、両符号が一致すると相関が
得られたとして、情報信号が出力される。

【０００６】上述した従来システムにおいて、送信側の
局部発振器５６の搬送波と受信側の局部発振器６０の搬
送波の間で周波数ずれがある場合、情報信号が低速にな
るほど符号誤りが増大する問題点があった。

【０００７】周波数ずれΔｆ［Hz］は、搬送波の基準周
波数をｆc［MHz］、局部発振器５６の周波数精度をｘ₁
［ppm］、局部発振器６０の周波数精度をｘ₂［ppm］と
したときに、式（１）で表わされる。

【０００８】

【数１】 Δｆ＝（ｘ₁＋ｘ₂）ｆc［Hz］・・・・・・・・・・・・・・・（１）例えば、基準周波数が３００MHz、発振器５６，６０が
共に精度１０ppmである場合、送受信間で６kHzの周波数
ずれが生じる。このような周波数ずれがあると、ミキサ
５９出力のベースバンド信号は、ずれの６kHzの正弦波
が乗算された状態になる。その結果、１／Δｆの周期で
ベースバンド信号の極性が反転する。極性が反転する
と、拡散符号との相関が正しく得られなくなり、データ
誤りが発生する。情報信号の周期が１／Δｆの周期より
長くなると、情報信号の１周期の処理において極性の反
転が一層多く含まれることになり、符号誤りが増大す
る。

【０００９】例えば、情報信号のシンボルレートをＲb
［bps］とし、丁度Δｆ＝Ｒbの周波数ずれが生じた場合
を説明する。ずれの影響を図１１に振幅を縦軸、時間を
横軸に取って示した。Δｆ＝Ｒbであるので、逆拡散用
乗算回路６１の入力信号は、１／Ｒb［s］の期間の中央
で符号が反転する（図１１Ａ）。従って、乗算回路６１
の出力信号は、図１１Ｂに示すように１／２Ｒb［s］期
間後に符号の極性が反転する。その結果、図１１Ｃに示
すように、累積が行なわれるｋチップの区間、即ち１シ
ンボル期間で相関値が零となって検波出力が表われず、
符号誤りが生じる。これは低速データ伝送に特有の問題
点である。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、前記
問題点を解決し、送受信間で局部発振器に周波数ずれが
あっても低速の情報信号を符号誤りの劣化を招くことな
く伝送することができる改良されたスペクトラム拡散通
信方法及び通信装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】前記図１１は、周波数ず
れΔｆと情報信号のシンボルレートＲbが等しい場合を
示したものであるが、シンボルレートを変えて周波数ず
れΔｆよりも高くすると、図１１Ｃで示した識別点が左
方向に移り、相関が得られるようになる。本発明者は、
スペクトル拡散方式の特性について深く洞察した結果、
情報信号を予めシンボルレートＲbよりも高いレートで
サンプリングし、サンプリングした信号を拡散し、これ
を逆拡散することによって、シンボルレートを高くした
のと同じように識別点を左方向に移すことができ、相関
を取ることが可能になることを見い出した。

【００１２】本発明は、このような洞察結果に基づくも
ので、前記課題を解決するために、送信側において情報
信号のシンボルレートＲbのｍ倍（ｍは２以上の整数）
で情報信号を予めサンプリングして、レートがＲb×ｍ
のサブシンボル信号に変換する。続いて、同サブシンボ
ル信号を差動符号化することによって符号化サブシンボ
ル信号に変換し、同符号化サブシンボル信号をサブシン
ボルレートのｎ倍（ｎは正の整数）のチップレートの拡
散符号で拡散する。一方、受信側では、受信信号を同拡
散符号で逆拡散することによって符号化サブシンボル信
号に変換し、同符号化サブシンボル信号を遅延検波して
サブシンボル信号に復号化する。続いて同サブシンボル
信号をｍサブシンボル期間に亘って累積し、累積した信
号の値から送信情報を識別する。

【００１３】サンプリング後のサブシンボル信号のレー
トが情報信号のｍ倍になることによって、検波において
相関の識別点を与える期間が１／ｍに短縮され、伝送す
る情報信号のビットレートの下限を従来よりも下げるこ
とが可能となる。

【００１４】後述するシミュレーションによる調査の結
果、ｍの値は、ｍＲbがΔｆの概略８倍となるように選
ぶとよいことが判明した。例えば、Δｆ［Hz］が１８kH
zとなる場合、Ｒb［bps］＝９．６kbpsの伝送を可能な
らしめるために、ｍ＝１６が選ばれる。

【００１５】なお、前記符号化サブシンボル信号の隣接
するの符号化サブシンボルに対して異なるチップパター
ンの拡散符号を適用することが望ましい。また、前記符
号化サブシンボル信号の各符号化サブシンボルに適用す
る拡散符号がシンボル周期の整数倍の周期を有する拡散
符号列の一部であることが望ましい。

【００１６】

【実施例】以下、図面に示した実施例を参照して本発明
に係るスペクトル拡散通信システム及び通信装置を更に
詳細に説明する。図１において上半分に送信回路を示
す。同回路において、Ａ_iはデータやディジタル化され
たアナログ信号（例えば音声信号）などの情報信号、２
はサンプリング回路、５は差動符号化回路、６は、遅延
時間が情報信号Ａ_iのシンボル間隔の時間の１／ｍの遅
延器、９は拡散を行なう乗算回路、１０は拡散符号発生
器、１３はミキサ、１４は、ミキサ１３に搬送波を供給
する局部発振器、１７はアンテナを示す。

【００１７】図１の下半分に受信回路を示した。同回路
において、１８はアンテナ、２４，２５はミキサ、２０
は、ミキサ２４，２５に搬送波を供給する局部発振器、
２１はπ／２移相器、２７，２８はＡ／Ｄ変換器、３
１，３２は、逆拡散を行なう乗算回路、３０は拡散符号
発生器、３５，３６は、ｎチップを累積するアキュムレ
ータ、３７，３８は遅延検波回路、４０は、遅延器６と
同じ遅延時間を持つ遅延器、４４は加算器、４６はｍサ
ブシンボルを累積するアキュムレータ、４８はコンパレ
ータ、Ａ_oは受信回路出力の情報信号を示す。

【００１８】本実施例において、ｍ＝８，ｎ＝１６を設
定した。この設定条件に基づく送信回路の動作を図２の
波形図を併用して説明する。Ｒb［bps］のシンボルレー
トを持つ"１"，"−１"の情報信号Ａ_iは、サンプリング
回路２により、８Ｒb［bps］のレートのサブシンボル信
号Ｄとなる。サンプリング回路２にレートがＲb［bps］
の８倍のクロック信号Ｃ_Cを与えた。サブシンボル信号
Ｄの波形を図２Ａに示した。信号Ｄは、遅延時間が１／
８Ｒb［s］の遅延器６を備えた差動符号化回路５により
符号化され、符号化サブシンボル信号Ｂとなる。信号Ｂ
の波形を図２Ｂに示す。信号Ｂは、乗算回路９におい
て、拡散符号発生器１０から出力される拡散符号Ｐ_Nで
乗算されることによりスペクトル拡散され、スペクトル
拡散信号Ｓとなる。

【００１９】前記設定条件により、拡散符号Ｐ_Nのチッ
プレートをサブシンボルレート８Ｒbの１６倍の１２８
Ｒb［bps］とした。また、拡散符号Ｐ_Nの符号列の周期
をシンボル周期と一致させた。なお、周期は、これに限
らずシンボル周期の整数倍とすることが可能である。以
上の設定により、隣接する符号化サブシンボルに対して
異なるチップパターンの拡散符号が適用されるととも
に、各符号化サブシンボルに適用する拡散符号は、シン
ボル周期の符号列の一部になる。

【００２０】チップレートが１２８Ｒb［bps］の拡散符
号Ｐ_Nの波形を図２Ｃに示した。拡散信号Ｓは、ミキサ
１３により搬送波Ｃ_Tで変調され、所定の無線チャネル
の信号Ｗ_Tとなる。同信号はアンテナ１７から送信され
る。なお、拡散信号Ｓの振幅を＋１，−１の正負両極性
としたので、信号Ｗ_Tは、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shif
t Keying）変調を受けた信号となる。ミキサ１３と局部
発振器１４で変調回路が構成される。

【００２１】次に、図３の波形図を併用して、受信回路
の動作を説明する。図１の下半分において、アンテナ１
８からの受信信号Ｗ_Rは、ミキサ２４，２５により搬送
波Ｃ_Rとそのπ／２だけ位相がずれた搬送波で復調さ
れ、ベースバンドの同相成分信号Ｉ（In-phase）と直交
成分信号Ｑ（Quadrature）の二信号になる。ミキサ２
４，２５、局部発振器２０及びπ／２移相器２１で直交
復調回路が構成される。

【００２２】このように、互いに直交した信号Ｉ，Ｑを
得るようにしたのは、送信側の搬送波Ｃ_Tと受信側の搬
送波Ｃ_Rの間に周波数誤差があってもＢＰＳＫ変調を受
けている受信信号の復調を可能にするためである。信号
Ｓの極性反転に伴ってπの位相差がある受信信号は、周
波数誤差によって送受信間にどのような位相差が発生し
ても、直交座標上で相互にπだけずれた二信号として取
り出すことができる。同二信号の遅延検波後の信号を加
算してサブシンボル信号を得ることができる。

【００２３】以下に、まず信号Ｑの処理について述べ
る。信号Ｑは、復調を経て波形がなまり信号レベルが低
いものであるので、１ビットのＡ／Ｄ変換器２７を通っ
てディジタル信号（図３Ａ）に変換される。同信号は、
乗算回路３１において、拡散符号発生器２７から出力さ
れた拡散符号Ｐ_Nで乗算さることにより逆拡散され、チ
ップレートの信号Ｂ_Qとなる。この拡散符号Ｐ_Nは、送信
回路の拡散符号Ｐ_Nと同一である。

【００２４】信号Ｂ_Qは、アキュムレータ３５により１
６チップごとに累積され、符号化サブシンボル信号
Ｂ_Q’（図３Ｂ）になる。なお、前記乗算回路３１とア
キュムレータ３５とで逆拡散回路が構成される。信号Ｂ
_Q’は、遅延検波回路３７を経て符号化前のサブシンボ
ル信号Ｄ_Q（図３Ｃ）になる。図３Ｃでは累積結果の１
６で正規化して示した。

【００２５】次に、信号Ｉについては、信号Ｑと同様の
処理を受けて符号化前のサブシンボル信号Ｄ_Iになる。
信号Ｄ_Q，Ｄ_Iは、互いに加算器４４で加算されてサブシ
ンボル信号Ｄ_Oとなる。信号Ｄ_Oは、アキュムレータ４２
により、ｍサブシンボルに亘って累算され、アキュムレ
ータ４６から１シンボル毎に総和した信号Ａ_O’（図３
Ｄ）が出力される。ｍ＝８であるので、図３Ｄでは、８
サブシンボルが累積される様子を示した。信号Ａ_O’
は、コンパレータ４４により正負の極性で図３Ｅに示
す"１"，"−１"の情報信号Ａ_Oとなる。情報信号Ａ_Oは、
送信されたシンボルレートＲbの情報信号Ａ_iが復元され
たものである。アキュムレータ４２とコンパレータ４４
により、サブシンボル信号Ｄ_Oをシンボル信号（情報信
号Ａ_O）に変換する変換回路が構成される。

【００２６】次に、上記送信回路を用いて送信し、上記
受信回路で受信するときに局部発振器１４と局部発振器
２０の搬送波間に周波数ずれがある場合でも正しく復調
できることを図４を用いて説明する。周波数ずれ量は、
従来技術で復調できなかったΔｆ＝１／Ｒb［Hz］とす
る。

【００２７】周波数ずれがあると、図４Ａに示すように
乗算回路３１，３２の入力信号に周波数Δｆの正弦波が
乗算されるので、１／２Δｆ［s］期間後に受信波形が
反転する。そのためアキュムレータ３５の出力の信号Ｂ
_Q’は、図４Ｂの波形となる。この信号Ｂ_Q’が遅延検波
された場合、検波後の信号Ｄ_Qには、図４Ｃのように誤
りが１箇所発生する。しかし、信号Ｄ_Qは、アキュムレ
ータ４６で累積されて図４Ｄのようになり、コンパレー
タ４８出力においては、図４Ｅに示すように、誤りの影
響が除かれ、正しい情報号Ａ_Oが得られる。

【００２８】なお、一般的にｍ，ｎの値は、周波数ずれ
に対応して設定される必要がある。ｍ，ｎと周波数ずれ
との関係を明らかにするため、ｍ，ｎをパラメータとし
て、周波数ずれΔｆの符号誤りへの影響をシミュレーシ
ョンにより調べた。結果を図５に示す。

【００２９】同シミュレーションにおいて、情報信号の
シンボルレートを９．６kbps、搬送波の標準周波数を３
００MHzとし、周波数ずれ量を局部発振器１４，２０の
相互間で０，６０，１２０ppmとした。また、拡散符号
のチップレートを１．２２８８Mcpsで一定とした。周波
数ずれΔｆ［Hz］は、０，１８，３６kHzの３種類とな
る。なお、ｍ，ｎの組み合わせは、実施例の説明で採用
した（ｍ＝８，ｎ＝１６）のほかに（ｍ＝４，ｎ＝３
２）、（ｍ＝１６，ｎ＝８）、（ｍ＝３２，ｎ＝４）、
（ｍ＝１２８，ｎ＝１）と従来技術の（ｍ＝１，ｎ＝１
２８）とした。

【００３０】図５ＡにΔｆ＝０の場合を示した。周波数
ずれがないためｎの値の大きさに比例して符号誤り率が
良くなっている。図５Ｂに周波数ずれΔｆ［Hz］＝１８
kHzの場合を示した。（ｍ＝１，ｎ＝１２８）ではほぼ
符号誤り率が１／２となり、復調することができない。
また、ｍ＝４の場合は、Ｓ／Ｎが良くなるほど符号誤り
率が１に近づく傾向がある。（ｍ＝１２８，ｎ＝１）、
（ｍ＝３２，ｎ＝４）及び（ｍ＝１６，ｎ＝８）に関し
ては、周波数ずれによる大きな影響はみられない。図５
ＣにΔｆ［Hz］＝３６kHzの場合を示した。（ｍ＝１，
ｎ＝１２８）、（ｍ＝４，ｎ＝３２）では符号誤り率は
１／２、ｍ＝８で符号誤り率は１となっている。３６kH
zの周波数ずれが符号誤りに大きく影響を及ぼさない組
み合わせは、（ｍ＝１２８，ｎ＝１）、（ｍ＝３２，ｎ
＝４）のみとなっている。

【００３１】上記シミュレーションの結果から、サンプ
リング後のレートｍＲbを周波数ずれΔｆの概ね８倍以
上に設定することにより周波数ずれの影響を防ぐことが
可能であることが判明した。

【００３２】上記シミュレーションでは、ｍ及びｎの値
として実用上扱い易い２の冪乗を取り扱ったが、他の整
数を採用しても差し支えない。

【００３３】なお、上記実施例において、無線周波数帯
域の信号を出力するための変調にＢＰＳＫ変調を採用し
たが、それに限らず、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Pha
se Shift Keying）変調など他の変調方式を採用するこ
とができる。

【００３４】以上の本実施例の送信回路及び受信回路の
両者を備えた通信装置、又は一方に送信回路を他方に受
信回路を備えた一対の通信装置を用いてスペクトル拡散
通信システムを構成することができる。

【００３５】図６に基地局に複数の端末局が通信を行な
う第１のスペクトル拡散通信システムを示す。同図に
は、複雑化を避けるために端末局１つを示している。図
６において、７１は、図１に示した送信回路、７２は、
同じく図１に示した受信回路、７３は基地局通信装置、
７４は端末局通信装置を示す。

【００３６】次に、基地局通信装置７３には、無線周波
数の受信信号から復調のための搬送波を生成する同期引
込の発振器を採用することが可能である。このような発
振器は一般に構成が複雑でコスト高であるが、基地局に
は採用が許容される場合がある。その場合には、送信側
の搬送波周波数に受信側の搬送波が追従することによっ
て送受信間で周波数ずれが回避されるので、従来の送受
信回路の使用が可能となる。通信装置７３，７４にその
ような従来の送受信回路を併用した第２のスペクトル拡
散通信システムを図７に示す。同図において、８１は、
図１０に示した従来の送信回路、８２は、同じく図１０
に示した従来の受信回路を示す。なお、中継器及びを用
いて、無線ＬＡＮ（構内情報通信網）を構成することが
可能である。その場合のシステム構成は、図６，７にお
いて、基地局を中継器とし、端末局を端末機としたもの
となる。

【００３７】図８に複数の端末機の相互間で通信を行な
う第３のスペクトル拡散通信システムを示す。図８にお
いて、９１は端末機通信装置を示す。

【００３８】図９に送信端末機から受信端末機へ片方向
の通信を形成する第４のスペクトル拡散通信システムを
示す。図９において、９２は送信端末機通信装置、９３
は受信端末機通信装置を示す。

【００３９】以上のスペクトル拡散通信システムにおい
て、良好な誤り率特性を維持した低速の情報信号の伝送
を実現することができる。

【００４０】

【発明の効果】本発明によれば、送受信間で局部発振器
に周波数ずれがあっても、符号誤り率の劣化を回避して
低速の情報信号を伝送することが可能になる。装置コス
トに占める割合が高い局部発振器に低精度の実用的な水
晶発振器を用いることができるので、大幅なシステムコ
ストダウンの効果が得られる。本発明は、とくに低価格
な低速データ伝送用スペクトル拡散通信装置に適用して
好適である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスペクトル拡散通信方法及び装置
の実施例を説明するための構成図。

【図２】図１における送信回路の各部の信号を説明する
ための信号波形図。

【図３】図１における受信回路の各部の信号を説明する
ための信号波形図。

【図４】図１における受信回路の各部の信号へ及ぼす周
波数ずれの影響を説明するための信号波形図。

【図５】周波数ずれとＳ／Ｎ比に対する誤り率特性の関
係のシミュレーション結果を説明するための曲線図。

【図６】本発明のスペクトル拡散通信方法を採用した通
信システムの第１の例を説明するための構成図。

【図７】本発明のスペクトル拡散通信方法を採用した通
信システムの第２の例を説明するための構成図。

【図８】本発明のスペクトル拡散通信方法を採用した通
信システムの第３の例を説明するための構成図。

【図９】本発明のスペクトル拡散通信方法を採用した通
信システムの第４の例を説明するための構成図。

【図１０】従来のスペクトル拡散通信システムを説明す
るための回路構成図。

【図１１】周波数ずれの逆拡散への影響を説明するため
の図。

【符号の説明】

２…サンプリング回路５，５１…差動符号化回路９，３１，３２，５３，６１…乗算回路１０，３０，５４，６２…拡散符号発生器１３，２４，２５，５５，５９…ミキサ１４，２０，５６，６０…局部発振器１７，１８，５７，５８…アンテナ３５，３６，４６，６３…アキュムレータ３７，３８，６５…遅延検波回路４８…コンパレータ７１，８１…送信回路７２，８２…受信回路７３，７４，９１〜９３…通信装置Ａ…情報信号Ｐ_N…拡散符号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信において、送信信号を送信情報のシン
ボルレートＲbのｍ倍(ｍは２以上の整数）のサンプリン
グ周波数でサンプリングし、当該サンプリングによって
得られたレートＲb×ｍのサブシンボル信号列を差動符
号化した後、各符号化サブシンボル信号をサブシンボル
レートのｎ倍（ｎは正の整数）のチップレートを持つ所
定の拡散符号でスペクトル拡散し、当該スペクトル拡散
された信号を所定の無線チャネルで送出し、受信において、前記無線チャネルからの受信信号を所定
の拡散符号で逆拡散することによって符号化サブシンボ
ル信号に変換し、当該符号化サブシンボル信号列を遅延
検波することによって得られたサブシンボル信号列をｍ
サブシンボル期間ずつ累積し、各累積信号の値から送信
情報の各シンボルを識別することを特徴とするスペクト
ル拡散通信方法。
【請求項２】前記受信信号を符号化サブシンボル信号に
変換する逆拡散は、前記受信信号を所定の拡散符号で乗
算し、乗算出力をｎチップ期間毎に累積することである
ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散通信
方法。
【請求項３】請求項１又は請求項２に記載のスペクトル
拡散通信方法において、隣接する符号化サブシンボルに
対して異なるチップパターンの拡散符号を適用すること
を特徴とするスペクトル拡散通信方法。
【請求項４】請求項１又は請求項２に記載のスペクトル
拡散通信方法において、各符号化サブシンボルに適用す
る拡散符号がシンボル周期の整数倍の周期を有する拡散
符号列の一部であることを特徴とするスペクトル拡散通
信方法。
【請求項５】送信信号を送信情報のシンボルレートＲb
のｍ倍(ｍは２以上の整数）のサンプリング周波数でサ
ンプリングして得られたレートＲb×ｍのサブシンボル
信号を差動符号化するための手段と、各符号化サブシン
ボル信号をサブシンボルレートのｎ倍（ｎは正の整数）
のチップレートを持つ所定の拡散符号でスペクトル拡散
し、当該スペクトル拡散された信号を所定の無線チャネ
ルで送出する手段とを備えた送信側装置と、前記無線チャネルからの受信信号を所定の拡散符号で逆
拡散することによって符号化サブシンボル信号に変換す
るための手段と、変換後の当該符号化サブシンボル信号
を遅延検波して得られたサブシンボル信号をｍサブシン
ボル期間ずつ累積し、各累積信号の値から送信情報の各
シンボルを識別する手段とを備えた受信側装置とからな
ることを特徴とするスペクトル拡散通信システム。
【請求項６】前記受信信号を符号化サブシンボル信号に
変換するための手段は、受信信号を所定の拡散符号で乗
算し、乗算出力をｎチップ期間毎に累積することによっ
て符号化サブシンボル信号に変換するための手段である
ことを特徴とする請求項５にスペクトル拡散通信システ
ム。
【請求項７】送信情報信号の各シンボル期間をｍ個（ｍ
は２以上の整数）のサブシンボル期間に分割し、各サブ
シンボル期間のサブシンボル信号を差動符号化するため
の手段と、差動符号化後の各符号化サブシンボル信号を
ｎチップ（ｎは正の整数）の所定パターンの拡散符号に
よってスペクトル拡散し、当該スペクトル拡散された信
号を所定の無線チャネルで送出する手段とを備えた送信
側装置と、前記無線チャネルからの受信信号をｎチップの所定パタ
ーンの拡散符号で逆拡散することによって前記サブシン
ボル期間毎の符号化サブシンボル信号列に変換するため
の手段と、当該符号化サブシンボル信号列を遅延検波し
て得られたサブシンボル信号列を累積し、ｍサブシンボ
ル期間毎の累積信号の値から送信情報信号の各シンボル
を再生する手段とを備えた受信側装置とからなることを
特徴とするスペクトル拡散通信システム。
【請求項８】基地局と少なくとも一つの移動局とからな
り、当該基地局と移動局の内の一方が、送信情報信号の各シ
ンボル期間をｍ個（ｍは２以上の整数）のサブシンボル
期間に分割し、各サブシンボル期間のサブシンボル信号
を差動符号化した後、差動符号化後の各符号化サブシン
ボル信号をｎチップ（ｎは正の整数）の所定パターンの
拡散符号によってスペクトル拡散し、当該スペクトル拡
散された信号を所定の無線チャネルで送出する手段を備
えた送信側装置を有し、他方の局が、前記無線チャネルからの受信信号をｎチッ
プの所定パターンの拡散符号で逆拡散することによって
前記サブシンボル期間毎の符号化サブシンボル信号列に
変換し、当該符号化サブシンボル信号列を遅延検波して
得られたサブシンボル信号列を累積し、ｍサブシンボル
毎の累積信号の値から送信情報信号の各シンボルを再生
する手段を備えた受信側装置を有することを特徴とする
スペクトル拡散通信システム。
【請求項９】ディジタル送信信号の各ビットと対応する
１シンボル区間をｍサブシンボル区間（ｍは２以上の整
数）に分割し、各サブシンボル区間の符号化サブシンボ
ル信号毎にｎチップの（ｎは正の整数）の拡散符号によ
るスペクトル拡散を施す手段を備えた送信側装置と、当該送信側装置から受信したスペクトル拡散信号をｎチ
ップの拡散符号によるスペクトル逆拡散して符号化サブ
シンボル信号に変換し、ｍ個の符号化サブシンボル信号
からディジタル信号の各シンボルを再生する手段を備え
た受信側装置とからなることを特徴とするスペクトル拡
散通信システム。
【請求項１０】請求項５〜請求項９のいずれか一に記載
のスペクトル拡散通信システムにおいて、隣接する符号
化サブシンボルに対して異なるチップパターンの拡散符
号を適用することを特徴とするスペクトル拡散通信シス
テム。
【請求項１１】請求項５〜請求項９のいずれか一に記載
のスペクトル拡散通信システムにおいて、各符号化サブ
シンボルに適用するための拡散符号がシンボル周期の整
数倍の周期を有する拡散符号列の一部であることを特徴
とするスペクトル拡散通信システム。
【請求項１２】送信情報信号をシンボルレートのｍ倍
（ｍは２以上の整数）のサンプリング周波数でサンプリ
ングすることによってサブシンボル信号を出力するため
のサンプリング回路と、当該サンプリング回路から出力されたサブシンボル信号
を符号化サブシンボル信号に変換するための符号化回路
と、当該符号化回路から出力された各符号化サブシンボル信
号をｎチップ（ｎは正の整数）の拡散信号によってスペ
クトル拡散された信号に変換するための乗算回路と、当該乗算回路からの出力信号を所定の無線チャネルで送
信するための変調回路とを備えたことを特徴とする通信
装置。
【請求項１３】特定の無線チャネルからスペクトル拡散
された信号を受信するための復調回路と、当該復調回路の出力信号をｎチップ（ｎは正の整数）の
拡散信号で逆拡散することによってｎチップ期間毎の符
号化サブシンボル信号に変換するための逆拡散回路と、当該逆拡散回路から出力された符号化サブシンボル信号
を符号化前のサブシンボル信号に変換するための復号化
回路と、当該復号化回路から出力されたサブシンボル信号をｍサ
ブシンボル期間（ｍは２以上の整数）累積し、累積値に
応じた値を持つシンボル信号に変換するための変換回路
とを備えたことを特徴とする請求項１２に記載の通信装
置。
【請求項１４】前記復調回路が、互いに直交する二つの
出力信号Ｉ，Ｑを生成し、前記逆拡散回路と復号化回路が、前記信号列Ｉ，Ｑに対
応して２系列が設けられ、前記変換回路が、上記２系列の遅延検波回路から出力さ
れるサブシンボル信号の加算結果を入力とすることを特
徴とする請求項１３に記載の通信装置。
【請求項１５】特定の無線チャネルからスペクトル拡散
された信号を受信するための復調回路と、当該復調回路の出力信号をｎチップ（ｎは正の整数）の
拡散信号で逆拡散することによってｎチップ期間毎の符
号化サブシンボル信号に変換するための逆拡散回路と、当該逆拡散回路から出力された符号化サブシンボル信号
を符号化前のサブシンボル信号に変換するための復号化
回路と、当該復号化回路から出力されたサブシンボル信号をｍサ
ブシンボル期間（ｍは２以上の整数）累積し、累積値に
応じた値を持つシンボル信号に変換するための変換回路
とを備えたことを特徴とする請求項１２に記載の通信装
置。
【請求項１６】請求項１２〜請求項１５のいずれか一に
記載の通信装置において、隣接する符号化サブシンボル
に対して異なるチップパターンの拡散符号を適用するこ
とを特徴とする通信装置。
【請求項１７】請求項１２〜請求項１５のいずれか一に
記載の通信装置において、各符号化サブシンボルに適用
する拡散符号がシンボル周期の整数倍の周期を有する拡
散符号列の一部であることを特徴とする通信装置。