JPH09501291A

JPH09501291A - 音声伝送における音声スクランブリングおよびアンスクランブリングのためのプロセスおよび装置

Info

Publication number: JPH09501291A
Application number: JP7515354A
Authority: JP
Inventors: ブシング，ボルフラム; シュレンカー，エルハルト; シュパーリンガー，ギュンター
Original assignee: リテフ・ゲゼルシャフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフツング
Priority date: 1993-11-19
Filing date: 1994-11-09
Publication date: 1997-02-04
Also published as: KR960706244A; DE59406692D1; ATE169787T1; US5778073A; RU2118059C1; PL314289A1; WO1995015627A1; HUT74262A; PL174895B1; SG54159A1; AU8141394A; DE4339464C2; EP0729678A1; TW252241B; HU9601333D0; FI962106A0; FI962106A; EP0729678B1; CZ143896A3; DE4339464A1

Abstract

(57)【要約】この発明に関するプロセスは、デジタル化された実音声信号が、複素の、好ましくはヒルベルトフィルタ処理を用いて、サンプリングレートにマッチングする複素フィルタの帯域幅を有する、サンプリング低減を受ける複素信号に変換される。こうして発生した複素信号は、乱数発生器により発生されるコード信号を用いて位相変調され、同様に確率論的に位相変調されたパイロット信号と加法的に組合されて、転送可能なスクランブリングされた有効信号を形成する。この有効信号は、受信機側同期および有効信号の等化のために用いられるプリアンブルとともにシーケンシャルに伝送される。受信機側で、再び、プリアンブル認識段階中における複素フィルタ処理および対応のサンプリング低減の後、受信機側で発生される位相変調されたパイロット信号のためのクロック同期を生じさせるために、デジタル化された受信信号が作られ、受信機側等化器（５１）のために等化係数が計算され、そこで、有効信号復元段階の段階が初期設定される。スクランブリングされた、伝送された有効信号は、同期される、受信機側で発生されたパイロット信号と組合されることによって、その送信側で重ねられた位相変調パイロット信号から分離され、次いで、結果として生じた、位相が変調された、スクランブリングされたデジタル音声信号は、受信機側で発生されかつプリアンブルによってクロック制御されるコード信号を用いてミキシングを解くことによって復元される。

Description

【発明の詳細な説明】音声伝送における音声スクランブリングおよびアンスクランブリングのためのプロセスおよび装置この発明は、音声伝送における、ならびに、一方で音声信号をデジタル化し、伝送信号を所定の伝送チャネルにマッチングさせ、および／または、他方で受信信号をデジタル化し、その条件付けられた受信信号を音声再生装置にマッチングさせるためのフロントエンドユニットを備える音声伝送のための装置における、音声暗号化および解読のための方法および装置に関する。キーワードのようにまとめた、音声暗号化および解読のための先行技術に関連する以下の公知の方法を参照する。１．音声信号のデジタル化、デジタル値のエンコード、およびＭＯＤＥＭを用いてのデジタルデータとしての伝送。２．音声信号のシーケンスの記憶、このシーケンスの、複数のより小さい時間区間への分割、これらのサブシーケンスの、元のシーケンス以外のシーケンスでの伝送。３．伝送されるスペクトル帯域の、より小さいサブ帯域への分割、スペクトルサブ帯域を相互交換することによって生ずる信号の送信。４．周波数帯域反転、つまり、固定または可変分割装置を用いての、伝送される可聴周波数スペクトルの高周波数と低周波数との相互交換（鏡像周波数法）。５．方法２ないし４の組合せ。これらの公知の方法は以下の根本的な不利な点を有する：Ｒｅ１．）概して、暗号化されない音声に関し、デジタルデータの伝送のために、同じチャネルが用いられなければならない。これらのチャネルは制限された帯域幅しか有さないため、データ整理法が必要である。受信端でのこれらの（整理された）データの再構成後に、人の通話を信頼性をもって識別するのは可能ではない。Ｒｅ２．）生理学上の理由から、サブ区間の数および時間持続期間は、厳密な範囲内においてのみ変動し得る。これは、伝送信号をデコードするのを容易にすることに繋がる。相互交換されるサブ区間間の遷移は一般には受信端においては正しい位相では再構成され得ず、暗号化されない信号と比較して信号品質の低下が聞かれ得る。根本的に、この方法では通話と信号伝送との間に認知可能な遅延が存在し、これは、あるタイプの伝送チャネルにおいては、人の通話の、妨害をもたらすエコー効果に繋がる。Ｒｅ３．）生理学上の理由から、スペクトルサブ区間の数および帯域幅は厳密な範囲内に設定される。これは、伝送信号が容易にデコードされることが可能になることに繋がる。サブスペクトルの生成および再構成に必要なフィルタの避け難い帯域幅重複は、伝送品質における劣化に繋がる。Ｒｅ４．）伝送信号のデコードは、技術を比較的ほとんど費やすことなく可能である。暗号化された信号の残りの理解性は高く、訓練された耳ならば技術的補助がなくても伝送をモニタすることができる。Ｒｅ５．）種々の方法の組合せは一般に解読に対するセキュリティを向上させるが、それらは、信号対ノイズ比の劣化、および伝送チャネルの単純な群のわずかな数への制限のような、不利な特性の集まりにも繋がる。この発明は、したかって、（レトロフィット可能でもある）簡潔な態様でモジュールとして作られ、かつ第三者によるモニタおよび評価に対し公知の方法および装置よりもかなりよいセキュリティを保証する、音声伝送における音声暗号化および解読のための方法および装置を作り出すという目的に基づく。音声暗号化のための以下のさらなる要件がこの目的に関連して設定される： − 十分な音声理解性 − 十分な音声認識 − 品質において、クリアオペレーションとほとんど差がない − ユーザにとって大部分が透明なオペレーションおよび制御性 − 受信端における暗号化された信号の自動認識 − アナログ無線ネットワークおよび電話機の分野において利用可能であること − 特定化される、利用可能な伝送帯域幅との適合この発明に従う、音声伝送における音声暗号化および解読のための方法は、送信端においては、 − デジタル化された音声信号は、伝送チャネルの帯域幅に対応する帯域幅を有する第１の複素入力フィルタによって、複素信号に変換され、この複素信号は、擬似乱数により制御されるコード信号によって位相変調され、 − この位相変調された音声信号は、同様に擬似ランダム分布において位相変調されるパイロット信号と加法的に組合せられて、伝送される、暗号化された有効信号を形成し、 − この有効信号は、受信端における同期および有効信号等化のために用いられるプリアンブルとともにシーケンシャルな態様で第１の複素出力フィルタを複素信号として通過し、この出力フィルタは実出力信号を発生し、この実出力信号はデジタル／アナログ変換の後に伝送信号コンディショナーに送られることを特徴とし、受信端においては、 − デジタル化された受信信号が、伝送チャネルの帯域幅に対応する帯域幅を有する第２の複素入力フィルタによって複素信号に変換され、 − この複素信号から、プリアンブル認識段階中に、一方では、受信端で生じ、プリアンブルによって初期設定される擬似ランダム順序で位相変調されるパイロット信号のためのクロック同期が行なわれ、他方では、受信端の等化器のために等化器係数が計算され、有効信号解読の段階がしたがって初期設定され、 − 暗号化された有効信号は、受信端で生じる同期されるパイロット信号とリンクすることによって、受信端でスーパーインポーズされたその位相変調されたパイロット信号から分離され、 − こうして得られた、位相変調された、暗号化されたデジタル音声信号は、受信端で生じプリアンブルによってクロック制御されるコード信号による反転位相変調によって解読され、複素信号として第２の複素出力フィルタを通過し、第２の複素市写フィルタは実出力信号を生じ、その実出力信号はデジタル／アナログ変換後に受信信号コンディショナーに送られることを特徴とする。この発明に従う方法にとってとりわけ本質的である観点は、送信端および受信端の両方の入力側におけるデジタル化の後、複素フィルタリングが、各場合において、好ましくはヒルベルトフィルタによって実行され、このフィルタリングによって、それぞれの複素フィルタの帯域幅がその低減されるサンプリングレートに対応するサンプリングレート低減を受ける複素信号が実信号から発生される、ということである。さらなる方法にとって本質的なすべての動作は、次いで、低減されたクロック周波数で複素信号を用いて生ずる。出力側では、複素信号は、送信端および受信端の両方において、データフローへの０の挿入によるサンプリングレート増大を好ましくは受ける。各場合において下流で接続される、好ましくは同様にヒルベルトフィルタである複素フィルタが補間フィルタとして用いられ、チャネル帯域幅に対応するサンプリング周波数で実信号を生ずる。一方で、音声信号をデジタル化し、伝送信号を所定の伝送チャネルとマッチングさせ、および／または、他方で、受信信号をデジタル化し、その条件付けられた受信信号を音声再生装置にマッチングさせるためのフロントエンドユニットを備える、音声伝送のための装置における音声暗号化および解読のための、この発明に従う装置は、送信端において、 − （擬似）乱数発生器によって制御されるコード発生器が、デジタル化された音声信号を位相変調するデジタル位相変調器に作用し、 − その位相変調された音声信号は、パイロット信号発生器により供給され同様にランダム分布において位相変調されるパイロット信号と組合せられて有効信号を形成し、 − プリアンブル発生器は、受信機端での同期と有効信号等化とのために用いられる、規定されるクロックシーケンスで動作する切換スイッチを介して、送信信号条件付けのためにフロントエンドユニットへ、有効信号とともにシーケンシャルに発されるプリアンブルを生ずることを特徴とし、受信端においては、 − 伝送チャネルにより引起こされる、デジタル化された受信信号の歪みを等化するためのデジタル等化フィルタがあり、その等化器係数はプリアンブル受信中に計算されて設定され、 − 受信される有効信号内におけるプリアンブルの検出のための装置が設けられ、この装置は、プリアンブルの規定される部分の関数として、よりハイレベルの計算ユニットにおいて等化器フィルタのための等化器係数の計算を開始し、したがって、クロック同期装置を活性化することによって有効信号の解読を初期設定し、クロック同期装置は、一方で、受信された、復調されたパイロット信号から、受信端で発生されるパイロット信号による複素乗算によって、サンプリングクロック補正のための制御信号を供給し、他方では、同様にクロック同期で初期設定される（擬似）乱数発生器の制御下で、受信端のパイロット信号発生器によって供給され変調器を介するパイロット信号から、位相変調されたパイロット信号を供給し、このパイロット信号は、等化された有効信号とリンクされ、したがって、位相変調音声信号として、受信端にある位相復調器において同期される乱数発生器により制御されて、変調されないデジタル音声信号に変換され、それが音声信号への変換のためにフロントエンドユニットに送られることを特徴とする。音声暗号化および解読のための、この発明に従う方法および装置の有利な微細な点および改良点は、従属の特許請求項に含まれ、当業者には、特に例示的実施例を用いおよび図面を参照してこの発明の説明をさらに行なう過程で開示され、それらの注解、ブロック図等は、この発明にとって、本記載と同じほど重要な公開物と見なされる。図１は、以下の文中においては「ＳＥモジュール」として指定される、この発明に従う音声暗号化／解読モジュールのブロック図であり、図２は、任意に選択される時間グラフでの暗号化の原理を示し、図３は、ＳＥモジュールの送信部の機能ブロック図を示し、図４は、これも正確な時間尺度を参照しない、解読の原理を示し、図５は、ＳＥモジュールの受信部の機能ブロック図を示し、図６は、ＳＥモジュールの送信端での信号処理のブロック図を示し、図７は、好ましくはヒルベルトフィルタである、入力側の（第１の）複素フィルタの構造を示し、図８は、図７に従う、入力側の（第１の）複素フィルタの周波数応答を示し、図９は、ＳＥモジュールの送信部における、好ましくはヒルベルトフィルタである第１の複素出力フィルタの構造を示し、図１０は、図９に従う第１の複素出力フィルタの周波数応答を示し、図１１は、プリアンブル認識段階（クリアポジション）における受信端での信号処理のブロック図を示し、図１２は、解読段階における受信端での信号処理のブロック図を示し、図１３は、図６のブロック図に従う、送信端での信号処理のための動作および機能シーケンス図を示し、図１４は、図１１および図１２のブロック図に従う、受信端での信号処理のための動作および機能シーケンスプログラムを示す。理解を容易にするために、この発明に従うＳＥモジュールの例示的実施例の回路構成および／または動作の方法は、複数の個別のセクションを用いて、以下の文中において説明される。１．ＳＥモジュールの回路説明ＳＥモジュールは本質的に、高性能デジタル信号プロセッサシステムと、現代信号処理アルゴリズムにリンクされる、動作のために必要な周辺構成要素とからなる。図１に示されるブロック図は、デジタル信号処理に重要な構成要素およびアセンブリを示す。電源、クロック発生、離散的入力、ならびにアナログ入力および出力段等の機能は、より明瞭にするために、示されていない。図１に従うＳＥモジュールの構成は、試験およびアルゴリズム開発のさらなる開発のためにもある程度用いられている、実現され実用化されているプロトタイプに対応する。ブロック図の図解自体は、目的とする製品設計を示す。この例示的実施例の説明は、決してこの発明の単一の可能な実施例として理解されるものではない。むしろ、当業者には理解され得るように、送信端および受信端の両方における部分領域およびアセンブリのすべてにおいて、ここに示される技術的教示の範囲から逸脱することなく、数多くの修正および変更が可能である。主要な信号処理ユニットは、少なくともプロトタイプ設計において、アナログ・デバイシズ・カンパニー（Analog Devices Company）からのＡＤＳＰ２１ｍｓｐ５５プロセッサタイプが用いられる信号プロセッサ１である。この信号プロセッサ１は、たとえば１６ビットの分解能と８ｋＨｚのサンプリングレートとを有するＡ／Ｄ変換器２およびＤ／Ａ変換器３を既に含む。さらに、別個のＲＡＭ領域４、５が、一方ではデータのために（１ｋ×１６）、他方ではプログラムのために（２ｋ×２４）、一体化される。内部メモリ構成はハーバード・アーキテクチャに対応するため、演算コードフェッチに加えて、１つのデータアクセスが各コマンドサイクルにおいてさらに可能である。すべてのプロセッサ動作は例外なく１つのサイクルを要する。１３ＭＩＰＳ（整数）の処理能力がしたがって利用可能である。プログラムメモリ側に２ｋ×２４ビットの大きさのＲＯＭ６を付加的に有する、このプロセッサのマスクプログラムされる変形（ＡＤＳＰ２１ｍｓｐ５６）がシリーズ製品のために設けられる。さらなるＡ／ＤおよびＤ／Ａ変換器の対８、９が複信のために必要である。これは、別個のハウジングにおいて信号プロセッサ１と同じ変換器を含む、タイプＡＤ２８ｍｓｐ０２変換器チップ７によって実現される。変換器チップ７と信号プロセッサ１との間のデータ伝送は、高速直列インタフェースを介して実行される。外部メモリとしてＥＥＰＲＯＭ１０が設けられ、これは、たとえば、コード（後のさらなる説明を参照されたい）のような、滅多に変更されない変数と並んでロードされ得るプログラム部に対処する。メモリサイズは、この例では、図１に示されるように、８ｋ×８（製品）および３２ｋ×８（プロトタイプ）である。音声の基調と、無線装置１１のスケルチ論理と、および暗号ＯＮ／ＯＦＦスイッチとの状態は、信号プロセッサ１によって、離散的入力信号（図示せず）上で問合せされ得る。信号処理に関連してそのさらなる詳細が説明される動作シーケンスは、以下のように簡単に説明できる：動作電圧の印加後、数ミリ秒の持続期間を有するＲＥＳＥＴ信号がまず生ずる。この後、信号プロセッサ１はその内部プログラムＲＡＭ５に外部ＥＥＰＲＯＭ１０の内容をロードしてプログラムを開始する。現在試験中の、ＳＥモジュールのプロトタイプの例では、特定の時間に必要とされるプログラム全体がさらにまずこのＲＡＭ（２×命令）において提供されなければならない。図１に既に示されている、ＳＥモジュールの製品構成では、ＲＯＭ６において２ｋの命令がさらに利用可能である。たとえば、コード等の可変パラメータを読み変更することができるようにするために、外部ＥＥＰＲＯＭ１０はデータメモリとしてアドレス指定されることもできる。プログラムシーケンスは、８ｋＨｚの特定される変換速度で自由に行なわれ、各場合において変換が実行された後に割込を引起こすアナログインタフェースの割込みによって、ちょうどよい時期に構成される。２．信号処理ＳＥモジュールのすべての機能はデジタル信号処理によって実現される。この信号処理の原理をまず説明する。図３は、ＳＥモジュールの送信部の機能ブロック図を示す：その補助によってマイクロフォンの入力信号つまり音声信号を暗号化するコード信号が、送信端においてコード信号発生器２３で発生される。いわゆるプリアンブルはプリアンブル発生器２４で発生され、図２の３つの、時間に関連した図の要素に見られるように、ＰＴＴキー（図示せず）を操作することによって、暗号化された音声信号の直前に伝送される。プリアンブルは、さらなるコード信号を発生器４３（ｃｆ．図５）の同期、および受信端における等化器４０の設定のために必要とされる。この論議に繋げることを可能にする意図があるならば、プリアンブルは、現在試験中のプロトタイプの例においては５秒ごとである、固定された時間フレームで定期的に伝送される。暗号化された音声信号は、この例では、プリアンブルの持続期間（現在では約２００ｍｓ）の間マスクされる。パイロット信号発生器２０は、後にさらに詳細に説明されるように、暗号化された音声信号に加法的にリンクされ、受信端でサンプリングクロックの同期のために用いられる特別なパイロット信号を供給する。２つのサブブロックで示されるフロントエンドユニット２２ａ／２２ｂは、アナログ入力信号の予めの条件付け、およびデジタル信号への変換、ならびに送信端で暗号化される音声信号の最終的な条件付け、およびそれぞれの伝送装置および伝送チャネルとのマッチングを実行する。さらなる詳細は以下にさらに説明される。図４に見られるように、暗号化された送信信号の始まりはプリアンブルによって特徴付けられる。この理由から、受信信号の解析は、受信端において、受信機が解読モードにないときには必ず生ずる。この段階中、受信信号はＳＥモジュールによって変わることなくループされる。プリアンブルの終わりが認識された場合には、解読プロセスがこの認識で開始され、つまり受信端のコード発生器４３が起動されて、受信される有効信号が解読される（図４の「音声信号」）。図５は、ＳＥモジュールの受信部の機能ブロック図を示す。受信信号は、受信信号を認識して解析することがその目的である機能ブロック４４に供給される。プリアンブルが受信されると、それを用いて、伝送チャネルの特性がまず決定され、それから、受信端の等化器５１のためのフィルタ係数が決定される。プリアンブルの終わりが検出されると、伝送チャネルとマッチングされた等化器がこのとき利用可能となる。デジタル受信機の受信フィルタの初期同期およびマッチングの詳細に関しては、文書ＤＥ−Ｃ１−４１０８８０６（文献［４］）を参照する。同時に、受信端のコード発生器４３が、有効信号を解読するために起動される。サンプリング同期５５は、有効信号の上にスーパーインポーズされたパイロット信号を評価して、このパイロット信号を有効信号から分離する。解読された有効信号はこの後送られる。送信端および受信端の以下の詳細な説明に、さらなる詳細が示される。図６は、解読の場合の送信端における信号処理の詳細なブロック図を示す。個々の機能ブロックは、以下のサブセクションにおいて、より詳細に記載される。図１３のシーケンス図の表記によって示されるすべての信号処理機能は、１つの信号プロセッサ１（ｃｆ．図１）の補助で実現される。図６の二重線および二重矢印は解析信号を示すことを意図するものである。実信号は１本の線および１本の矢印で表わされる。原理上、３つのタイプの信号処理を区別することが可能である：まず、アナログフロントエンド２２におけるアナログ信号処理、８ｋＨｚのクロックレートでのデジタル信号処理、および２．６６７ｋＨｚ（８／３ｋＨｚ）のクロックレートでのデジタル信号処理である。図６の例示の場合、対応する信号は、パラメータ名称ｔ＝アナログ、ｖ＝デジタル、８ｋＨｚクロック、およびｎ＝デジタル、２．６６７ｋＨｚクロックによって区別される。クリアテキストモードは、アナログフロントエンド２２のデジタル側における単純なフィードバックによって実現される。この点で、この発明に従うＳＥモジュールのこのプロトタイプのオペレーションのフィードは現在のアナログ伝送チャネルに見られるということが言及されるべきである。受信端のアナログフロントエンドユニット２２は、レベルマッチング、アナログ入力信号ｃ（ｔ）のサンプリング、およびデジタル信号ｃ（ｖ）への変換という目的を有する。アナログフロントエンド２２のＡ／Ｄ変換器部は、２つのアナログ入力増幅器およびＡ／Ｄ変換器からなる。ＳＥモジュールの試験中のプロトタイプの場合のアナログフロントエンド２２のＡ／Ｄ変換器部に対して、以下の仕様が適用される：サンプリング周波数：８ｋＨｚワード長：１６ビット１０進化フィルタ通過域：０〜３．７ｋＨｚリプル： ±０．２ｄＢ逆減衰：６５ｄＢアナログフロントエンド２２の構成および動作のさらなる詳細のために、付属書類に明記される文献目録の文献［１］および文献［２］が参照されるべきであり、これらの文献の内容が恐らくさらなる説明を与えてくれるであろう。ディジタル化された入力信号ｃ（ｖ）は、低い側波帯を抑圧するために、第１の複素入力フィルタ３０に作用する。このフィルタ３０は、入力信号（ディジタル化された音声信号）の帯域幅が伝送チャネルの帯域幅つまりこの例示的実施例においては２．６６７ｋＨｚに対応する帯域幅に制限されることをさらに保証する。第１の複素入力フィルタ３０は、実入力信号から、実部と虚部とからなる複素出力信号、つまり、任意の所望の周波数に対して実部と虚部との間に存在する９０°の位相シフト（解析信号）を生ずる。同時に、伝送チャネルの利用可能な帯域幅の外のスペクトルエレメントは抑圧される。好ましくは、および試験中のこの発明の実施例の例においては、第１の複素入力フィルタは（さらに以下を参照して、受信端の複素入力フィルタと同様に）、高次のヒルベルトフィルタである。送信端の第１のヒルベルトフィルタ３０は、伝達関数がで与えられる再帰型フィルタである。このフィルタの構造は図７に示される。このヒルベルトフィルタ３０の入力信号は、述べられるように、サンプリングされた実受信信号ｃ（ｖ）である。このフィルタの再帰部は実係数ｂ_iのみを有するため、実動作のみが同様にここでは必要とされる。トランスバース部は複素係数ａ_iを有する。この第１のヒルベルトフィルタ３０の設計は、楕円ローパスフィルタの設計に基づく。このローパスフィルタは周波数ドメインの変換によってヒルベルトバンドパスフィルタに変換される。この発明のプロトタイプにおいて実現されるヒルベルトフィルタ３０の周波数応答は図８に示される。第１の複素入力フィルタ（ヒルベルトフィルタ）の、帯域が制限された出力信号ｄ（ｖ）は、サンプリングレート減少３１として示され、この例示的実施例においては因子３である、特別の、好ましくは整数の因子によってサンプリングクロックが２．６６７ｋＨｚに減少される機能ブロックに作用する。入力側の第１のヒルベルトフィルタ３０の好適な寸法決めにより、エイリアシング効果が生じないことが保証される。ヒルベルトフィルタ３０とサンプリング減少３１との組合せは、すべての有効な情報を含む２．６６７ｋＨｚ帯域幅を有するランダムに選択された周波数帯域をもたらす。原則して、ヒルベルトフィルタ３０の入力側信号ｃ（ｖ）の３番目ごとの出力値のみがサンプリングレート低減のために用いられる。実際には、これは、８／３ｋＨｚで動作するヒルベルトフィルタ３０のトランスバース部によって実現される。これは、フィルタ出力値が、８ｋＨｚサンプリングクロックの３番目ごとのクロックパルスでもってのみ計算されさらに処理されることを意味する。パイロット信号発生器２０は、受信端においてクロックスレーブのために用いられるパイロット信号ｑ（ｎ）を発生するために用いられる。パイロット信号は、さらに後に記載される、パイロット信号の位相変調によって発生される。（疑似）乱数発生器３４（ｃｆ．図６）は、コード信号発生器２３の一部として、たとえば１ないし６４の範囲において等しく分布される数を発生するという目的を有する。これらの数は、６４の複素値の体からランダム値を選択するという目的のために用いられる（ｃｆ．図６の「データセット」ブロック）。これらの選択値から２つのコード信号ｚ_s（ｎ）、ｚ_p（ｎ）が発生され、それらのコード信号のうちの１つ（ｚ_s（ｎ））は有効信号の位相変調のために用いられ、第２のコード信号（ｚ_p（ｎ））はパイロット信号ｑ（ｎ）を発生するために用いられる。この発明の本実施例において実現される乱数発生器３４は、線形合同法に基づく。ランダム値ｒ（ｎ）は、法則ｒ（ｎ）＝（ａ・ｒ（ｎ−１）＋ｃ）ｍｏｄｍｎ＝１，２… （２）に従って計算される。定数値ａおよびｃが好適に選択される場合には、すべてのｍ個の可能な値はランダム順序が繰返される前に発生されるため、開始値ｒ（０）は一般には重要ではない。発生された乱数は、０から（ｍ−１）までの範囲に一様に分布される。試験される実施例の例では、ｍ＝２³²が選択された。これにより長いシーケンスが発生される。加えて、等式（２）のモジュロ関数が次いで、信号プロセッサ１によって、複雑さをほとんど伴うことなく実施され得る。定数は、クヌツ(Knuth)の法則に従ってａ＝１６６４５２５およびｃ＝３２７６７になるよう選択された（ｃｆ．文献［６］）。１と６４との間における一様に分布された乱数を得るためには、それぞれのランダム値ｒ（ｎ）の６ビットを考慮し、それらをさらに乱数として用いれば十分である。この実施例の場合には、６ビットは有効信号ｘ（ｎ）の「スクランブリング」（位相変調）のための乱数の発生のために用いられ、６ビットはパイロットトーンｐ（ｎ）の「スクランブリング」（位相変調）のための乱数の発生のために用いられる。したがって、乱数発生器３４は各場合において各クロックサイクルで２つの乱数ｒ_s（ｎ）およびｒ_p（ｎ）を供給する。プリアンブルの各伝送後、乱数発生器３４は、規定される開始値ｘ（０）で再初期設定される。位相変調器３２および３３の制御値は、６４の複素値のデータセットによって表わされる。乱数発生器３４はこのセットから値を選択し、こうして位相変調のためのランダム信号を発生する。６４の複素値ａ_i＝ｅ^j2πi/64 ｉ＝１,２,…,64 （３）がデータセットとして用いられる。制御または入力値ｚ_s（ｎ）およびｚ_p（ｎ）はすべて振幅「１」を有するが、異なる位相にある。乱数により制御される位相変調器３２、３３は以下でさらに詳細に説明される。２つの位相変調ユニット３２および３３は、ＳＥモジュールの送信部において必要とされる（図６）。一方の位相変調器３３は、乱数発生器３４により供給されるコード信号ｚ_s（ｎ）による有効信号ｘ（ｎ）の暗号化のために必要とされる。他方の位相変調器３２は、パイロットトーン発生器により供給されるパイロットーンｐ（ｎ）から、他方のコード信号ｚ_p（ｎ）の補助でパイロット信号ｑ（ｎ）を発生するために用いられる。コード信号ｚ_s（ｎ）、ｚ_p（ｎ）は同じ振幅と異なる位相とを有する複素値のランダム順序であるため、各位相変調器３２、３３は、それぞれのコード信号値によって、それぞれの入力信号値の複素乗算を実行する。図６に示されるように、解析フィルタ出力信号の信号値がｘ（ｎ）で示され、かつ関連のコード信号の信号値がｚ_s（ｎ）で示される場合、位相変調された有効信号の信号値は次のようになる。ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）・ｚ_s（ｎ）（４）位相変調された有効信号ｙ（ｎ）は、雑音信号のような特性を有する。この有効信号に含まれる情報は、２．６６７ｋＨｚの幅を有する周波数帯域にわたって完全に分布される。ここで、この発明に従う位相変調は、ディジタル伝送技術において用いられるように、６４段ＰＳＫ変調とのある類似性を有することが言及されるべきである。しかしながら、この例における目的は全く異なるものである：ＰＳＫ変調を用いるディジタルデータ伝送の場合では、搬送波信号の位相はサンプリングクロックレートで変調される（位相シフトキーイング）。搬送波信号の位相はしたがって、伝送されるディジタル情報を含む。受信端で、搬送波の位相は規定されるサンプリング時間で決定される。弁別器が、各決定された位相に、対応するディジタル情報を割当て、伝送された情報がこうして得られる。一方、この発明に従ってここに提示される位相変調の例では、変調されるべき信号は、変調信号ではなく、伝送されるべき情報を運ぶ。この情報は、その準連続信号プロファイルによって予め決定される。位相変調は、元の信号プロファイルを推論することがもはやできないように、送信されるべき信号を変えるという目的のためにのみ用いられる。音声信号はこうして完全に理解性がなくなる。有効情報は位相変調によって暗号化される。受信端で、有効情報は、逆演算によって、等式（４）に回復され得る。２つの条件が満たされる場合にのみ、完全な回復が可能である。まず、受信信号ｙ（ｎ）が（位相変調された）送信信号ｙ（ｎ）と一致しなければならない。第２に、変調信号つまりコード信号ｚ_s（ｎ）が受信端において既知でなければならない。第１の要件は、受信端における伝送チャネルの等化に依存する。第２の要件は、受信端においてコード信号が既知であることと正確な同期とに依存する。コード信号ｚ_s（ｎ）の値の数が変調のステップ数（この例では６４）によって規定される一方で、ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）の可能な値の数は信号処理におけるワード長によって決定される。発生されたパイロットトーンの信号値がｐ（ｎ）で示され、かつ関連するコード信号の値がｚ_p（ｎ）で示される場合、パイロット信号の信号値は次の関係式ｑ（ｎ）＝ｐ（ｎ）・ｚ_p（ｎ）（６）によって与えられる。したがって、選択された乱数発生器３４の特性のため、こうして発生されたパイロット信号ｑ（ｎ）は白色雑音である。２．６６７ｋＨｚのクロック周波数で発生される解析信号を伝送し得るためには、その伝送される信号が伝送チャネルとマッチングしなければならない。示される例では、アナログフロントエンド２２により予め定められるサンプリング周波数は８ｋＨｚであるため、８ｋＨｚへのサンプリングレートの増大がまず実行されなければならない。因子３によるサンプリングレートの増加、つまり２．６６７ｋＨｚから８ｋＨｚへの増加は、２つの存在する信号値の間における、値０を有する、各場合における２つの信号値の挿入、つまり、 d_s(ν)＝...,ｗ(ｎ−１),０,０,ｗ(ｎ),０,０,ｗ(ｎ＋１),... （７）によって達成される。サンプリングレート増加は、解析伝送信号を伝送チャネルへマッチングするための第１の複素出力フィルタ３５に関連して実行される。この複素出力フィルタ３５の解析出力信号の実部は、アナログフロントエンド２２に供給される。第１の複素出力フィルタ３５は、まず、複素入力信号ｄ_s（ｖ）から、任意の所与の周波数に対して実部および虚部が９０°位相シフトされた解析信号を発生させ、それから、実出力信号ｃ_s（ｖ）を発生する。同時に、伝送チャネルの利用可能な帯域幅の外にあるスペクトルエレメントは抑圧される。出力側の第１の複素フィルタ３５は、好ましくは、（第２の）ヒルベルトフィルタ、つまり再帰型フィルタであり、その構造は図９に示される。この第２のヒルベルトフィルタ３５の入力信号ｄ_s（ｖ）は、述べられるように、解析信号であり、一方、出力信号ｃ_s（ｖ）は実信号である。このフィルタの設計は、楕円ローパスフィルタの設計に基づく。このローパスフィルタは、次いで、周波数ドメインにおける変換によって、ヒルベルトバンドパスフィルタに変換される。送信端における出力側の（第２の）ヒルベルトフィルタ３５の周波数応答は図１０に示される。第２のヒルベルトフィルタ３５のディジタル出力信号Ｃ_s（ｖ）の、アナログ出力信号への変換は、アナログフロントエンド２２の出力部で行なわれる（図３の参照番号２２ｂ）。この変換は局所マッチングをさらに含む。その実現において、アナログフロントエンド２２（詳細な説明はなされない）のＤ／Ａ変換器部３（図１）は、Ｄ／Ａ変換器と、アナログ平滑化フィルタと、プログラマブル増幅器と、差動増幅器とからなる。この発明の例示される実施例におけるアナログフロントエンド２２の出力に対して、以下の仕様が適用される：クロック周波数：８ｋＨｚワード長：１６ビット利得： −１５ｄＢから＋６ｄＢの範囲で調整可能補間フィルタ周波数応答：０ないし３．７ｋＨｚリプル： ±０．２ｄＢ逆減衰：６５ｄＢここでもう一度、アナログフロントエンド２２での送信端出力についてのさらに詳細な情報のために、文献［１］および文献［２］を参照されたい。プリアンブル発生器２４は、無線通信路または電話通信路を介する伝送の始まりでプリアンブルを発生するために用いられる。受信端において進行中の伝送に接続することを可能にするために、プリアンブルの発生は固定時間間隔で開始される。用いられるプリアンブルは２つの連続する信号部分からなる。第１の信号部分は、いわゆるＣＰＦＳＫ（連続位相周波数シフトキーイング）信号である。第２の部分は雑音状の信号である。第１の部分は、受信機において、プリアンブルの検出と、受信機の同期とのために用いられる。第２の信号部分は、伝送チャネルの等化のために用いられる。ＣＰＦＳＫ信号は、特別なデータ周波数のＣＰＦＳＫ変調によって発生される。このシーケンスの長さは、たとえば、２４０ビットである。伝送速度は１．７７８ｋビット／ｓである。データシーケンスの構造は受信端で特殊な方法を用いて非常に信頼性のあるプリアンブル検出が可能であるように選択される。ここで今一度、さらなる詳細のために、文書ＤＥ−Ｃ１４１０８８０６（文献［４］）および文献［５］を参照されたい。全体として、この例におけるプリアンブルの持続期間は約２３０ｍｓである。ＳＥモジュールの２つの異なる動作モードが受信端で区別され得る。これらのうちの一方は、ＳＥモジュールがクリアポジションにあるプリアンブル認識の段階であり、他方は解読段階である。送信端と同じように、３つのタイプの信号処理、つまり、アナログ信号処理、８ｋＨｚクロックレートでのディジタル信号処理、および２．６６７ｋＨｚのクロックレートでのディジタル信号処理が区別され得る。等化器係数の計算は、特定のサンプリングクロックにリンクすることなく、背景部で行なわれる。装置がオンに切換えられた後は、ＳＥモジュールは常にプリアンブル認識段階にある。図１１は、信号処理の機能ブロック図を示す。この段階では、受信信号は、それ自身のフィルタを有するアナログフロントエンド５２を通過するのみである。受信信号は、本質的に、ＳＥモジュールによっては影響されないままである。サンプリングされた受信信号（８ｋＨｚサンプリング周波数、１６ビットワード長）は、フィルタリングの後、受信端の第２の複素入力フィルタ４０、特に第３のヒルベルトフィルタ（バンドパスフィルタ）に、および、プリアンブル認識ブロック５５への２．６６７ｋＨｚへのサンプリングレート低減４３へ供給される。同時に、受信信号のサンプル値はバッファ４１に記憶される。プリアンブル認識ブロック５５は、プリアンブルの受信を、自動的にかつ高い信頼性をもって検出する。文献［４］（ＤＥ−Ｃ１ −４１０８８０６）および文献［５］に引用箇所が見出され得る。第２の複素入力フィルタ４０の動作および構造は、上述の、送信端の第１の複素入力フィルタ３０に本質的に対応する。プリアンブル認識は２つの機能を有し：第１は、プリアンブルの受信の検出と解読への切換とである。第２に、プリアンブルは正確な時間基準を与える。これは、解読プロセスの初期設定および同期に必要である。したがって、特定的には、受信端の乱数発生器５４およびパイロット信号発生器５０の初期設定が、プリアンブルの認識でもって生ずる。加えて、等化器係数を決定するためのプロセスが開始される。計算された係数の集合は、解読モードに必要な等化器５１をセットするために用いられる。プリアンブルの第２の部分つまり雑音信号は、等化器係数を決定するために評価される。これは、この部分の特定部がバッファ４１に入るまで待つことを意味する。等化器フィルタ５１のためのパルス応答および係数の集合が、次いで、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）と、受信機にありプログラムＲＡＭ５（図１）に記憶される公称スペクトルとの補助によって計算される。プリアンブルの認識後、ＳＥモジュールは解読モードに入る。図１２は、この段階における信号処理を示す。受信端での信号処理の機能シーケンスステップのためのシーケンス図が図１４に示される。受信信号は、アナログフロントエンド５２によって、たとえば８ｋＨｚサンプリング周波数および１６ビットワード長を有するディジタル信号に変換される。この信号は、さらに後に詳細に説明されるように、伝送チャネルの等化を目的とする等化器５１を通過する。第２の複素入力フィルタ４０（特に、第３のヒルベルトフィルタ：バンドパスフィルタ；同様に、さらに後に詳細に記載される）を介するフィルタリングと、因子３によるサンプリングレート低減４３との後、サンプリング周波数２．６６７ｋＨｚを有する解析信号が生ずる。この信号ｓ（ｎ）は、暗号化された有効信号と、スーパーインポーズされたパイロット信号とからなる。上述されるように、パイロット信号は位相変調された信号である。パイロット信号はクロック同期ブロック４５で評価されて有効信号から分離される。有効信号の解読はこの後位相復調器（デスクランブラ）５９によって行なわれる。８ｋＨｚへのサンプルレート増加６１と、その後の、第２の複素出力フィルタ６２、特に第４のヒルベルトフィルタ（バンドパスフィルタ）を用いるフィルタリングとが実行されると、受信機端アナログフロントエンド５２におけるアナログ信号への変換が生じる。この信号は解読された音声信号である。第２の複素出力フィルタ６２の動作および構造は、第１の複素出力フィルタ３５のそれに本質的に対応する。クロック同期ブロック５５におけるパイロット信号の評価は、サンプリングクロックにおける変動を調整するための、制御された変数をさらに供給する（ブロック補正）。サンプリングクロックの調整は、解読中における同期性に対する厳しい要件のため、必要である。サンプリングクロックの変動は、使用される水晶発振器の設置とドリフトとの間の散乱によって引き起こされる。パイロット信号を評価するために、低減されたサンプリングレートでの受信信号ｇ（ｎ）は、位相復調器（デスクランブラ）５８を通過する。この位相復調器５８の出力信号ｑ（ｎ）は、搬送波信号エレメントと、有効信号から生ずる、雑音信号のようなスーパーインポーズされた信号エレメントとからなる。この搬送波信号は、パイロットトーン発生器５０により発生される信号を用いて、ベースバンド信号に変換される。平均化器５６の後、実部がパイロット信号のレベルの尺度でありかつ虚部がサンプリングクロックを調整するための制御される変数として用いられる解析ベースバンド信号が利用可能となる。パイロット信号の決定されたレベルと、パイロット信号発生器５０と、位相変調器（スクランブラ）５７とを用いて、パイロット信号ｑ（ｎ）が受信端で発生されて受信信確に対応するので、有効信号はこの減算によってパイロット信号から完全に分離される。等化が最適である場合には、ーパーインポーズされた雑音信号を除き、送信端の位相変調器３３の出力の信号ｙ（ｎ）に一致する（ｃｆ．図６）。位相変調器５７および２つの位相復調器５８、５９は２つの（疑似）乱数発生器５４によって制御される。一方の乱数発生器はクロック同期ブロック５５の位相変調器５７および位相復調器５８を制御し、他方は有効信号ｙ（ｎ）の解読のための位相復調器５９を制御する。乱数発生器は送信端のそれらに対応し；乱数発生器は、プリアンブルの認識によって、パイロット信号発生器５０と同じように、受信信号に同期される。図１２の個々の機能ブロックの目的および実施が、以下に詳細に記載される。アナログフロントエンド５２の入力部は、レベルマッチング、アナログ受信信号のサンプリング、およびディジタル信号への変換という目的を有する。ここでもう一度、アナログ・デバイシズ・カンパニーからのＡＤ２８ｍｓｐ０２チップがプロトタイプ実現例におけるアナログフロントエンド５２として用いられる（ｃｆ．文献［３］）。このチップは、ＡＤＳＰ２１ｍｓｐ５５信号プロセッサに用いられるアナログフロントエンドに厳密に対応する。ここでも、アナログフロントエンド５２は、２つのアナログ入力増幅器と、接続され得る２０ｄＢ前置増幅器と、Ａ／Ｄ変換器とからなる。アナログフロントエンド５２のＡ／Ｄ変換器部に対し、以下の仕様が適用される：サンプリング周波数：８ｋＨｚワード長：１６ビット１０進化フィルタ通過域：０ないし３．７ｋＨｚリプル： ±０．２ｄＢ逆減衰：６５ｄＢ等化器５１は、たとえば、３００Ｈｚから３ｋＨｚまでの伝送帯域幅の領域における伝送チャネルの周波数応答の等化のために用いられる。伝送チャネルは、送信部の第１の複素出力フィルタ３５から受信部の第２の複素入力フィルタ４０までのアセンブリをすべて含む（両端を含む）。等化器５１は、１２８の段を有するトランスバーサルディジタルフィルタによって実現される。伝達関数は：である。係数ｅ_iは１つのプリアンブルの受信中に決定される。第２の複素入力フィルタ４０（ヒルベルトフィルタ）は、入力信号の低側波帯を抑圧し、入力信号（受信音声信号）の帯域幅を約２．６６ｋＨｚの帯域幅に制限するために用いられる。第２の複素入力フィルタ４０（ヒルベルトフィルタ）は、その構造が入力側の第１の複素フィルタ３０のそれに対応する再帰型フィルタであるので、その範囲において、図７を参照することができる。第２の複素入力フィルタ４０の入力信号は、等化器５１の実出力信号ｃ（ｖ）である。このフィルタの設計は楕円ローパスフィルタの設計に基づく。このローパスフィルタは、周波数ドメインにおける変換によって、ヒルベルトバンドパスフィルタに変換された。例示の実施例においてサンプリングレートを因子「３」によって２．６６７ｋＨｚに低減するために、サンプリングレート低減４３が、受信部において、送信部と類似の態様でさらに実行される。第２の複素入力フィルタ４０の好適な寸法決めによって、エイリアシング効果が生じないことが保証される。複素入力フィルタ４０とサンプリングレート低減４３との組合せは、すべての有効な情報を含む２．６６７ｋＨｚ帯域幅を有する任意の選択された周波数帯域をもたらす。実際には、第２の複素入力フィルタ４０のトランスバース部が８／３ｋＨｚで動作するため、このフィルタの各３番目の出力値の処理が実施される。これは、８ｋＨｚサンプリングクロックの各３番目のクロックサイクルにおいてのみフィルタ出力値が計算されさらに処理されることを意味する。パイロットトーン発生器５０は、送信端のパイロット信号発生器３７のそれと同じ信号を供給する。この信号は、受信された、復調されたパイロット信号ｑ（ｎ）の、ベースバンド信号への変換と、位相変調されたパイロット信号ｐ（ｎ）の受信端発生とのために、クロック同期ブロック５５において必要とされる。既に上に述べたように、平均化器５６はベースバンドに変換された解析信号ｑ（ｎ）を平均化するために用いられるので、受信されたパイロット信号のレベルは実部として発生され、サンプリングクロックスレーブ（クロック補正）のための制御される変数は虚部として発生される。この平均化は、１２８のサンプリングクロックサイクル毎に、平均値が、ベースバンド信号に変換される、最後の１２８の入力信号値ｑ（ｎ）にわたって形成されるようにして実施される。乱数発生器５４は、送信端の乱数発生器３４と全く類似して、１から６４までの範囲において一様に分布される数を発生するという目的を有する。これらの数は、ここでも、６４の複素値の体からランダム値を選択するために用いられる。ここでも、その選択値から２つのコード信号ｚ_p（ｎ）およびｚ_s（ｎ）が発生され、そのうち一方（ｚ_s に用いられ、第２の信号（ｚ_p（ｎ））は、一方では受信されたパイロット信号の解読のために、他方では受信端パイロット信号の発生のために、クロック同期ブロック５５において用いられる。クロック同期のため、これらのコード信号は、当然ながら、送信端のコード信号ｚ_p（ｎ）およびｚ_s（ｎ）と同じである。乱数発生器５４の実現は他の態様では送信部における実現例と同じであるため、上述の設計を参照することができる。位相変調器５７ならびに位相復調器５８および５９に供給される乱数は、乱数発生器５４によって離散値がそこから選択される６４の複素値の集合からなる。送信端と類似の態様で、同じ６４の複素値ａ_i＝ｅ^j2πi/64 ｉ＝１,２,…,64 （９）がデータセットとして用いられる。２つの既に述べた位相復調器５８、５９は、ＳＥモジュールの受信部において必要とされる。一方の位相復調器５ｎ）の解読のために用いられる。他方の位相復調器４８は、受信されたパイロット信号からのパイロットトーンの回復のために用いられる。既に述べたように、これらのコード信号は送信端のコード信号と同じでなければならない。（ｎ）で示され、かつパイロットトーンのコード信号の信号値がｚ_p（ｎ）で示される場合、クロック同期ブロック５５における位相復調器５８の出力での信号値は：となる。号化のためのコード信号がｚ_s（ｎ）で示される場合、位相復調器５９の出力での解読された信号は：となる。位相復調器５７は、パイロットトーン発生器５０によって供給されるパイロットトーンからパイロット信号を発生するために用いられる。発生されたパイロットトーンの信号値がｐ（ｎ）で示される場合、位相変調されたパイロットトーンの信号値は次の関係式から生ずる：ｑ（ｎ）＝ｐ（ｎ）・ｚ_p（ｎ）（12）２．６６７ｋＨｚのクロック周波数で発生されるディジするためには、まず、８ｋＨｚへのサンプリングレート増加を実行することが必要である。因子３によるサンプリングレートの増加、つまり例示の実施例においては２．６６７ｋＨｚから８ｋＨｚへの増加は、各場合において、２つの信号値の間に、値「０」を有する２つの信号値を挿入することによって実行され、それは次の関係式に対応する：さらなる（第２の）複素出力フィルタ６２、好ましくは（第４の）ヒルベルトフィルタは、解析出力信号を実出力信号に変換するために用いられる。このフィルタは出力信号（音声信号）の帯域幅を約２．６６７ｋＨｚに制限するために用いられる。第２の複素出力フィルタ６２は、ここでも、その構造が送信端の第１の複素出力フィルタ３５のそれに対応しかつ図９に示される再帰型フィルタである。第２の複素出力フィルタ６２（第４のヒルベルトフィルタ）の入力信号は、ここでも、解析信号である。出力信号は実信号である。試験される、この発明の例示的実施例の場合、フィルタの設計は楕円ローパスフィルタの設計に基づく。このローパスフィルタは、周波数ドメインにおける変換によって、ヒルベルトバンドパスフィルタに変換される。出力側のアナログフロントエンド５２は、ディジタル出力信号をアナログ出力信号（音声信号）に変換するという目的を有する。このことはレベルマッチングをさらに含む。詳細には示されてはいない、アナログフロントエンド５２（出力）のＤ／Ａ変換器部は、Ｄ／Ａ変換器と、アナログ平滑化フィルタと、プログラマブル増幅器と、差動増幅器とからなる。アナログフロントエンド５２の出力に対し、以下の仕様が適用されるクロック周波数：８ｋＨｚワード長：１６ビット利得： −１５ｄＢから＋６ｄＢまでの範囲で調整可能補間フィルタ周波数応答：０ないし３．７ｋＨｚリプル： ±０．２ｄＢ逆減衰：６５ｄＢこの発明の本質は、記載されたＳＥモジュールの実施例に決して限定されるものではない。主に暗号化のセキュリティに関し、拡大オプションが、この発明に基づいて、当業者には認識され得る。記載される例示的実施例の場合では、コード信号を発生するために、単純な（疑似）乱数発生器のみが用いられている。別個の異なる乱数発生器を使用することによって、暗号化セキュリティをさらに改善する可能性もある。加えて、記載される例示的実施例の場合には、使用される乱数発生器５４はすべての再同期において同じ起点で起動するものとされた。この起点が再同期毎に変更されれば、暗号化のセキュリティを向上することができる。これは、乱数発生器５４の起点がプリアンブルで伝送されることによって達成され得る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者シュパーリンガー，ギュンタードイツ連邦共和国、デー―70188 シュトゥットガルト、ハークベルクシュトラーセ、７【要約の続き】合されることによって、その送信側で重ねられた位相変調パイロット信号から分離され、次いで、結果として生じた、位相が変調された、スクランブリングされたデジタル音声信号は、受信機側で発生されかつプリアンブルによってクロック制御されるコード信号を用いてミキシングを解くことによって復元される。

Claims

【特許請求の範囲】１．音声伝送における音声暗号化および解読のための方法であって、送信端においては、デジタル化された音声信号ｃ（ｖ）は、伝送チャネルの帯域幅に対応する帯域幅を有する第１の複素入力フィルタ（３０）によって、疑似乱数により制御されるコード信号（ｚ_s（ｎ））によって位相変調される複素信号ｘ（ｎ）に変換され、位相変調された音声信号（ｙ（ｎ））は、同様に疑似ランダム分布において位相変調されたパイロット信号（ｑ（ｎ））と加法的に組合されて、伝送されるべき暗号化された有効信号（ｓ（ｎ））を形成し、有効信号（ｓ（ｎ））は、シーケンシャルな態様で、受信端での同期および有効信号等化のために用いられるプリアンブルとともに、複素信号（ｗ（ｎ））として第１の複素出力フィルタ（３５）を通過し、前記出力フィルタ（３５）は実出力信号（ｃ_s（ｖ））を発生し、前記実出力信号（ｃ_s（ｖ））はデジタル／アナログ変換後に伝送信号コンディショナに送られることと、および、受信端においては、デジタル化された受信信号（ｃ（ｖ））は、伝送チャネルの帯域幅に対応する帯域幅を有する第２の複素入力フィルタ（４０）によって、複素信号（ｓ（ｎ））に変換され、この複素信号（ｓ（ｎ））から、プリアンブル認識段階中に、一方では、受信機端で発生されて、プリアンブルにより初期設定される疑似ランダム順序において位相変調されるパイロット信号（ｑ（ｎ））のための同期が実行され、他方では、受信機端の等化器（５１）のための等化器係数が計算され、したがって有効信号解読の段階が初期設定され、暗号化された有効信号（ｓ（ｎ））は、受信機端で発生される同期されるパイロット信号（ｑ（ｎ））とリンクすることによって、受信機端でスーパーインポーズされたその位相変調されたパイロット信号から分離され、こうして得られた、位相変調された、暗号化されたデジタル音声信号（ｙ（ｎ））は、受信機端で発生されプリアンブルによりクロック制御されるコード信号（ｚ_s（ｎ））による反転位相変調により解読されて、複素信号（ｘ（ｎ））として第２の複素出力フィルタ（６２）を通過し、前記第２の複素出力フィルタ（６２）は実出力信号（ｃ_s（ｖ））を発生し、前記実出力信号（ｃ_s（ｖ））はデジタル／アナログ変換後に受信信号コンディショナに送られることとを特徴とする、音声伝送における音声暗号化および解読のための方法。２．複素入力および出力フィルタ（それぞれ、３０、４０および３５、６２）として、高次のヒルベルトフィルタが用いられることを特徴とする、請求項１に記載の方法。３．送信端および受信端の両方で、帯域を制限する複素入力フィルタリングに関連してサンプリングレート低減が実行され、対応するサンプリングレート増加は複素出力フィルタリングの前に実行され、それはサンプリングレート増加にマッチングすることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載の方法。４．サンプリングレート低減は整数比、特に１：３の比で実行され、サンプリングレート増加よ応じて同様に整数比、特に３：１の比で実行されることと、複素フィルタ（３０、３５、４０、６２）として高次の再帰型フィルタが用いられることとを特徴とする、請求項３に記載の方法。５．プリアンブルは固定された時間フレームで定期的に伝送され、暗号化された音声信号は該プリアンブルの持続期間の間マスクされることを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の方法。６．固定された時間フレームは複数秒間、特に３ないし１０秒間持続し、プリアンブルの持続期間は数十ｍｓ、特に約２００ｍｓであることを特徴とする、請求項５に記載の方法。７．伝送チャネルの特性は受信機端においてプリアンブルの受信中に試験され、受信端等化器（５１）のためのフィルタ係数はこれから決定されることを特徴とする、請求頃６に記載の方法。８．各送信されたプリアンブルの終わりは受信機端で再同期のために検出され、その得られた信号を用いて、有効信号を解読するために、コード発生器のための疑似乱数発生器（５４）は起動されることを特徴とする、請求項７に記載の方法。９．デジタル化された音声信号のおよびパイロット信号の、乱数により制御される位相変調は、異なる乱数発生器によって行なわれることを特徴とする、請求項１ないし請求項７の１つに記載の方法。１０．暗号化セキュリティを向上させるために、プリアンブル内における、受信機端の乱数発生器（５４）のための起点は変更可能なようにセットされ得ることを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の方法。１１．一方では、音声信号をデジタル化し送信信号を所定の伝送チャネルにマッチングさせ、および／または、他方では、受信信号をデジタル化しその条件づけられた受信信号を音声再生装置にマッチングするためのフロントエンドユニット（２２、５２）を設ける、音声伝送のための装置における音声暗号化および解読のための装置であって、送信端においては、（疑似）乱数発生器（３４）により制御されるコード発生器（２３）は、デジタル化された音声信号を位相変調するデジタル位相変調器（３３）に作用し、位相変調された音声信号（ｙ（ｎ））は、パイロット信号発生器（２０）により供給され同様にランダム分布において位相変調されるパイロット信号（ｑ（ｎ））と組合されて有効信号（ｓ（ｎ））を形成し、プリアンブル発生器（２４）は、受信機端での同期および有効信号等化のために用いられる、有効信号とともにシーケンシャルに発されるプリアンブル（ｖ（ｎ））を発生し、それを、規定されるクロックシーケンスで動作し得る切換スイッチ（２５）を介して、送信信号条件づけのためにフロントエンドユニット（２２）に送ることを特徴とし、さらに、受信端においては、デジタル化された受信信号の伝送チャネルの等化のためのデジタル等化フィルタ（５１）があり、前記等化器の係数はプリアンブルの受信中に計算されて設定され、装置（４４）は受信された有効信号内におけるプリアンブルの検出のために設けられ、前記装置は、プリアンブルの規定される部分の関数として、ハイレベル計算ユニットにおいて等化器フィルタ（５１）のためのフィルタ係数の計算を開始して、したがって、クロック同期装置（５５）を活性化することによって有効信号の解読を初期設定し、前記クロック同期装置（５５）は、一方では、受信された、復調されたパイロット信号から、受信端で発生されたパイロットトーン（５０）による複素乗算（６３）によって、サンプリングクロック補正のための制御信号を供給し、他方では、同様にクロック同期で初期設定される乱数発生器（５４）の制御下で、受信端のパイロットトーン発生器により変調器（５７）を介して供給されるパイロットトーンから、位相変調されたパイロット信号（ｑ（ｎ））を供給し、前記位相変調されたパイロット信号（ｑ（ｎ））は、伝送されたパイロット信号を分離するために、等化された有効信号（ｓ（ｎ））と減法的にリンクされ、位相変調された音声信号として、位相復調器（５９）において、受信端の同期される乱数発生器（５４）により制御され、変調されないデジタル音声信号に変換され、この変調されないデジタル音声信号は音声信号への変換のためにフロントエンドユニット（５２）に送られることを特徴とする、音声伝送のための装置における音声暗号化および解読のための装置。１２．サンプリングレート低減のための、送信端の（第１の）装置（３１）によって特徴づけられ、前記装置（３１）は、送信端のフロントエンドユニット（５２）により供給されるデジタル化された音声信号を、入力側の第１の複素入力フィルタ（３０）を介する、固定された因子により低減されるサンプリングレートでの帯域制限の後に位相変調装置へ送る、請求項１１に記載の装置。１３．サンプリングレート増加のための、送信端にある（第１の）装置（３６）によって特徴づけられ、前記装置（３６）は、固定される因子により決定される信号値によって、有効信号（ｓ（ｎ））とプリアンブル（ｖ（ｎ））とからなる、音声が暗号化された伝送信号（ｗ（ｎ））を増加させ、前記信号を伝送信号条件づけのために第１の複素出力フィルタ（３５）を介してフロントエンドユニット（２２）に送る、請求項１１または請求項１２に記載の装置。１４．サンプリングレート低減のための、受信端にある（第２の）装置（６１）によって特徴づけられ、前記装置（６１）は、受信端でフロントエンドユニット（５２）によって供給されるデジタル化された受信信号を、等化と、第２の複素入力フィルタ（４０）を介する、固定された因子により低減されたサンプリングレートでの帯域制限との後、位相変調装置（５５、５９）に送る、請求項１２または請求項１３に記載の装置。１５．サンプリングレートを増加するための、受信端の（第２の）装置（６１）によって特徴づけられ、前記装置（６１）は、固定された因子によって決定される信号値によって、変調された受信信号（ｘ（ｎ））を増加させ、それらを音声信号条件づけのために第２の複素出力フィルタ（６２）を介して受信端のフロントエンドユニット（５２）に送る、請求項１４に記載の装置。１６．サンプリングレート低減のための因子とサンプリングレート増加のための因子とは、等しくかつ整数となるように選択されることを特徴とする、請求項１２および請求項１３ならびに請求項１４および請求項１５に記載の装置。１７．両方の因子は「３」になるように選択されることを特徴とする、請求項１６に記載の装置。１８．送信端の乱数発生器（３４）と受信端の乱数発生器（５４）とは、線形合同法に従い、ｎ＝整数として１，２，…とし、ａおよびｃは整数の定数を示すものとし、ｍは選択可能な数を示すものとして、次の法則ｒ（ｎ）＝（ａ・ｒ（ｎ−１）＋ｃ）ｍｏｄｍに対応してランダム値（ｒ（ｎ））を供給することを特徴とする、先行する請求項１１ないし請求項１７の１つに記載の装置。１９．整数の定数は、ａ＝１６６４５２５、およびｃ＝３２７６７となるように規定され、ｍはｍ＝２³²となるように選択されることを特徴とする、請求項１８に記載の装置。２０．クロック補正のための制御信号と、受信端で、復調された受信パイロット信号の平均化（５６）から発生される、パイロット信号のレベルのための制御される変数とは、固定された数のサンプル値にわたって得られることを特徴とする、請求項１１に記載の装置。２１．異なるコード信号は、各場合において、送信端での音声信号の統計的位相変調のために、およびパイロット信号の分離後の受信信号の復調（５９）のために、ならびにパイロット信号の送信端位相変調およびパイロット信号の受信端復調のために用いられることを特徴とする、先行する請求項１１ないし請求項２０の１つに記載の装置。２２．高次の再帰型フィルタとして動作するヒルベルトフィルタ（３０、３５、４０、６２）は複素フィルタとして用いられることを特徴とする、先行する請求項１１ないし請求項２１の１つに記載の装置。