JPS621334A - アナログ信号暗号化及び類似の動作のための拡張部分レスポンス処理 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は制限されたバンド幅チャネルを通じて伝送され
る高品質の信号を暗号化するためのアナログ信号処理技
術に関する。より詳細には、本発明はアナログ信号の拡
張部分レスポンス処理に関する。

発明の背景 無線電話システムにおいては信号通信の秘密を守ること
は非常に重要である。信号の暗号化及び信号を所定の伝
送媒体、例えば、電話システムの音声チャネルに置くた
めの信号の処理を含む、秘密全守るための技術の実現は
信号バンド幅の拡張を伴なう。ここでは、信号の処理及
び／あるいは暗号化によるバンド幅の拡張と、伝送チャ
ネルのバンド幅の制限との矛盾した要件から伝送される
信号の品質が損われる事態が生じる。無線電話システム
においては、伝送の秘密を守ることは特に重要視され、
また無線電話システムの通信経路内の無線リンクが、通
常、公衆交換電話網内の有線回路の比較的狭いバンド　
チャネルと直列て接続される定めこのバンド幅に関して
の矛盾が特に顕著となる。

サンプル　マスキングは暗号化さｎ念信号が残留する鮮
明な情報エネルギーを持たず、従って、了解不能となる
ため、ますます普及されている信号暗号化技術の１つで
ある。サンプル　マスキングにおいては、信号サンプル
に、モジユロ演算によって、ランダムに実質的に等しい
確率で信号サンプルが量子化される振幅レンジの個々の
レベルを表わす信号のシーケンスが結合される。しかし
、この暗号化プロセスは、前述のごとく、良品質の音声
信号のバンド幅を通常の電話チャネルのバンド幅を越え
て拡張させる。任意の与えられ之ピント速度において、
この間ｆｆｌ’に解決する試から幾つかの装置が提案さ
れているが、これら装置は、伝送さ九る信号の品質を大
きく損なつ乏シ、十分なバンド幅を持つ特別な伝送チャ
ネルを必要としたり、あるいは実現するため：て費用が
かかりすさ゛商業的して現実的でないなど幾つかの開題
を待つ。

１つのサンプル　マスキング　システムが、ＩＣＣｌ９
８０年議事録、ｖｏｌ、１、ページ１６．２．１−１６
．２．６にＳ、Ｂ、ウニインスタイン（Ｓ、　Ｂ。

Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ　）　Ｋよって発表の論文〔音声ス
クラビングのためのサンプリングに基づく技術（Ｓａｍ
ｐｌｉｎｇ−ｂａｓｅｄ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｆｏ
ｒ　ＶｏｉｃｅＳｃｒａｍｂｌ　ｉｎｇ　）　）　にお
いて紹介されている。このシステムにおいては、入力音
声サンプルが復元された音声内のノイズがろたかもスク
ランプリングが遂行されなかったときと同一となるよう
に周囲ノイズの標準偏差の２あるいは３倍に相当する量
だけ個々の端の所で減少された搗幅レンジに制限される
。これら同じ信号がまた暗号化によるバンド幅の拡張ノ
後にこれら信号が使用されるチャネルのバンド幅に概む
ねマツチする約２９３３Ｈｚのバンド幅を持つように２
５００Ｈ２のバンド幅にバンド制限される。

Ｒ，Ｔ、アダムス（ＲｏＴ、　Ａｄａｍｓ　）ら（７）
合衆国特許第４．２８３．６０２号はサンプル　マスキ
ング　タイプのベースバンド伝送システム全開示する。

このシステムにおいては、暗号化さｎｆＣ信号が元の入
力信号と暗号化された信号を受信する伝送媒体の両方に
等しいバンド幅：Ｃロー　パス　フィルタされる。経験
からこのように１つの共通のバンド幅にのみローパス　
フィルタリングするシステムは信号全了解不能とする許
容できないシンボル干渉を起こすことが知られている。

Ｄ、　Ｄ、　７クレー（Ｄ、　Ｄ、　ＭｃＲａ＝　）ら
に公布された合衆国特許第４．３９８．０６２号はサン
プルマスキング　タイプのもう１つのシステムを開示す
る。このシステムは暗号化された信号を２つの半パルス
速度シンボル　トレインに分割する回路の出力から提供
されるパルストレインをコンディショニングするための
直角変調器の対応するチャネル内にロー　バスフィルタ
を使用する。ただし、ここでは、このコンディショニン
グに関しての説明はない。

ＲｏＪ、：］センチイノ（Ｒ＋Ｊ、　Ｃｏ５ｅｎｔｉｎ
ｏ　）ら５ｅｌｅｃｔｅｄ　Ａｒｅａ　ｉｎ　（：’ｏ
ｒｒｒｎｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　）、ＶＯｌ。

５ＡＣ−２３扁３．１９８４年５月号、ページ４２６−
４３３に発表の論文〔サンプル　マスクされ念音声伝送
のための効率的な方法（Ａｎ）：：ｆｆ１ｃｉｅｎｔ　
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　３ａｍｐｌｅ　Ｍａｓｋ
ｅｄＶｏｉｃｅ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　）　）は
暗合化された成分全信号成分を処理することなく修正す
るため（で暗号化及びサンプル　マスクさｎ　ｆＣ温号
を線形フィルタリングする方法を説明する。ここでは、
フィルタが長い念めに実現コストが高くつくいわゆるス
ペクトル修正フィルタが重みつき５ｉｎｘ／ｘフイルタ
を５９９の長さに切り捨てすることによって簡素化して
使用江ｎる。

ケンタラキー州しキシントン市シてて１９８２鉦５月１
２ヨ（・て開催の１９８２生カーナハンコレフアレンス
　オン　セキュリティー　テクノロジー（１９８２Ｃａ
ｒｎａｈａｎ　Ｃｏｎｆｅｒｎｃｅｏｎ　３ｅｃｕｒｉ
ｔｙ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　）において発表されたコ
センテイノ（Ｒ，Ｊ、　Ｃｏ５ｅｎｔｉｎｏ　）らシて
よるもう１つの論文〔安全な音声バンド福モデム（５ｅ
ｃｕｒｅ　Ｖｏｉｃｅ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｅ
ｍ　）　〕はサンプル速度の間引き及び挿間を伴なう単
一チャネル　サンプル　マスキングを使用するモデムて
ついて説明している。

Ｋ、フエーハー、プレンティス　ホール社（Ｋ、）’ｅ
ｈｅｒ　、ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｉｌ　　Ｉｎｃ、　
）　Ｋよッテ１９８１年に出版された著書二デジタル通
信二マイクロ波用途（１）ｉｇｉｔａｌ　（ｏｒｒｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎ　；Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　ＡｐＨ１ｃ
ａｔｉｏｎｓ　）の第７章（７）Ａ、Ｌ。

ンダー（Ａ、　Ｌｅｎｄｅｒ　）による論文〔相関（部
分レスポンス技術とデジタル無線システムへの応用（Ｃ
ｏｒｒｅｌａｔｉｖｅ　（ｐａｒｔｉａｌ　Ｒｅ５ｐｏ
ｎｓｅ）７’ｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ａｎｄ　Ａｐｐｌｉ
ｃａｔｉｏｎｓ　ｔｏ　］）ｉｇｉｔａｌＲａｄｉｏ　
Ｓｙｓｔｅｍｓ）　）　ｆｉ与えらｎ、＋パン’ｒ”８
のチャネルが幾分か早いシンボル速夏全収容できるよう
にするため（・てデータ信号、・て制」御された量のシ
ンボル間干渉を導入する概念について述べる。ここでは
、２進及び２進以外の両方のデータ信号が対象とさｎｌ
　エラー伝播全減少するためにモジユロ加算予備符号化
が行われる。−例として、モジユロＱ＝４（７レベル）
多重レベルのシステムが示されている。

３１レベルのシステムについても示唆されているがこの
開示はない。データ検出のためにビット　スライシング
が使用され、これがエラー検出に対しても考慮されてい
る。データ伝送システムでは、伝送の際に注入されるノ
イズは、通常、隣接するレベル間の振幅スｉ＜ンを越え
ることはない。

発明の概要 暗号化動作によるバンド幅の拡張と、暗号化された信号
のための伝送チャネルのバンド幅の制約の間の矛盾から
生じる前述の問題は暗号化さ′ｎたアナログ信号サンプ
ルに部分レスポンス処理を行うことによって軽減できる
。

１つの冥施態様においては、アナログ　サンプルが許容
されるアナログ信号レンジ内ではレベルの総数の小さな
パーセントのエラーが人の耳によって簡単に感知できな
いようなものである連続的に変化するアナログ信号全近
似するのに十分な数のレベルに量子化される。

本発明及び本発明の各種の特徴、目的及び長所は以下の
詳細な説明ｆｆｉ特許請求の範囲及び２面と関連して読
むことＫよってより完全に理解できるものである。

具体例の説明 第１図には本発明が、例えば、セル型無線電話システム
内の通信経路の一方向の伝送に応用されたところが示さ
れる。他方向の経路も基本的九同−と考えて良い。本発
明が一例として応用できるタイプのシステムの一例が１
９７９年１月号のベル　システム　テクニカル　ジャー
ナル（Ｂｅ１ｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　ＴｅｃｈｎｉｃａｌＪ
ｏｕｒｎａｌ　）の論文集に詳細に示されている。

従って、ここに示される図面からはこのシステムの本発
明を理解する上で必要でない幾つかの細部が省かれてい
る。

第１図に示される経路は、例えば、システムのサービス
　エリアのセルの回シで無線端末装置を移動させる運搬
装置のような移動設備１．つま）端末１ｏを含む。端末
１ｏは無線リンク１１ｆ通じて固定設備１２に結合され
る。一方、固定設備１２は、好ましくは、公衆通信交換
電話網（ＳＰＴＮ）のゾーン局（図示なし）Ｋ結合され
る。固定設備１２は、好ましくは、関連する無線設備及
びそのための制御装置を備えるセル　アンテナ　サイト
１３、移動電気通信交換局（ＭＴＳＯ）　１６及び移動
端末１０と対応する信号処理設備受信端末１７を含む。

移動端末１０及び固定受信端末１７内においては各種の
機能が遂行される。これらは当分野において周知の個々
の機能に関する技術を使用することによってアナログ的
にもデジタル的にも実現できる。例えば、ある用途ｔて
おいては、こｎらｉ′ｉ（デジタル信号プロセッサ：信
号処理のためのプログラム可能集積回路（１）ｉｇｉｔ
ａｌ　３ｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ；Ａｐｒｏｇ
ｒａｍｍａｂｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃ１ｒｃｕ
ｉｔ　ｌ；”Ｏｒ　ｓｉｇｎａｌテクニカル　ジャーナ
ル（Ｂｅ１ｌ　ｓｙｓｔｅｍＴｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｊｏ
ｕｒｎａｌ　）の１９８１年９月号に示されるタイプの
多重デジタル信号プロセッサ及びプロセッサ機能を使用
して実現される。

このタイプのもう１つの適当な回路にはテキサツ　イン
ストルーメント社（Ｔｅｘａｓ　工ｎｓｔｒ−ｕｍｅｎ
ｔｓ　工ｎＣｏｒｐｏｒａｔｅｄ　）によって製造のＴ
ＭＳ−３２０信号プロセッサがある。

アナログ音声信号はアンチ　エイリアシング　フィルタ
１４に結合されるが、このフィルタはこれら信号を約３
００−３０００Ｈｚバンドに制限する。アナログ　デジ
タル変換器１８はこうしてろ波さ九た信号を受信し、そ
のアナログ信号情報：て対して決定さ九之振嘉量子化レ
ンジを図式的に表わす。このレンジは好ましくは図示て
れる経路を通じて通信する幽事者に大きな不快を与え々
いよつな十分に低い量子化ノズルを待つ音声信号の変動
を表わすのに十分なレベルの数Ｑを持つ。このように十
分な数のレベルを持つ量子化ドメインでは、レベル間の
ステップ　サイズは、通常、端末１０と１７の間の伝送
の際に信号内に注入されるノイズの大きさとの関係から
みて、ノイズが複数のレベル旦のレベル　エラ−を越す
のに十分なサイズとなるが、二はレベルの飴、ｔ２ｑの
小さなパーセントであり、エラーの発生は以降単に人間
の耳として扱かわｎる典型的な人間の聴覚機能ではｊｍ
単に感知されない。換言すれば、レベル間の量子化ステ
ップ　サイズは、伝送の際に注入されるノイズの量と関
連して決定される。つまり、あるレンジ内の伝送ノイズ
に起因する少なくとも１つの少数のレベルのエラーが人
間の耳のエラーに耐える特性と適合するようなサイズに
される。人間の耳は知覚される音声品質に大きな差異を
感じることなく量子化レンジ内の複数のレベルの５パー
セントあるいはそれ以上のエラーに耐えることが知らｎ
ている。

本発明の１つの用途においては、Ｑ＝２５６レベルが上
記の要件を満足することが発見ざｎた。厳密な数は特に
重要ではない。ただし、８ビツト２逼符号デジタル語で
表わすことができる２５６しベルがデジタル信号処理、
例えば、信号のリミッティング、暗号化、及び部分レス
ポンス符号化において、情報処理量の最大化と伝送され
る信号のエラー率の間の好ましい妥協を達成するのに便
利であることが知らｎている。

しかし、他の信号処理機能、例えば、スケーリング、フ
ィルタリング及び変調においては、演算動作のキャリー
全扱い、筐た前述の機能のために結ｆｆｉ全８ビット　
レベルに切り捨てするために１６ビツト演算全使用する
のが便利である。

Ｑに対する値が、例えば、２５６とさｔ′した場合、ア
ナログ信号の振幅をデジタル的に表わすのに使用される
ビットの敷金１ビット変化させると、量子化ノイズに約
６デシベル（ｄＢ）の変化金与えることが知られている
。

ビットが少ないとノイズが犬き（なる（６ビツトによっ
て表わされる）。６４レベルの量子化レンジは通常の状
態でユーザから信号品質に関して良い反応を得ることが
できる最少の数でるる。多くの用途江おいて、信号け２
５６レベル以上の量子化ドメインにて量子化及びデジタ
ル表現される。しがし、前述のごとく、−例としての幾
つかの機能に幻しては（デジタル表現の８個の最上位ビ
ットによって表される）２５６レベルが要求される低い
量子化ノイズとこれらデジタル窟号処理機能のための現
実的な語ビット長要件の間の適当な妥協として使用され
る。

変換器１８の出力は予備音声処理機能ブロック１９に／
′７ＵＩえらｆ”Ｌる。こｎは、例えば、リミツテング
、スケーリング、スプリッテング、フィルタリング及二
１′闇弓１きなどっ機；巨と提供する。こｎらは第６図
との関連において後により詳ぞに説明される。これら機
能１ま後に説明される幾つかのモジユロ演算機能のノイ
ズ：（対する保護、並びに説明されるフィルタリング及
び他の機能を行うために信号の同相及び直角位相バージ
ョンを得るために提供される。結果として得られる同相
及び直角位相バージョンのデジタル的に表わされたアナ
ログサンプル振幅はサンプル　マスキング及び部分レス
ポンス符号化機能ブロック２０に加えらｎる。マスキン
グ及び符号イヒ機能の各々は異なるモジユロ演算動作を
含む。もう１つの機能ブロック２１は処理されたベース
バンド周相及び１角位相信号をＰＳＴＮの多くの回路：
ておいて一般的である適当なパスバンド　レンジ、例え
ば、３００−３０００　Ｈ２に翻訳するため１て部分レ
スポンス　フィルタ機能及び１角変調機能の一部、っ甘
り、平方根を提供す８゜デジタル的に衣ゎさｔ″したマ
スクでｎｆｃサンプルヨ２：はその後デジタルアナログ
変換器２２にＸつでアナログ形式に変換さｉる。

後に説明されｂごとぐ、少なくともサンプル　マスキン
グ及び部分レスポンス機能が同一つ信号振福ドメイン、
つまり同一の信号量子化レンジあるいは少なくとも異な
るコンパティプルなレンジにおいて遂行される。コンパ
ティプルなドメインおるいけレンジとは、対応する量子
化レンジの各々が低量子化ノイズ及び人間の耳のエラー
に耐える能力とコンパティプルであるという前述の要件
を満足させ、信号音これらの間で適当なスケールリング
によって翻訳することができるレンジである。

これに加えて、累積部分レスポンス　フィルタリング（
フィルタリングの送信及び受信部分の平方根の積）は所
定の制菌された量のシンボル間干渉を注入するタイプの
フィルタリングである。このようなフィルタリングは今
日に至る１ではデータ伝送システムにおいて比較的小さ
なレベルの数のデータ　シンボルに関してのみ採用され
てきた。通常、このレベルの数は前述の音声信号サンプ
ル全完全に表わすのに必要なレベルの数より少なくとも
１桁少ない。さらに、この少数のレベル全持つステップ
　サイズ（−ｉ、通常、非常に大きいためノイズが念っ
た１レベルのエラーを起こす可能性さえない。さらに重
要なことは、これらデータ　システムにおいて対象とさ
れるシンボル間干渉はデータ　シンボル間の干渉である
。一方、ここでは、この干渉は“サンプル間干渉“とい
った意味で考えられる。

ここで対象とされる個々のサンプルは処理の都合上部分
レスポンス　フィルタリング動作によって複数の別個の
データ　シンボルによってデジタル的に表わされたアナ
ログ値である。換言すｎげ、部分レスポンス　フィルタ
リング機能の伝達関数は別個の表現を持つアナログ　サ
ンプル値の発生の頻度によって与えられる周波数パラメ
ータによって決定される。

第２図には２つの時間的に隣接するインパルス、例えば
、データ　システム内のデータビットあるいは音声シス
テム内の音声サンプルのアナログ波が振幅対時間の関係
で示される。これらインパルスは示される部分レスポン
ス　フィルタリングの代わりに従来のナイキスト　タイ
プ　フィルタリングが使用されたとき第１図の変換器２
２の入力の所に出現するタイプのものである。第２図て
おいて、実線の波は現在のインパルスを示し、破線の波
はこれより前の時点において発生したインパルスを示す
。このタイプのフィルタリングはインパルスを理論的に
それらの各々がビット時間の中心で最大振唱全示し、時
間の両側で隣辺するビット間隔の中心点の所でゼロクロ
リングを持つ低い振幅のいわゆるサイドローブを示すよ
うに整形される。この方法はシンボル間干渉を最小限に
するために採用されるが、前述つレンダ−（Ｉ、ｅｎｄ
ｅｒ）の論文に述べら九でいるようにこの理論的な結果
は物理的に（１実現不可能である。従って、実際の用途
においては、典型的には、許容できる低いエラー率を達
成するためにデータ伝送ビット速度が減少される。

第３図には部分レスポンス　フィルタリングが使用され
たとき変換器２２の入力に加えラレる２つの時間的に隣
接するサンプルのアナログ波の振幅に対する時間の図が
示される。

実線の波は現在の波を示し、破線の波はこれより前の時
点において発生した波を示す。点線の波は現在の波と前
の波の総和であり、固定設備１２の（後に説明の）ブロ
ック３０の出力の所に回復されるタイプの波形を表わす
。

この図面から現在のインパルスと前のインパルスの中心
、つまり主要ローブの部分は、信号シンボル率（第１図
の場合はサンプル率）との関係で部分レスポンス　フィ
ルタリングバスバンドを選択することによって部分レス
ポンス機能：て附して定めら汎力既知の量だけ重複する
ことがわかる。

結果として、部分レスポンス処理は既知の制御された量
のシンボル間干渉（ＩＳＩ）を導入するが、こ九が既知
の量でちる念め、これは受信端末の所で簡単に除去でき
る。また、ＩＳＩが除去できるため、インパルスの伝送
速度を減少する必要はない。後に説明されるごとく、デ
ータ　ビット　インパルス伝送システムにおいて、周知
のこの制御されたＩＳＩは、適当に応用すると音声サン
プルインパルスとの関連においても有効に活用できる。

第４図は部分レスポンス処理を音声の伝送に応用したと
き、バンド幅の観点からこれがいかに有利でるるかを示
すためのセットの重複した信号周波数バンド幅の図を示
す。説明の都合上、任意の与えらｎた均一のパスバンド
内の振幅、インパルス伝送速度、インパルス　エラー率
、及び伝送チャネルバンド幅が想定される。さらに、サ
ンプル　マスキングに対するこの一例としての用途にお
いては、サンプル　マスキングの前のベースバンド入力
信号は任意の介在する処理の後にデジタルアナログ変換
器２２によって生成される結果としての信号が伝送チャ
ネルのバンド幅、例えば、無線リンク１１の許容バンド
幅と概むね同一のバンド幅を持つようなバンドにバンド
制限されるものと想定される。

第４図のブラケットＡによって示される部分は無線リン
ク１１に加えられるサンプルのマスクされたインパルス
のフィルタリングにナイキスト　タイプを使用する先行
技術によるシステムへの入力信号に謀せられる最大制限
バンド全表わす。ブラケットＢによって示されるこれよ
υ広いバンド幅部分は第１図のタイプの同じ無線リンク
１１に加えられるサンプルのマスクされたインパルスの
フィルタリングに部分レスポンス　タイプを使用するシ
ステムの入力信号に課せられるより広い制限バンドを表
わす。部分ＡとＢは典型的にはここでは、例えば、３０
０Ｈ２の共通の最低周波数を持つものと仮定されたパス
バンド信号である。部分ＡとＢは図面のマスキングされ
る前の部分を他の部分から聴覚的に識別するために二重
の斜線で示される。

第４図のブラケットＣ及びＤによって表わされる部分は
通常それぞれ部分Ａ及びＢによって表わされる入力信号
に対するサンプルマスキングの結果として得られる類似
する比例のバンド幅拡張を表わす。Ｂの上側周波数端を
越えて広がるＣ及びＤの部分は一重の斜線で示される。

最後に、第４図のブラケットＥによって示される部分は
ナイキスト　タイプ及び部分レスポンス　タイプのフィ
ルタリングの両方を共通チャネル１１に送られる信号に
対して使用したときに連成される最終的なバンド幅２表
わす。Ｄを越えて広がるＥの部分には斜線は与えられな
い。便宜上、部分Ｅは部分ＡからＤと同一の最低周波数
を持つように示されているが、Ｅは典型的にはＰＳＴＮ
の典型的な電話チャネル　バンド幅圧マツチするように
Ａ、９るいｌｄＥ入力のために、例えば、３００−３０
００Ｈｚのパスバンド信号に変調される。

前述よりナイキスト　フィルタリングさ九た信号と関連
するバンド幅の拡張、つまり、Ｃの上側周波数からＥの
上側周波数までの拡張は部分レスポンス　フィルタリン
グされた信号と関連する拡張、っまりＤの上側周波数か
らＥの上側周波数までの拡張より大きなことプ；わかる
。第４図からＤとＥのバンド幅は概むね等しいことがわ
かる。従って、第４図のＥＫ対応する伝送チャネル　バ
ンド幅を持つシステムが与えられると、従来の典型的な
ナイキスト　フィルタリングを使用するシステムはサン
プル　マスキング動作のためのバンド幅の拡張及びナイ
キスト　フィルリングのためのバンド幅の拡張の両方の
ための部分レスポンス　フィルタリングを使用するシス
テムの場合と比較してかなフ狭いバンド幅のバンド制限
入力信号から開始することが必要となる。この開始幅の
差が男性と女性の音声の両方の周波数レンジを十分に表
わし結果として長い期間にわたってこ九を楽に聞けるよ
うするのに十分なバンド幅を持つ受信端末信号が確保で
きるか、あるいはこれら同じ音声を長い期間てわたって
不当な疲労を感じることなく聞くことを困難にするよう
な重大なひずみを信号に与えることなくこれら音声を表
わすＫは不十分かバンド幅を持つ受信端末信号しか確保
できないかの差を作ること力；発見された。

第５図は量子化ステップ　サイズとデータ伝送に要求さ
れるノイズとの間の関係カニ、前述の人間の聴覚機能、
つまり、いわゆる入間の耳の量子化レベル検出エラーに
耐える能力のためにアナログ音声サンプルの伝送では必
要でないという発見全量す。第５図には第１図の無線リ
ンク１１のような媒体を通じての伝送の際に伝送される
信号に典型的に注入される伝送ノイズを宍わすランダム
に変動するアナログ信号波の部分３７が示される。対の
実線の水平の線３８は伝送される信号を許容できる低い
エラー率にて受信するのに必要とされる最少の２進符号
化データ信号量子化ステップ　サイズを示す。これに対
して、破線３９は伝送される信号が良好な品質の音声と
して回復されるのに必要とされる限界ではないが最少の
アナログ音声サンプル信号量子化ステップ　サイズを示
す。つ１す、音声に対する量子化ステップ　サイズは、
これを十分に小さくシ、量子化ノイズ金良好な音声の再
生に十分な分解能を持つ適当なレベルまで減少すること
ができる。これはこの小さなステップ　サイズが予想さ
れる伝送ノイズの振幅よりもかなり小さくてもかまわな
い。つまり、人間の耳は示されるような相対規模金持つ
ノイズによって生成されるようなレベル　エラーを簡単
に知覚することはできない。

第１図にもどり、等比トレーニング信号発生器１５け端
末１７内の等化機能をトレーニングするための信号を提
供する。発生器１５の出力は周知のようにシステム動作
の適当な時間にブロック２１の出力とスイッチ的に代替
される。

第１図のタイミング装置２３は端末１０の残ｐの機能ブ
ロックの之めて使用される各種のクロック信号を生成す
る。これに加えて、この装置はトーン、例えば、Ｋ、Ｗ
、レランド（Ｋ、Ｗ、　Ｌｅｌａｎｄ　）及びＮ、Ｒ，
ソレンバーガー（Ｎ、　Ｒ，Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ
　）の合衆国特許第４、４０３．３４８号の単一サンド
バンド受信機との関連で考慮される種類の単一サンドバ
ンドシステムに使用されるパイロット　トーンの発生器
２６に対するクロック全提供する。

このトーンはまた端末間の暗号化機能カラトンダウン　
ハンドシェーク、及び当技術において周知の池の同期機
能にも使用される。発生器２６の出力は、デジタル的に
実現された実施態様；ておいては、例えば、時間的に一
致するサンプル値を演算的に加算することに二って変換
器２２の入力の所で信号経路内に注入されろ。この位置
はこれらトーンが、都合良く、例えば、周知のデジタル
信号処理動作によってデジタル的に生成できるために使
用される。ここでは、結果としてのトーン　サンプル値
がデジタル的に表わされたサンプルの振幅を加算するこ
とによって注入される。

結果としてのデジタル的に表わされた音声及びトーン　
サンプルの認ｆＤは変換器２２によってアナログに変換
されサンプル平滑化フィルタ２４及び適当な送信機無線
周波数回路、つまり、セル型音声処理及び変調回路２５
を介して無線リンク１１に加えらｎる。

セル　サイト１３の所で受信される無線信号はそｎらの
バスバンド位置、例えば、３００−３０００Ｈ２に回復
ざｎる。こｎら信号は次にＭＴＳＯ１６に使用される特
定の無線チャネルのために使用される音声信号トランク
にパスされ、ここでこれらはＰＳＴＮゾーン局に送るべ
き鮮明な音声信号を回復するために端末１７を含む有線
経路に交換される。端末１７は、好ましくは、ＭＴＳＯ
のゾーン局側に位置さｎ１ハンドオフしたとき暗号キー
全変更する必要が生じないようにされる。

第１図より受信端末１７の機能は多くの点で基本的に移
動端末１０の機能の逆であることがわかる。受信された
アナログ　サンプルはアンチ　エイリアシング　フィル
タ３４に結合され、アナログ　デジタル変換器２７によ
って再びデジタル形式に変換される。トーン　サンプル
がトーン検出器２８内のデジタル　フィルタリング機能
による検出のために抽出される。これら検出器からの出
力はタイミング装置２９に加えられる。タイミング装置
２９は端末１７の機能に必要な各種のクロック信号を生
成する。変換器２７の出力も直角復調器機能ブロック３
０に加えられる。ブロック３０ｆ′ｉ信号サンプルの同
相及び直角位相のバージョン全生成し、部分レスポンス
フィルタリングの残りの平方根部分を加え、間引きした
後に信号全等化層機能ブロック３１に加える。ブロック
３１はシステム動作の適当なとき、例えば、端末が入り
メツセージのために開始され念とき等化トレーニング２
行う。これ以外のときは、ブロック３１は、部分レスポ
ンス復号及びサンプル　アンマスキング機能ブロック３
２にバスされる信号全等化する。

この例のような幾つかの用途においては、好ましくハ、
部分レスポンス　フィルタリング機能が端末１０のブロ
ック２１と端末１７のブロック３０内の２つの平方根部
分の間で分割される。ただし、このフィルタリング機能
は当技術において周知のこれ以外の方法で分割すること
もできる。

ブロック３１の等化された出力はブロック３２において
端末１０の所で使用された疑似ランダム　サンプル　シ
ーケンスを引くことによってアンマスキングさｎ１部分
レスポンス復号される。これらは両方ともモジユロ−Ｑ
演算である。解読された音声サンプルは音声デプロセリ
ング機能ブロック３３にバスさｎ、ここで、リミテイン
グ、逆スケーリング、挿間、及びフィルタリングが行わ
れる。最後に、デジタル形式の鮮明な音声サンプルがも
う１つのデジタル　アナログ変換器３６によってアナロ
グ形式に回復され、その後、公衆通信交換電話網（ＰＳ
ＴＮ）内のローカル局に伝送するためにフィルタ４０に
結合される。フィルタ４０は音声バンドの上側端と音声
信号情報を回復するためにサンプルを積分するためのサ
ンプル速度の間のカットオフ周波数を持つロー　バス　
フィルタである。

アナログ　サンプル振幅値のサンプル　マスキング及び
部分レスポンス処理のための前述の方法は、所望の音声
バンド幅の使用を可能とし、この結果、標準のセル型無
線電話チャネルの信号品質と比較してユーザによって知
覚される信号品質の劣化を比較的小さく、つまり、０−
３ｂＢの範囲に抑えることができることが発見された。

第６図は第１図に示される送信機端末１０内の各種の機
能ブロックの動作の追加の詳細を示す。第６図に個別に
示される回路ブロックの各々を実現するために当技術に
おいてはアナログ技術及びデジタル技術の両方が知られ
ているが、これらブロックの詳細は本発明の部分を構成
するものではない。第６図の音声処理機能１９への入力
１”を第１図の変換器１８から提供されるアナログ音声
サンプルのデジタル形式でろる。第４図のバンドＢに対
応する３　００−２８００Ｈｚのベースバンド内の信号
エネルギーが一例として８キロヘルツ、Ｑ−レベル量子
化サンプル流として示される。

このサンプルの振幅は±ｙボルトのレンジ内である。信
号エネルギーＶｉ２つの経路に分割されるが、こｎは後
の処理のために通常の同相及び直角位相信号を生成する
ために一例として１５５０Ｈ２にテｓｉｎ　ｃ＋＋１　
ｔとＣＯ５ωｌｔ信号を掛けるために変調器４１と４２
に加えらｎる。変調器４１及び４２のため及び後に説明
の他の変調器及びパルス源のためのローカル発振源とし
ては好１しくはタイミング装置２３内の共通発振器が使
用される。この発振器の出力は送信機内のこれらパルス
源が調和して動作することを保証するために正しい位相
とされる。この発振器の動作はさらに前述のごとくトー
ン発生器２６の出力の送信によつて受信端末内の対応す
る回路要素とｙ４和される。これら２つの同相及び直角
位相経路のこれ以降の処理は、後者の直角変調によって
信号が正しいバスバンド内に置かれる時点まで同一であ
るため以下では片方の経路についてのみ説明する。

変調器４１からの出力プロダクトはフィルタ４３内で以
降の処理を一例としてのバンド０−１２５０Ｈｚのベー
スバンド　プロダクトに制限するためにロー　パス　フ
ィルタされる。

ナイキスト　サンプリングの観点からは２５００Ｈｚの
最小サンプリング速度が要求される。従って、フィルタ
４２の出力は間引き機能回路４９に加えられる。この回
路内では通常の信号シーケンスの３個おきのサンプルの
みが以降の処理動作に使用するために選択される。８Ｊ
（ｚのサンプルされた信号を３：１で間引きすることは
簡単でおり、結果として２６６７）（Ｚのサンプリング
率が達成される。

この新たな低い率は以降のデジタル信号処理の複雑さを
減少し、後のマスクされたサンプル情報を制限されたバ
ンド幅のチャネルを通じて伝送する問題を平易にする。

間引き回路４９の出力は後に説明する掛算器５１を通じ
て振幅スケーリング掛算器４６の１つの入力に加えられ
る。掛算器４６は受信サンプル信号全量子化レンジの有
効な部分として効率的に使用できるレンジにする。受信
サンプル振幅のデジタル　バージョンは既に０−２５５
レベル、つまり、Ｑ＝２５６のレンジに量子化されてい
る。ここで、個々のレベル番号はレンジを通じて均一な
サイズのステップの最低電圧の電圧の数である。通常予
想される最大の信号の逸脱が実質的にそのレベル　レン
ジを満すものと仮定される。前述のごとく信号処理経路
内でモジユロ演算動作が遂行される。−例として、こｆ
ｉｃ）ｆ′ｉ全て同一ステップ　サイズの２５６レベル
の同一振幅デメイン内にあるものと仮定される。

通常の信号処理動作、例えば、加算及び減算がモジユロ
　ランプ　アラウンドを起こしても問題はない。これは
受信端末内においてモジユロ加算器に続くモジユロ減算
器が自動的に補償“アンラッピング〃を行うためである
。しかし、端末間で注入される伝送ノイズがラップ　ア
ラウンドを起こすことは問題であり、これは音声信号回
復の結果に大きなエラーを与えることとなる。例えば、
２５５レベル音声サンプルに加えられｆｃ２レベル伝送
ノイズはルベノ呟モジユロ−２５６の結果を与え、受信
端末動作は受信端末内の逆機能によって伝送ノイズが除
去されない之め大きな信号でなく小さな信号として受け
とめる。

従って、少量の伝送ノイズが回復された波形に大きなエ
ラーを与えることとなる。従って、間引き回路４９から
の出力信号はそｎらの最大の逸脱がフルのＱ＝２５６レ
ベルのレンジよりも小さなレンジを満たすようにスケー
リングされる。

これを達成するため、レベルの総レンジが、Ｑ−２Ｘレ
ベルの有効信号レンジを残すためレンジの個々の下端及
び上端の所で数、Ｘのレベルだけ減らされる。例えば、
伝送ノイズが通常最大１０レベルであることが予想され
る場合、ノイズに起因するラップ　アラウンドが発生し
々いようにする穴めにＸが約２８レベルに選択される。

加算器４６Ｖｉ土ｙボルト信号レンジｔＱ−２Ｘレベル
レンジて入れるために必要なスケーリングを遂行し、加
算器５１の出力及び掛算係数（Ｑ−２Ｘ）７２Ｙの両者
を受信する。

加算器４７はモジユロ演算をするために信号レンジの中
心’ｔＱ＝２５６レベル　レンジの中心にシフトするた
めにスケーリングされた二極信号ｔＱ／２レベルだけバ
イアスする。

中心を合わせられた信号は次にリミッタ４８内において
量子化された受信信号内に存在し前述のスケーリング及
びレベル　シフト動作を通じて存続する異常な逸脱を除
去するためＸからＱ−Ｘレベルのレンジに振幅全制限さ
れる。

音声処理機能１９内のりミテインク回路４８からの出力
は音声サンプルをす：／　フ／Ｌマスキングするために
加算器５００Å力に加えられる。加算器５０はサンプル
　マスキングに関する技術において周知のごとくモジユ
ロ演算のために動作される。ここでは、この演算はモジ
ユロ−Ｑでちる。個々の連続の信号サンプルＳｎに暗号
化シーケンスから得られる互いに独立した所定の符号化
間隔Ｑｔ通じて均一に分散する値、つまり、−例として
、マスクされるサンプルの振幅ドメインと同一の振幅ド
メインを持つ乱数Ｈｎが加えられる。

総和Ａｎが以下のようにモジユロ−Ｑ演算から得られる
。

Ａｎ＝　ｓｎ　　＋　　Ｒｎ　（モジユロ−Ｑ）このプ
ロセスの結果Ａｎは乱数変数のシーケンスである。ここ
で、これら要素はＱ＞Ｓｎの最大規模が満足される場合
レンジＱを通じて均一に分散し、全ての他の要素値と統
計的に独立した振幅を持つ。サンプリングされたバージ
ョンの信号から上記の方法によって暗号化されたシーケ
ンスを形成することにより伝送のための完全な波形を生
成することが可能となる。マスキング　プロセスにおい
て使用される乱数シーケンスは好ましくはアメリカ連邦
標準局（Ｎａｔｉｏｎａｌ　１３ｕｒｅａｕ　ｏｆ　３
ｔａｎｄａｒｄｓ）によって承認された周知のＤＥＳア
ルゴリズムを使用することＫよって派生される。同一の
記号Ｒｎが第６図の同相及び直角位相ブランチの両方の
乱数シーケンスに使用されるが、この２つのブランチ内
で使用されるシーケンスは異なる互いに独立したシーケ
ンスである。

第７図の受信機内のシーケンスＲｎについても同様でろ
る。

サンプル　マスキングの１つの特徴は低レベルの暗号化
されていない音声信号、例えば、ＰＳＴＮ内で発生する
漏話からの信号が受信端末内で暗号化された音声信号に
重複された場合、この低レベルの音声が解読されたとき
所望の解読された成分の上に重複された了解性漏話とし
て現われることである。この種類の漏話は暗号化された
チャネルのユーザにチャネルが完全でないという誤った
印象を与える傾向を持つ。この漏話が問題とされる用途
においては、この漏話の残留了解性はサンプルマスキン
グの前に音声信号ＫＷ算器５１内Ｏ正及び負の単位利得
機能の疑似乱数シーケンスを掛けることによって解決で
きる。これらは効果は解読プロセスの後に受信機内で除
去でれる。暗号化されない漏話はこの疑似乱数乗法を含
まないため、受信機内での所望の信号からのこれら係数
の除去はこれらを漏話にも適用させ、この動作は漏話？
了解不能にする。

マスクされたサンプルは次に部分レスポンス事前符号化
回路５２１Ｃ加えられる。ここでこれらサンプルはもう
１つのモジユロ−Ｑ加算器に結合され、加算器５３の出
力と第２の入力の間に結合さ７’ｔ７’ＣＴ−遅延回路
５６によ　　′つて表わされる最も最近の前のサンプル
時間からのインパルスが引かれる。Ｔは間引きさ几たサ
ンプル　シーケンスのサンプル間隔の期間で、間引きさ
れたシーケンスのサンプル率の逆数である。ただし、こ
の事前符号化動作はＴ−遅延によって示されるごとく、
サンプル　マスキング、部分レスポンス、及び関連する
信号処理の一例としてのデジタル処理１・ておけるサン
プルの規模を茨わすのに使用されるデジタル　データ　
ビットのビット間隔ニ基ツくのでなく、間引きされたシ
ーケンスのサンプル期間あるいはサンプル率に基づいて
動作することに注意する。この事前符号化動作は説明の
部分レスポンス　フィルタリングに組み込１ｎる連続の
サンプル間の相関的な特性にもかかわらず受信端末１７
の所での個々のサンプル振幅の独立した翻訳を可能とし
、従って、エラーの伝播はない。減算器５５は加算器４
７によって課せられたオフセット全除去し、信号の二極
特性を回復するために加算器５３の出力からＱ／２レベ
ルに対応する値を引く。

加算器５３からの出力は挿間回路５７にも加えられる。

ここで、個々のマスクされ事前に符号化されたサンプル
の間に回路４９の間引きの逆の１：３挿間を達成し、こ
れによって音声処理回路１９の入力の所のサンプル率を
回復するために２つのゼロ振幅サンプルが挿入される。

こうして挿間されたサンプルシーケンスＵ次に−Ｆ方根
部分レスポンス　フィルタ５８を通じて変調器５９の入
力に結合される。フィルタ５８は第６図の周波数レスポ
ンス、つまり伝達関数の小さな図によって示されるよう
にコサイン　タイプの平方根の振幅特性を持つ。このフ
ィルタは事前符号化回路５２内のサンプル率よｐもかな
り小さなカットオフ周波数を持つ。−例として、このカ
ットオフは間引きされたサンプル反復周波数の半分、つ
まり、図面の１／２Ｔによって示される１３３３Ｈｚと
される。ここで、Ｔは間引きされた反復周波数の期間、
つまシ、ここでＦ′１２６６７Ｈｚでおる。このフィル
タリンクツ結果、一定の、りま力制御された量のシンボ
ル間干渉が導入されることとなる。ここでも対象とされ
るシンボルはその振幅のデジタル的に表現された値の個
々のビットでなくサンプル振幅である。端末１０の同相
及び直角位相経路内のフィルタされた信号は変調器５９
及びもう１つの変調器６０の個々の入力に加えら九る。

これら変調器はま念この２つの経路内の信号を伝送のた
めに使用されるチャネルのバスバンド位置、つｔり３０
０−３０００ＦＩＺにシフトするためにローカル発振器
信号ｓｉｎω２を及びｃｏｓω２ｔ’６受信する。

これら変調器の出力は第１図の変換器２２に加えるため
のサンプル　マスクされたアナログ　サンプル流を生成
するために加算器振幅内で結合される。

第７図ては受信端末１７の追加の詳細が端末１０の追加
の詳細と類似するしベルにて示される。第７図において
も復調後の同相及び直角位相経路は同一であるため片方
の経路についてのみ説明する。第１図のアナログ　デジ
タル変換器２７からの量子化され、サンプル　マスクさ
ｒ１デジタル的に符号化された信号は変調器６１及び６
２内において第６図の移動端末１０内の変調器５９及び
６０の所で使用されるのと同一周波数、つまり１７５０
１（ｚのローカル発振器信号に従って直角復調さ九る。

この結果として得らｎるＯ　−１３３３Ｈｚのバンドパ
ス　プロダクトが平方根コサイン　フィルタ６３によっ
て選択される。フィルタ６３はまたフィルタ５８のシン
ボル間干渉の挿入効果全完結させる。フィルタ６３の出
力内のサンプルは土Ｑのしシジ内の振幅を持つ。後に遂
行される復号及びアンマスキング動作ＶｃＶｉフルの８
ｋＨｚのサンプル率は必要でないため間引き回路６６内
において３：１の間引きが遂行される。第１図のトレー
ニング等化層３１は第７図には図面を簡潔にするために
示されていない。間引きされた２６６７Ｈｚのサンプル
率の信号は部分レスポンス復号回路６７に加えられる。

加算器６４内において、全てのサンプルを二極形式から
シングル　サイド形式に変換するために値Ｑが加えられ
る。後者の形式にて信号が回路６５内でモジユロＱ演算
される。これは送信機の部分レスポンス符号化効果並び
に故意に挿入され念シンボル間干渉全除去し、別個のマ
スクさｆＬ念リサンプル残す。

マスキングはモジユロ−Ｑ減算器７０内において端末１
０内で使用されたのと同一の疑似乱数パルス　シーケン
スＲｎ　ｆ引くことによって除去される。音声デプロセ
リング回路３３内において、（両方のモジユロ−Ｑ演算
動作の後に）きれいなサンプルがリミッタ７２によって
リミッタ４８内で使用されたのと同一の（Ｘ、Ｑ−Ｘ）
レンジに制限され、加算器７３によってＱ／２バイアス
を除去することによってそれらの正常のアース基準に回
復され、回路７６内で２Ｙ／（Ｑ−２Ｘ）を掛けること
によって元の受信サンプルの振幅レンジにスケールが戻
される。同様に、アンマスクされたサンプルに加算器７
１内で漏話保護効果を除去するために疑似乱数の逆数、
プラス、マイナス、単位利得シーケンス１／Ｂｒが掛け
られる。挿間回路７７は個々のサンプルの間に回路６６
内の間引きと逆の方法で２つのゼロ振幅サンプルを挿入
することによって元の８ｋＨｚサンプル率を回復する。

ローパス　フィルタ７８によってそれらが送信端末１０
によって使用されたのと同一周波数の１５５０Ｈ２信号
を使用することによって同一バンドの３００−２８００
Ｈｚに回復できるように８ｋＨｚサンプルのバンドが０
−１２５０）（ｚのレンジに制限される。この復調は復
調器７９及び８０によって遂行され、これら出力が加算
器７５によって加算され、その後、第１図のデジタル　
アナログ変換器３Ｇの入力に加えられる。

上の説明から、部分レスポンス技術を音声サンプルに対
応するサンプル振幅の２進符号化表現であるデジタル　
ビットに対して使用することによって、線形フィルタ、
例えば、４３．５８．６３及び７８、並びにミキサー、
例えば、４１．４２．５９．６０．６１．６２．７９及
び８０を使用して、特定の信号しベルの検出問題全件う
ことなく、向上されたバンド幅にて音声信号を伝送する
ことが可能となることがわかる。

本発明は一例としての実施態様との関連で説明されたが
、本発明の他の実施態様、修正されたもの、及び用途も
当業者にとってあきらかであり、これらも本発明の精神
及び範囲に含まれるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を具現する通信システムの簡略ブロック
及び線図； 第２図から第５図は本発明の動作及び長所？示す図；そ
して 第６図及び第７図はそれぞｎ第１図のシステムの送信及
び受信端末のさらに詳細な図である。 〈主要部分の符号の説明〉 移動端末・・・１゜ 受信端末・・・１７

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　アナログ信号処理システム内でアナログ信号サンプ
   ルを部分レスポンス処理する方 法において、該方法が アナログ信号サンプルを受信するステッ プ、 該サンプルをその振幅レンジの総レベル の小さなパーセントであつて少なくとも１ レベルに等しいサンプル振幅エラーが人の 聴覚機能によつて簡単に感知できないよう な十分な数のレベルを持つ振幅レンジで量 子化するステップ、及び 該サンプルの少なくとも所定の部分を該 受信ステップの該サンプルのバンド幅と概 むね等しい周波数バンド幅にて伝送するた めに部分レスポンス処理するステップを含 むことを特徴とする方法。 ２　特許請求の範囲第１項に記載の部分レスポンス処理
   方法において、該処理ステップ が 個々のサンプルを該サンプルからその振 幅レンジの総レベルの小さなパーセントで あつて少なくとも１レベルに等しいサンプ ル振幅エラーが人の聴覚機能によつて簡単 に感知できないような十分な数のレベルを 持つ振幅レンジ内の複数の量子化レベルの 電圧スパンに等しい第１の数を法とする演 算に従つて隣接するサンプル間隔からのサ ンプルを引くことによつて予備符号化する ステップ、及び 該予備符号化ステップからのサンプルを 該予備符号化ステップのサンプルの反復周 波数より小さな周波数の所にカットオフを 持つフィルタ内でローパスフィルタリ ングするステップを含むことを特徴とする 方法。 ３　特許請求の範囲第２項に記載の部分レスポンス処理
   方法において、該処理ステップ がさらに 該ローパスフィルタリングステッ プの前に該サンプル反復速度を増加させる ために該予備符号化ステップの出力の個々 のサンプルに少なくとも１つの追加のサン プル間隔を挿間するステップを含むことを 特徴とする方法。 ４　特許請求の範囲第２項に記載の部分レスポンス処理
   方法において、該処理ステップ からの信号サンプルが該サンプルに所定の 規模の伝送ノイズを課す媒体内で伝送され、該処理方法
   がさらに 該モジユロ加算機能内で伝送ノイズに起 因するラップアラウンドが発生するのを防 止するために該受信ステップからのサンプ ル振幅を該レンジの所定の中間部分に制限 するステップを含むことを特徴とする方法。 ５　特許請求の範囲第２項に記載の部分レスポンス処理
   方法において、 該受信ステップからのサンプルがその振 幅レンジの総レベルの小さなパーセントに あたるサンプル振幅エラーが人の聴覚機能 によつて簡単に感知できないような十分な 数のレベルを持つ振幅レンジ内の複数の量 子化レベルの数に等しい第２の数を法とす る演算に従つてマスキングサンプルを加 えることによつてサンプルマスキングさ れることを特徴とする方法。 ６　特許請求の範囲第５項に記載の部分レスポンス処理
   方法において、 該第１の数と該第２の数が等しいことを 特徴とする方法。 ７　特許請求の範囲第３項に記載の部分レスポンス処理
   方法において、該方法がさらに 該サンプルマスキングステップへの 入力を該受信されたサンプルのバンド幅を 該サンプルマスキングステップから提 供される該サンプルが該部分レスポンス ローパスフィルタリングステップか ら提供されるサンプルのバンド幅と概むね 同一のバンド幅を持つようなベースバンド 周波数レンジに制限するためにローパス フィルタリングするステップを含むこと を特徴とする方法。 ８　特許請求の範囲第３項に記載の部分レスポンス処理
   方法において、該方法がさらに 該受信装置から提供される該サンプルの 数を所定の反復サンプル時間にサンプルを 削除することによつて間引きするステップ、及び 該受信ステップのサンプル反復速度に等 しいサンプル反復速度を回復するために該 予備符号化ステップからの個々のサンプル に少なくとも１つの追加のサンプル期間を 挿間するステップを含むことを特徴とする 方法。 ９　特許請求の範囲第３項に記載の部分レスポンス処理
   方法において、該処理ステップ からの信号サンプルが該サンプルに所定の 規模の伝送ノイズを課す媒体内で伝送され、該処理方法
   がさらに 該マスキングステップ及び該予備符号 化ステップの該モジユロ加算機能内で伝送 ノイズに起因するラップアラウンドが発生 するのを防止するために該受信ステップか らのサンプル振幅を該レンジの所定の中間 部分に制限するステップを含むことを特徴 とする方法。 １０　サンプリングされたアナログ信号を所定のサンプ
   ル発生速度にて受信する装置を含 み、個々のサンプルがサンプル振幅の複数 ビット表現を含むデジタル形式にて表わさ れる通信システムにおいて、該通信システ ムが 該サンプルを該サンプル発生速度に基づ く該ビット発生速度とは独立した処理装置 伝達関数に従つて部分レスポンス処理する 装置を含むことを特徴とする通信システム。 １１　特許請求の範囲第１０項に記載の通信システムに
   おいて、該受信装置が 該サンプル振幅を大きな量子化ノイズを 伴なうことなく音声信号を表わすことがで きさらに複数の少なくとも１つのレベルの エラーが人の聴覚機能によつて簡単に感知 できないような十分な数のレベルを持つ量 子化レンジで表わすための装置を含むこと を特徴とする通信システム。 １２　特許請求の範囲第１１項に記載の通信システムに
   おいて、 該処理装置が 個々のサンプルを該サンプルからその振 幅レンジの総レベルの小さなパーセントで あつて少なくとも１レベルに等しいサンプ ル振幅エラーが人の聴覚機能によつて簡単 に感知できないような十分な数のレベルを 持つ振幅レンジ内の量子化レベルの数に等 しい第１の数を法とする演算に従つて前の サンプル間隔内のサンプルを引くことによ つて予備符号化する装置、及び 該予備符号化装置のサンプルの反復周波 数より小さな周波数の所にカットオフを持 つ該予備符号化装置からのサンプルをロー パスフィルタリングするための装置を 含むことを特徴とする通信システム。 １３　特許請求の範囲第１２項に記載の通信システムに
   おいて、該システムが 該受信装置からのサンプルに異なる所定 の利得調節の乱数シーケンスを加えるため の装置、及び 該乱数シーケンスを加える装置の出力を 該処理装置に結合するための装置を含むこ とを特徴とする通信システム。 １４　特許請求の範囲第１２項に記載の通信システムに
   おいて、該処理装置がさらに 該ローパスフィルタリング装置に加 える前に該サンプル反復速度を増加させる ために該予備符号化装置の出力の該サンプ ル速度を挿間するための装置を含むことを 特徴とする方法。 １５　特許請求の範囲第１２項に記載の通信システムに
   おいて、該処理装置からの信号サ ンプルが該サンプルに所定の規模の伝送ノ イズを課す媒体内で伝送され、該受信装置 がさらに 該予備符号化装置内の該モジユロ加算に おいて伝送ノイズに起因するラップアラウ ンドが発生するのを防止するために該受信 装置からのサンプル振幅出力を該レンジの 所定の中間部分に制限するための装置を含 むことを特徴とする通信システム。 １６　特許請求の範囲第１２項に記載の通信システムに
   おいて、 該受信装置内のサンプルをその振幅レン ジの総レベルの小さなパーセントにあたる サンプル振幅エラーが人の聴覚機能によつ て簡単に感知できないような十分な数のレ ベルを持つ振幅レンジ内の量子化レベルの 数に等しい第２の数を法とする演算に従つ てマスキングサンプルを加えることによつ てサンプルマスキングするための装置を 含むことを特徴とする通信システム。 １７　特許請求の範囲第１６項に記載の通信システムに
   おいて、 該第１の数と該第２の数が等しいことを 特徴とする通信システム。 １８　特許請求の範囲第１６項に記載の通信システムに
   おいて、該受信装置がさらに 該サンプルマスキング装置への入力を 該受信されたサンプルのバンド幅を該サン プルマスキング装置から提供される該サ ンプルが該部分レスポンスローパス フィルタリング装置から提供されるサンプ ルのバンド幅と概むね同一のバンド幅を持 つような周波数レンジに制限するためにロ ーパスフィルタリングするための装置 を含むことを特徴とする通信システム。 １９　特許請求の範囲第１６項に記載の通信システムに
   おいて、該システムがさらに 該受信装置から提供される該サンプルの 数を所定の反復サンプル時間にサンプルを 削除することによつて間引きするための装 置、及び 該受信装置に等しい反復速度を回復する ために該予備符号化装置からの個々のサン プルを挿間するための装置を含むことを特 徴とする通信システム。 ２０　特許請求の範囲第１６項に記載の通信システムに
   おいて、該処理装置からの信号サ ンプルが該サンプルに所定の規模の伝送ノ イズを課す媒体内で伝送され、該システム がさらに 該マスキング装置及び該予備符号化装置 の該モジユロ加算機能内で伝送ノイズに起 因するラップアラウンドが発生するのを防 止するために該受信装置からのサンプル振 幅を該レンジの所定の中間部分に制限する ための装置を含むことを特徴とするシステ ム。 ２１　特許請求の範囲第１１項に記載の通信システムに
   おいて、該処理装置が 受信されたサンプルを該サンプルが受信 されたときの反復周波数より小さな周波数 の所にカットオフを持つフィルタ内でロー パスフィルタリングするための装置、 及び 個々のサンプルをそのサンプルをその振 幅レンジの総レベルの小さなパーセントで あつて少なくとも１レベルに等しいサンプ ル振幅エラーが人の聴覚機能によつて簡単 に感知できないような十分な数のレベルを 持つ振幅レンジ内の量子化レベルの数に等 しい第１の数を法とする演算に従つて翻訳 することによつて復号するための装置を含 むことを特徴とする通信システム。 ２２　特許請求の範囲第２１項に記載の通信システムに
   おいて、該受信サンプルがそれぞ れ第１の乱数シーケンスの所定の異なる利 得調節を含み、該システムが 該復号装置からのサンプルにそれぞれ第 ２のシーケンスの所定の異なる利得調節を 加えるための装置を含み、該後者の利得調 節がそれぞれ対応する該第１のシーケンス の調節の効果を相殺するようにあらかじめ 決定されることを特徴とする通信システム。 ２３　特許請求の範囲第２１項に記載の通信システムに
   おいて、該処理システムがさらに 該サンプル反復速度を該復号装置に加え る前に減少するための装置を含むことを特 徴とする通信システム。 ２４　特許請求の範囲第２１項に記載の通信システムに
   おいて、受信された信号サンプル が該サンプルに所定の規模の伝送ノイズを 課す媒体を通じて伝送されたものであり、 該通信システムが 該復号装置からのサンプル振幅を該モジ ユロ翻訳機能内で伝送ノイズに起因してラ ップアラウンドが発生するのを防止するた めに該レンジの所定の中間部分に制限する ための装置を含むことを特徴とする通信シ ステム。 ２５　特許請求の範囲第２１項に記載の通信システムに
   おいて、受信されたサンプルが所 定のマスキングパルスシーケンスに従 うサンプルマスキングを含み、該システ ムが 該受信装置からのサンプルをその振幅レ ンジの総レベルの小さなパーセントにあた るサンプル振幅エラーが人の聴覚機能によ つて簡単に感知できないような十分な数の レベルを持つ振幅レンジ内の量子化レベル の数に等しい第２の数を法とする演算に従 つて該受信サンプルから該マスキングパ ルスシーケンスを引くことによつてアン マスキングするための装置を含むことを特 徴とする通信システム。 ２６　特許請求の範囲第２５項に記載の通信システムに
   おいて、 該第１の数と第２の数が等しいことを特 徴とするシステム。 ２７　特許請求の範囲第２５項に記載の通信システムに
   おいて、 該サンプルアンマスキング装置からの 出力をそれらのバンド幅を該受信装置から 提供されるサンプルのレンジよりも小さな ベースバンド周波数レンジに制限するため にローパスフィルタリングするための 装置を含むことを特徴とする通信システム。 ２８　特許請求の範囲第２５項に記載の通信システムに
   おいて、該システムが 該ローパスフィルタ装置から提供さ れる該サンプルの数を所定の反復サンプル 時間にサンプルを削除することによつて間 引きするための装置、及び 該アンマスキング装置からの個々のサン プルを該受信装置のサンプル反復速度と等 しいサンプル反復速度を回復するために少 なくとも１度挿間するための装置を含むこ とを特徴とするシステム。 ２９　特許請求の範囲第２５項に記載の通信システムに
   おいて、該受信装置からの信号サ ンプルが該サンプルに所定の最大振幅の伝 送ノイズを課す媒体を通じて伝送されたも のであり、該システムが 該アンマスキング装置からのサンプル振 幅を該レンジの所定の中間部分に制限する ための装置を含むことを特徴とする通信シ ステム。