JPH09284093A - マルチバンドｓａｗフィルタ - Google Patents
マルチバンドｓａｗフィルタInfo
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- JPH09284093A JPH09284093A JP11571096A JP11571096A JPH09284093A JP H09284093 A JPH09284093 A JP H09284093A JP 11571096 A JP11571096 A JP 11571096A JP 11571096 A JP11571096 A JP 11571096A JP H09284093 A JPH09284093 A JP H09284093A
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- saw filter
- frequency
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- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ＤＭＳフィルタのような共振器型フィルタ素子
を複数個組み合わせたマルチバンドＳＡＷフィルタの欠
陥を除去するためになされたものであって、複数の離散
した複数の周波数帯域にて良好なフィルタ特性を呈する
マルチバンドＳＡＷフィルタを提供することを目的とす
る。 【構成】圧電基板１上に複数の共振器型のＳＡＷフィル
タ素子２、３を配置すると共に各フィルタの入力を相互
に接続して共通とした１入力多出力型のＳＡＷフィルタ
素子に於いて、これら複数の共振器型のＳＡＷフィルタ
素子のうち少なくとも一のＳＡＷフィルタ素子の入力端
に所定の容量を有するコンデンサ８を直列に挿入し、更
に、前記共通入力端にインダクタ９を並列に接続しこの
ＳＡＷフィルタ素子が他のＳＡＷフィルタ素子の通過帯
域とその近傍の周波数に於いて大きな入力インピーダン
スを呈するようにしたものである。
を複数個組み合わせたマルチバンドＳＡＷフィルタの欠
陥を除去するためになされたものであって、複数の離散
した複数の周波数帯域にて良好なフィルタ特性を呈する
マルチバンドＳＡＷフィルタを提供することを目的とす
る。 【構成】圧電基板１上に複数の共振器型のＳＡＷフィル
タ素子２、３を配置すると共に各フィルタの入力を相互
に接続して共通とした１入力多出力型のＳＡＷフィルタ
素子に於いて、これら複数の共振器型のＳＡＷフィルタ
素子のうち少なくとも一のＳＡＷフィルタ素子の入力端
に所定の容量を有するコンデンサ８を直列に挿入し、更
に、前記共通入力端にインダクタ９を並列に接続しこの
ＳＡＷフィルタ素子が他のＳＡＷフィルタ素子の通過帯
域とその近傍の周波数に於いて大きな入力インピーダン
スを呈するようにしたものである。
Description
【０００２】
【発明の属する技術分野】本発明はＳＡＷフィルタ、殊
に複数の離散した周波数帯域にて良好なフィルタ特性を
呈するマルチバンドＳＡＷフィルタに関する。
に複数の離散した周波数帯域にて良好なフィルタ特性を
呈するマルチバンドＳＡＷフィルタに関する。
【０００３】
【従来の技術】携帯用通信機器等に於いては従来より小
型化に適したＳＡＷフィルタが盛んに使用されている。
例えば、携帯電話や自動車電話のフロントエンドと中間
周波数に変換するための周波数変換部（ＩＦ変換部）と
の間の段間フィルタとして広帯域で低損失な縦結合２重
モードＳＡＷ（ＤＭＳ）フィルタが用いられている。こ
のＤＭＳフィルタは圧電基板の主表面上に３つのＩＤＴ
電極をＳＡＷの伝播方向に沿って直列に近接配置し、両
端のＩＤＴ電極を入力、内側のＩＤＴ電極を出力（逆も
可）とし、これら入出力ＩＤＴ電極の両側に配置した反
射器によって、該反射器間に１次の振動モードと３次の
振動モードを閉じ込めることにより両振動モードの周波
数差に相当する通過帯域幅を有するバンドパスフィルタ
特性を得るものである。
型化に適したＳＡＷフィルタが盛んに使用されている。
例えば、携帯電話や自動車電話のフロントエンドと中間
周波数に変換するための周波数変換部（ＩＦ変換部）と
の間の段間フィルタとして広帯域で低損失な縦結合２重
モードＳＡＷ（ＤＭＳ）フィルタが用いられている。こ
のＤＭＳフィルタは圧電基板の主表面上に３つのＩＤＴ
電極をＳＡＷの伝播方向に沿って直列に近接配置し、両
端のＩＤＴ電極を入力、内側のＩＤＴ電極を出力（逆も
可）とし、これら入出力ＩＤＴ電極の両側に配置した反
射器によって、該反射器間に１次の振動モードと３次の
振動モードを閉じ込めることにより両振動モードの周波
数差に相当する通過帯域幅を有するバンドパスフィルタ
特性を得るものである。
【０００４】近年、携帯電話が急激に普及しており、特
に雑音が少ない良好な音声にて会話が可能なディジタル
方式への需要が高まりつつある。しかし、周知の通り、
既に携帯電話をはじめ各種無線には割り当て周波数が決
められており、需要の高まりに応じてチャネル数を増大
しようにも限られた周波数資源から容易にチャネル数を
増やすことができないため、電話がかかりにくい等の不
具合が指摘されている。そこで、これまでアナログ方式
携帯電話用の割り当て周波数を、ディジタル方式の普及
拡大にあわせてディジタル方式携帯電話のそれに切り換
えつつある。例えば、ＮＴＴに於いても、これまでアナ
ログ方式の携帯電話に利用していた割り当て周波数を、
ディジタル方式の携帯電話に利用することになってい
る。図５に示すように送信用の割り当て周波数は、アナ
ログ方式用とディジタル方式用とが互いに隣接している
ので、段間フィルタとしてＤＭＳフィルタを用いればよ
い（従来より広帯域のフィルタ特性が必要となることは
云うまでもないが、充分に対応し得るものである）。と
ころが、図５に示すように受信用の割り当て周波数は、
アナログ方式用が８８５〜８７０ＭＨｚ、ディジタル方
式用が８２６〜８１０ＭＨｚと各周波数帯域の中心周波
数が５９．５ＭＨｚも離れているため、従来より段間フ
ィルタとして用いていたＤＭＳフィルタでは両者を通過
可能とするような広帯域フィルタを構成することは困難
であり容易に対応することができない。
に雑音が少ない良好な音声にて会話が可能なディジタル
方式への需要が高まりつつある。しかし、周知の通り、
既に携帯電話をはじめ各種無線には割り当て周波数が決
められており、需要の高まりに応じてチャネル数を増大
しようにも限られた周波数資源から容易にチャネル数を
増やすことができないため、電話がかかりにくい等の不
具合が指摘されている。そこで、これまでアナログ方式
携帯電話用の割り当て周波数を、ディジタル方式の普及
拡大にあわせてディジタル方式携帯電話のそれに切り換
えつつある。例えば、ＮＴＴに於いても、これまでアナ
ログ方式の携帯電話に利用していた割り当て周波数を、
ディジタル方式の携帯電話に利用することになってい
る。図５に示すように送信用の割り当て周波数は、アナ
ログ方式用とディジタル方式用とが互いに隣接している
ので、段間フィルタとしてＤＭＳフィルタを用いればよ
い（従来より広帯域のフィルタ特性が必要となることは
云うまでもないが、充分に対応し得るものである）。と
ころが、図５に示すように受信用の割り当て周波数は、
アナログ方式用が８８５〜８７０ＭＨｚ、ディジタル方
式用が８２６〜８１０ＭＨｚと各周波数帯域の中心周波
数が５９．５ＭＨｚも離れているため、従来より段間フ
ィルタとして用いていたＤＭＳフィルタでは両者を通過
可能とするような広帯域フィルタを構成することは困難
であり容易に対応することができない。
【０００５】また、携帯電話の段間フィルタには使用周
波数（割り当て周波数）から携帯電話の中間周波数の１
／２だけ離れた周波数で充分な減衰量を得られなければ
ならないという規定があり、例えばＮＴＴの携帯電話の
場合は中間周波数が１３０ＭＨｚで、その１／２は６５
ＭＨｚであるから上記した２つの割り当て周波数の間隔
にほぼ一致するため、たとえ広帯域なフィルタ特性を実
現可能なフィルタ素子（例えばマルチＩＤＴ（或はＩＩ
ＤＴ）型のＳＡＷフィルタ）を用いたとしてもこの要求
を満足することができない。
波数（割り当て周波数）から携帯電話の中間周波数の１
／２だけ離れた周波数で充分な減衰量を得られなければ
ならないという規定があり、例えばＮＴＴの携帯電話の
場合は中間周波数が１３０ＭＨｚで、その１／２は６５
ＭＨｚであるから上記した２つの割り当て周波数の間隔
にほぼ一致するため、たとえ広帯域なフィルタ特性を実
現可能なフィルタ素子（例えばマルチＩＤＴ（或はＩＩ
ＤＴ）型のＳＡＷフィルタ）を用いたとしてもこの要求
を満足することができない。
【０００６】そこで、図６に示すように、圧電基板１上
にそれぞれが前記割り当て周波数に対応したフィルタ特
性を呈する２つの２、３を入力が共通となるように互い
の入力端子を接続した１入力２出力のデュアルバンド型
のＳＡＷフィルタ素子を考案した。しかしながら、図７
（ａ）、（ｂ）に示すように入力端の接続を外した個々
のフィルタ素子についての測定を行うと何れも良好なフ
ィルタ特性を呈するのに対し、上述した図６のようなデ
ュアルバンド型のＳＡＷフィルタ素子を構成した上でフ
ィルタ特性を測定すると図８（ａ）、（ｂ）に示すよう
に通過帯域の挿入損失が増大し、かつフィルタの通過域
の平坦性も劣化するため実用に供することができないと
云う欠陥があった。尚、測定に用いたサンプルは圧電基
板として６４゜ＹＸカットのＬｉＮｂＯ3、ＤＭＳフィ
ルタは何れも中央ＩＤＴ１５．５対、両側ＩＤＴ１０．
５対、ＩＤＴの交差長４５λ（λはＳＡＷの波長）、反
射器２００本、電極膜厚４％λとして製作したものであ
る。以下同等の条件でサンプルを作成した。また、フィ
ルタ特性を示す図面には広い周波数帯域で測定したもの
と通過帯域付近で測定したものをとを同時に示したもの
である。
にそれぞれが前記割り当て周波数に対応したフィルタ特
性を呈する２つの２、３を入力が共通となるように互い
の入力端子を接続した１入力２出力のデュアルバンド型
のＳＡＷフィルタ素子を考案した。しかしながら、図７
（ａ）、（ｂ）に示すように入力端の接続を外した個々
のフィルタ素子についての測定を行うと何れも良好なフ
ィルタ特性を呈するのに対し、上述した図６のようなデ
ュアルバンド型のＳＡＷフィルタ素子を構成した上でフ
ィルタ特性を測定すると図８（ａ）、（ｂ）に示すよう
に通過帯域の挿入損失が増大し、かつフィルタの通過域
の平坦性も劣化するため実用に供することができないと
云う欠陥があった。尚、測定に用いたサンプルは圧電基
板として６４゜ＹＸカットのＬｉＮｂＯ3、ＤＭＳフィ
ルタは何れも中央ＩＤＴ１５．５対、両側ＩＤＴ１０．
５対、ＩＤＴの交差長４５λ（λはＳＡＷの波長）、反
射器２００本、電極膜厚４％λとして製作したものであ
る。以下同等の条件でサンプルを作成した。また、フィ
ルタ特性を示す図面には広い周波数帯域で測定したもの
と通過帯域付近で測定したものをとを同時に示したもの
である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述したよう
にＤＭＳフィルタのような共振器型フィルタ素子を複数
個組み合わせたマルチバンドＳＡＷフィルタの欠陥を除
去するためになされたものであって、複数の離散した複
数の周波数帯域にて良好なフィルタ特性を呈するマルチ
バンドＳＡＷフィルタを提供することを目的とする。
にＤＭＳフィルタのような共振器型フィルタ素子を複数
個組み合わせたマルチバンドＳＡＷフィルタの欠陥を除
去するためになされたものであって、複数の離散した複
数の周波数帯域にて良好なフィルタ特性を呈するマルチ
バンドＳＡＷフィルタを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
め本発明に係るマルチバンドＳＡＷフィルタは、圧電基
板上に複数の共振器型のＳＡＷフィルタ素子を配置する
と共に各フィルタの入力を相互に接続して共通とした１
入力多出力型のＳＡＷフィルタ素子に於いて、これら複
数の共振器型のＳＡＷフィルタ素子のうち少なくとも一
のＳＡＷフィルタ素子の入力端に所定の容量を有するコ
ンデンサを直列に挿入し、このＳＡＷフィルタ素子が他
のＳＡＷフィルタ素子の通過帯域とその近傍の周波数に
於いて比較的大きな入力インピーダンスを呈するようそ
の位相をシフトしたものである。更に、前記共通入力端
にコイルを並列に接続したもの、前記コンデンサを前記
圧電基板上に金属薄膜にて電極パターンとして形成した
ものである。
め本発明に係るマルチバンドＳＡＷフィルタは、圧電基
板上に複数の共振器型のＳＡＷフィルタ素子を配置する
と共に各フィルタの入力を相互に接続して共通とした１
入力多出力型のＳＡＷフィルタ素子に於いて、これら複
数の共振器型のＳＡＷフィルタ素子のうち少なくとも一
のＳＡＷフィルタ素子の入力端に所定の容量を有するコ
ンデンサを直列に挿入し、このＳＡＷフィルタ素子が他
のＳＡＷフィルタ素子の通過帯域とその近傍の周波数に
於いて比較的大きな入力インピーダンスを呈するようそ
の位相をシフトしたものである。更に、前記共通入力端
にコイルを並列に接続したもの、前記コンデンサを前記
圧電基板上に金属薄膜にて電極パターンとして形成した
ものである。
【０００９】
【本発明の実施の形態】以下、本発明を実施例を示す図
面に基づいて詳細に説明する。先ず、本発明の理解を助
けるために従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタの特
性について少しく詳細に検討する。図９（ａ）、（ｂ）
はそれぞれ図６に示したデュアルバンド型ＳＡＷフィル
タのスミスチャートを示したものである。図９（ａ）は
割り当て周波数が８２６〜８１０ＭＨｚでフィルタ効果
を呈する側（図６のフィルタ２）についての周波数とイ
ンピーダンスの関係を示すものであり、図９（ｂ）は割
り当て周波数が８８５〜８７０ＭＨｚでフィルタ効果を
呈する側（図６のフィルタ３）についての周波数とイン
ピーダンスの関係を示すものであり、自らの通過域周波
数近傍（図中４、５）ではインピーダンスがほぼ５０Ω
となるものの、図９（ａ）に於いてはフィルタ３の通過
域周波数近傍（図中６）が、図９（ｂ）に於いてはフィ
ルタ２の通過域周波数近傍（図中７）がそれぞれ低イン
ピーダンスとなることが判る。（周知のように、スミス
チャートは図中右端点に近づくほどインピーダンスが高
いことを意味している。） 即ち、２つのフィルタの入力を共通としたことによっ
て、何れのフィルタも互いに他方のフィルタの通過域周
波数近傍に於いて低インピーダンスとなるため、上述し
た図８のようなフィルタ特性の劣化が生じたものと推測
できる。
面に基づいて詳細に説明する。先ず、本発明の理解を助
けるために従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタの特
性について少しく詳細に検討する。図９（ａ）、（ｂ）
はそれぞれ図６に示したデュアルバンド型ＳＡＷフィル
タのスミスチャートを示したものである。図９（ａ）は
割り当て周波数が８２６〜８１０ＭＨｚでフィルタ効果
を呈する側（図６のフィルタ２）についての周波数とイ
ンピーダンスの関係を示すものであり、図９（ｂ）は割
り当て周波数が８８５〜８７０ＭＨｚでフィルタ効果を
呈する側（図６のフィルタ３）についての周波数とイン
ピーダンスの関係を示すものであり、自らの通過域周波
数近傍（図中４、５）ではインピーダンスがほぼ５０Ω
となるものの、図９（ａ）に於いてはフィルタ３の通過
域周波数近傍（図中６）が、図９（ｂ）に於いてはフィ
ルタ２の通過域周波数近傍（図中７）がそれぞれ低イン
ピーダンスとなることが判る。（周知のように、スミス
チャートは図中右端点に近づくほどインピーダンスが高
いことを意味している。） 即ち、２つのフィルタの入力を共通としたことによっ
て、何れのフィルタも互いに他方のフィルタの通過域周
波数近傍に於いて低インピーダンスとなるため、上述し
た図８のようなフィルタ特性の劣化が生じたものと推測
できる。
【００１０】そこで、本発明は各フィルタの位相を制御
することにより他方のフィルタの通過域周波数に対応す
るインピーダンスを上昇させて、他方のフィルタの通過
域特性を改善せんとしたものであって、図１はその一実
施例を示す構成図である。即ち、圧電基板１上に２つの
ＤＭＳフィルタ素子２、３を配置し、一方のフィルタ素
子２の入力端に前記フィルタ素子と同じプロセスで圧電
基板上に形成した金属薄膜の電極パターンのコンデンサ
８を直列に接続し、これと他方のフィルタ素子３の入力
端とを接続して共通入力として、これにコイル９を並列
に接続したものである。上述のように構成することによ
ってフィルタ特性は図２（ａ）に示すように通過帯域８
１８ＭＨｚ±８ＭＨｚにて挿入損失が２ｄＢ程度、図２
（ｂ）に示すように通過帯域８７７．５ＭＨｚ±７．５
ＭＨｚにて挿入損失が２ｄＢ程度と両者ともに温度によ
る変動を考慮しても概ね２．５ｄＢ程度のフィルタの通
過域特性が実現できる。尚、このときのコンデンサ８の
容量は約７ｐＦ、コイル９のインダクタンスは１０ｎＨ
である。
することにより他方のフィルタの通過域周波数に対応す
るインピーダンスを上昇させて、他方のフィルタの通過
域特性を改善せんとしたものであって、図１はその一実
施例を示す構成図である。即ち、圧電基板１上に２つの
ＤＭＳフィルタ素子２、３を配置し、一方のフィルタ素
子２の入力端に前記フィルタ素子と同じプロセスで圧電
基板上に形成した金属薄膜の電極パターンのコンデンサ
８を直列に接続し、これと他方のフィルタ素子３の入力
端とを接続して共通入力として、これにコイル９を並列
に接続したものである。上述のように構成することによ
ってフィルタ特性は図２（ａ）に示すように通過帯域８
１８ＭＨｚ±８ＭＨｚにて挿入損失が２ｄＢ程度、図２
（ｂ）に示すように通過帯域８７７．５ＭＨｚ±７．５
ＭＨｚにて挿入損失が２ｄＢ程度と両者ともに温度によ
る変動を考慮しても概ね２．５ｄＢ程度のフィルタの通
過域特性が実現できる。尚、このときのコンデンサ８の
容量は約７ｐＦ、コイル９のインダクタンスは１０ｎＨ
である。
【００１１】以下、本発明の動作について説明する。上
述したように同一圧電基板上に構成した２つのフィルタ
素子の入力端を単に接続しただけでは所望の良好なフィ
ルタ通過域特性を得ることはできない。本発明らはその
理由が何れのフィルタも互いに他方のフィルタの通過域
周波数近傍に於いて低インピーダンスとなるためである
ことに鑑み、位相を制御して他方のフィルタの通過域周
波数近傍に於けるインピーダンスを増大することに思い
至ったのである。
述したように同一圧電基板上に構成した２つのフィルタ
素子の入力端を単に接続しただけでは所望の良好なフィ
ルタ通過域特性を得ることはできない。本発明らはその
理由が何れのフィルタも互いに他方のフィルタの通過域
周波数近傍に於いて低インピーダンスとなるためである
ことに鑑み、位相を制御して他方のフィルタの通過域周
波数近傍に於けるインピーダンスを増大することに思い
至ったのである。
【００１２】位相を制御すべく従来のデュアルバンド型
ＳＡＷフィルタの共通入力端にコイルを並列に接続する
と、図３に示すようにフィルタのインピーダンスはスミ
スチャートの右端に弧を接する円に沿って移動する。例
えば前述した図９（ｂ）の７で示した点は所定のコイル
を接続することによって１７へ移動させることができ
る。これはフィルタ３がフィルタ２の通過域周波数８７
７．５ＭＨｚ近傍に於いて高インピーダンスになる（ス
ミスチャートの右端点に接近した）ことを意味してい
る。よってこれによりフィルタ２の通過域に於けるフィ
ルタ特性は大幅に改善されることになる。しかし、図９
（ａ）の６で示した点はコイルを接続することによって
１６へ移動するものの相変わらず低インピーダンスのま
まであり、フィルタ３の特性を改善するには至らないの
である。
ＳＡＷフィルタの共通入力端にコイルを並列に接続する
と、図３に示すようにフィルタのインピーダンスはスミ
スチャートの右端に弧を接する円に沿って移動する。例
えば前述した図９（ｂ）の７で示した点は所定のコイル
を接続することによって１７へ移動させることができ
る。これはフィルタ３がフィルタ２の通過域周波数８７
７．５ＭＨｚ近傍に於いて高インピーダンスになる（ス
ミスチャートの右端点に接近した）ことを意味してい
る。よってこれによりフィルタ２の通過域に於けるフィ
ルタ特性は大幅に改善されることになる。しかし、図９
（ａ）の６で示した点はコイルを接続することによって
１６へ移動するものの相変わらず低インピーダンスのま
まであり、フィルタ３の特性を改善するには至らないの
である。
【００１３】そこで、フィルタ２の入力端にコンデンサ
を直列に挿入すると、図４に示すようにフィルタのイン
ピーダンスはスミスチャートの左端に弧を接する円に沿
って移動することになり、図９（ａ）の６で示した点は
コンデンサを所定の値とすることにより２６の位置へ移
動する。更にコイルの作用により２６から３６の位置へ
移動することになる。これはフィルタ２がフィルタ３の
通過域周波数８１８ＭＨｚ近傍に於いて高インピーダン
スになる（スミスチャートの右端点に接近した）ことを
意味しており、これによりフィルタ３の通過域に於ける
フィルタ特性も大幅に改善されることになる。
を直列に挿入すると、図４に示すようにフィルタのイン
ピーダンスはスミスチャートの左端に弧を接する円に沿
って移動することになり、図９（ａ）の６で示した点は
コンデンサを所定の値とすることにより２６の位置へ移
動する。更にコイルの作用により２６から３６の位置へ
移動することになる。これはフィルタ２がフィルタ３の
通過域周波数８１８ＭＨｚ近傍に於いて高インピーダン
スになる（スミスチャートの右端点に接近した）ことを
意味しており、これによりフィルタ３の通過域に於ける
フィルタ特性も大幅に改善されることになる。
【００１４】尚、コンデンサやコイルを挿入することに
より位相を制御してインピーダンスを増減することは可
能であるが、他方のフィルタの通過域に於けるインピー
ダンスのみならず、自らの通過域周波数を含めインピー
ダンスを変動することになるため、適宜考慮して自らの
通過域周波数近傍では５０Ωを維持しつつ、極力他方の
フィルタの通過域に於けるインピーダンスのみを高イン
ピーダンスにするよう各素子値を設定することが肝要で
ある。
より位相を制御してインピーダンスを増減することは可
能であるが、他方のフィルタの通過域に於けるインピー
ダンスのみならず、自らの通過域周波数を含めインピー
ダンスを変動することになるため、適宜考慮して自らの
通過域周波数近傍では５０Ωを維持しつつ、極力他方の
フィルタの通過域に於けるインピーダンスのみを高イン
ピーダンスにするよう各素子値を設定することが肝要で
ある。
【００１５】以上本発明を携帯電話の段間フィルタとし
て適用するデュアルバンド型ＳＡＷフィルタを例として
説明したが、本発明はこれのみに限定されるものではな
く、３つ以上の複数のフィルタを用いて複数の通過帯域
を有するマルチバンドＳＡＷフィルタに適用することも
可能であり、又、ＬｉＮｂＯ3基板を用いたＤＭＳフィ
ルタのみならず、ＬｉＴａＯ3等の他の圧電基板にラダ
ー型ＳＡＷフィルタ等の他の共振器型ＳＡＷフィルタを
組み合わせたものであってもよいことは云うまでもな
い。
て適用するデュアルバンド型ＳＡＷフィルタを例として
説明したが、本発明はこれのみに限定されるものではな
く、３つ以上の複数のフィルタを用いて複数の通過帯域
を有するマルチバンドＳＡＷフィルタに適用することも
可能であり、又、ＬｉＮｂＯ3基板を用いたＤＭＳフィ
ルタのみならず、ＬｉＴａＯ3等の他の圧電基板にラダ
ー型ＳＡＷフィルタ等の他の共振器型ＳＡＷフィルタを
組み合わせたものであってもよいことは云うまでもな
い。
【００１６】
【発明の効果】本発明は、以上説明した如く構成するも
のであるから、共振器型フィルタ素子を複数個組み合わ
せたマルチバンドＳＡＷフィルタの通過帯域の挿入損失
及びリップル等を極限し、複数の離散した複数の周波数
帯域にて良好なフィルタ特性を呈するフィルタを実現す
る上で著しい効果を奏する。
のであるから、共振器型フィルタ素子を複数個組み合わ
せたマルチバンドＳＡＷフィルタの通過帯域の挿入損失
及びリップル等を極限し、複数の離散した複数の周波数
帯域にて良好なフィルタ特性を呈するフィルタを実現す
る上で著しい効果を奏する。
【００１７】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるマルチバンドＳＡＷフィルタの
一実施例を示す構成図。
一実施例を示す構成図。
【図２】本発明にかかるマルチバンドＳＡＷフィルタの
特性を示す図。
特性を示す図。
【図３】本発明にかかるマルチバンドＳＡＷフィルタの
動作を説明する図。
動作を説明する図。
【図４】本発明にかかるマルチバンドＳＡＷフィルタの
動作を説明する図。
動作を説明する図。
【図５】周波数割り当てを説明する図。
【図６】従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタの構成
図。
図。
【図７】従来のの特性を示す図。
【図８】従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタの特性
を示す図。
を示す図。
【図９】従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタのスミ
スチャート図。
スチャート図。
１・・・圧電基板 ２、３・・・ＤＭＳフィルタ ８・・・コンデンサ ９・・・コイル
【手続補正書】
【提出日】平成９年５月１５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００４】近年、携帯電話が急激に普及しており、特
に雑音が少ない良好な音声にて会話が可能なディジタル
方式への需要が高まりつつある。しかし、周知の通り、
既に携帯電話をはじめ各種無線には割り当て周波数が決
められており、需要の高まりに応じてチャネル数を増大
しようにも限られた周波数資源から容易にチャネル数を
増やすことができないため、電話がかかりにくい等の不
具合が指摘されている。そこで、アナログ方式携帯電話
用の割り当て周波数を、ディジタル方式の普及拡大にあ
わせてディジタル方式携帯電話のそれに切り換えつつあ
る。例えば、ＮＴＴに於いても、これまでアナログ方式
の携帯電話に利用していた割り当て周波数を、ディジタ
ル方式の携帯電話に利用することになっている。図５に
示すように送信用の割り当て周波数は、アナログ方式用
とディジタル方式用とが互いに隣接しているので、段間
フィルタとしてＤＭＳフィルタを用いればよい（従来よ
り広帯域のフィルタ特性が必要となることは云うまでも
ないが、充分に対応し得るものである）。ところが、図
５に示すように受信用の割り当て周波数は、アナログ方
式用が８８５〜８７０ＭＨｚ、ディジタル方式用が８２
６〜８１０ＭＨｚと各周波数帯域の中心周波数が５９．
５ＭＨｚも離れているため、従来より段間フィルタとし
て用いていたＤＭＳフィルタでは両者を通過可能とする
ような広帯域フィルタを構成することは困難であり容易
に対応することができない。
に雑音が少ない良好な音声にて会話が可能なディジタル
方式への需要が高まりつつある。しかし、周知の通り、
既に携帯電話をはじめ各種無線には割り当て周波数が決
められており、需要の高まりに応じてチャネル数を増大
しようにも限られた周波数資源から容易にチャネル数を
増やすことができないため、電話がかかりにくい等の不
具合が指摘されている。そこで、アナログ方式携帯電話
用の割り当て周波数を、ディジタル方式の普及拡大にあ
わせてディジタル方式携帯電話のそれに切り換えつつあ
る。例えば、ＮＴＴに於いても、これまでアナログ方式
の携帯電話に利用していた割り当て周波数を、ディジタ
ル方式の携帯電話に利用することになっている。図５に
示すように送信用の割り当て周波数は、アナログ方式用
とディジタル方式用とが互いに隣接しているので、段間
フィルタとしてＤＭＳフィルタを用いればよい（従来よ
り広帯域のフィルタ特性が必要となることは云うまでも
ないが、充分に対応し得るものである）。ところが、図
５に示すように受信用の割り当て周波数は、アナログ方
式用が８８５〜８７０ＭＨｚ、ディジタル方式用が８２
６〜８１０ＭＨｚと各周波数帯域の中心周波数が５９．
５ＭＨｚも離れているため、従来より段間フィルタとし
て用いていたＤＭＳフィルタでは両者を通過可能とする
ような広帯域フィルタを構成することは困難であり容易
に対応することができない。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００６】そこで、図６に示すように、圧電基板１上
にそれぞれが前記割り当て周波数に対応したフィルタ特
性を呈する２つのＤＭＳフィルタ２、３を入力が共通と
なるように互いの入力端子を接続した１入力２出力のデ
ュアルバンド型のＳＡＷフィルタ素子を考案した。しか
しながら、図７（ａ）、（ｂ）に示すように入力端の接
続を外した個々のフィルタ素子についての測定を行うと
何れも良好なフィルタ特性を呈するのに対し、上述した
図６のようなデュアルバンド型のＳＡＷフィルタ素子を
構成した上でフィルタ特性を測定すると図８（ａ）、
（ｂ）に示すように通過帯域の挿入損失が増大し、かつ
フィルタの通過域の平坦性も劣化するため実用に供する
ことができないと云う欠陥があった。尚、測定に用いた
サンプルは圧電基板として６４゜ＹＸカットのＬｉＮｂ
Ｏ３、ＤＭＳフィルタは何れも中央ＩＤＴ１５．５対、
両側ＩＤＴ１０．５対、ＩＤＴの交差長４５λ（λはＳ
ＡＷの波長）、反射器２００本、電極膜厚４％λとして
製作したものである。以下同等の条件でサンプルを作成
した。また、フィルタ特性を示す図面には広い周波数帯
域で測定したものと通過帯域付近で測定したものをとを
同時に示したものである。
にそれぞれが前記割り当て周波数に対応したフィルタ特
性を呈する２つのＤＭＳフィルタ２、３を入力が共通と
なるように互いの入力端子を接続した１入力２出力のデ
ュアルバンド型のＳＡＷフィルタ素子を考案した。しか
しながら、図７（ａ）、（ｂ）に示すように入力端の接
続を外した個々のフィルタ素子についての測定を行うと
何れも良好なフィルタ特性を呈するのに対し、上述した
図６のようなデュアルバンド型のＳＡＷフィルタ素子を
構成した上でフィルタ特性を測定すると図８（ａ）、
（ｂ）に示すように通過帯域の挿入損失が増大し、かつ
フィルタの通過域の平坦性も劣化するため実用に供する
ことができないと云う欠陥があった。尚、測定に用いた
サンプルは圧電基板として６４゜ＹＸカットのＬｉＮｂ
Ｏ３、ＤＭＳフィルタは何れも中央ＩＤＴ１５．５対、
両側ＩＤＴ１０．５対、ＩＤＴの交差長４５λ（λはＳ
ＡＷの波長）、反射器２００本、電極膜厚４％λとして
製作したものである。以下同等の条件でサンプルを作成
した。また、フィルタ特性を示す図面には広い周波数帯
域で測定したものと通過帯域付近で測定したものをとを
同時に示したものである。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００９】
【本発明の実施の形態】以下、本発明を実施例を示す図
面に基づいて詳細に説明する。先ず、本発明の理解を助
けるために従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタの特
性について少しく詳細に検討する。図９（ａ）、（ｂ）
はそれぞれ図６に示したデュアルバンド型ＳＡＷフィル
タのスミスチャートを示したものである。図９（ａ）は
割り当て周波数が８８５〜８７０ＭＨｚでフィルタ効果
を呈する側（例えば図６のフィルタ２）についての周波
数とインピーダンスの関係を示すものであり、図９
（ｂ）は割り当て周波数が８２６〜８１０ＭＨｚでフィ
ルタ効果を呈する側（例えば図６のフィルタ３）につい
ての周波数とインピーダンスの関係を示すものであり、
自らの通過域周波数近傍（図中４、５）ではインピーダ
ンスがほぼ５０Ωとなるものの、図９（ａ）に於いては
フィルタ３の通過域周波数近傍（図中６）が、図９
（ｂ）に於いてはフィルタ２の通過域周波数近傍（図中
７）がそれぞれ低インピーダンスとなることが判る。
（周知のように、スミスチャートは図中右端点に近づく
ほどインピーダンスが高いことを意味している。） 即ち、２つのフィルタの入力を共通としたことによっ
て、何れのフィルタも互いに他方のフィルタの通過域周
波数近傍に於いて低インピーダンスとなるため、上述し
た図８のようなフィルタ特性の劣化が生じたものと推測
できる。
面に基づいて詳細に説明する。先ず、本発明の理解を助
けるために従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタの特
性について少しく詳細に検討する。図９（ａ）、（ｂ）
はそれぞれ図６に示したデュアルバンド型ＳＡＷフィル
タのスミスチャートを示したものである。図９（ａ）は
割り当て周波数が８８５〜８７０ＭＨｚでフィルタ効果
を呈する側（例えば図６のフィルタ２）についての周波
数とインピーダンスの関係を示すものであり、図９
（ｂ）は割り当て周波数が８２６〜８１０ＭＨｚでフィ
ルタ効果を呈する側（例えば図６のフィルタ３）につい
ての周波数とインピーダンスの関係を示すものであり、
自らの通過域周波数近傍（図中４、５）ではインピーダ
ンスがほぼ５０Ωとなるものの、図９（ａ）に於いては
フィルタ３の通過域周波数近傍（図中６）が、図９
（ｂ）に於いてはフィルタ２の通過域周波数近傍（図中
７）がそれぞれ低インピーダンスとなることが判る。
（周知のように、スミスチャートは図中右端点に近づく
ほどインピーダンスが高いことを意味している。） 即ち、２つのフィルタの入力を共通としたことによっ
て、何れのフィルタも互いに他方のフィルタの通過域周
波数近傍に於いて低インピーダンスとなるため、上述し
た図８のようなフィルタ特性の劣化が生じたものと推測
できる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１０】そこで、本発明は各フィルタの位相を制御
することにより他方のフィルタの通過域周波数に対応す
るインピーダンスを上昇させて、他方のフィルタの通過
域特性を改善せんとしたものであって、図１はその一実
施例を示す構成図である。即ち、圧電基板１上に２つの
ＤＭＳフィルタ素子２、３を配置し、一方のフィルタ素
子２の入力端に前記フィルタ素子と同じプロセスで圧電
基板上に形成した金属薄膜の電極パターンのコンデンサ
８を直列に接続し、これと他方のフィルタ素子３の入力
端とを接続して共通入力として、これにコイル９を並列
に接続したものである。上述のように構成することによ
ってフィルタ特性は図２（ａ）に示すように通過帯域８
１８ＭＨｚ±８ＭＨｚにて挿入損失が２ｄＢ程度、図２
（ｂ）に示すように通過帯域８７７．５ＭＨｚ±７．５
ＭＨｚにて挿入損失が２ｄＢ程度と両者ともに温度によ
る変動を考慮しても挿入損失が概ね２．５ｄＢ程度のフ
ィルタの通過域特性が実現できる。尚、このときのコン
デンサ８の容量は約７ｐＦ、コイル９のインダクタンス
は１０ｎＨである。
することにより他方のフィルタの通過域周波数に対応す
るインピーダンスを上昇させて、他方のフィルタの通過
域特性を改善せんとしたものであって、図１はその一実
施例を示す構成図である。即ち、圧電基板１上に２つの
ＤＭＳフィルタ素子２、３を配置し、一方のフィルタ素
子２の入力端に前記フィルタ素子と同じプロセスで圧電
基板上に形成した金属薄膜の電極パターンのコンデンサ
８を直列に接続し、これと他方のフィルタ素子３の入力
端とを接続して共通入力として、これにコイル９を並列
に接続したものである。上述のように構成することによ
ってフィルタ特性は図２（ａ）に示すように通過帯域８
１８ＭＨｚ±８ＭＨｚにて挿入損失が２ｄＢ程度、図２
（ｂ）に示すように通過帯域８７７．５ＭＨｚ±７．５
ＭＨｚにて挿入損失が２ｄＢ程度と両者ともに温度によ
る変動を考慮しても挿入損失が概ね２．５ｄＢ程度のフ
ィルタの通過域特性が実現できる。尚、このときのコン
デンサ８の容量は約７ｐＦ、コイル９のインダクタンス
は１０ｎＨである。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１１】以下、本発明の動作について説明する。上
述したように同一圧電基板上に構成した２つのフィルタ
素子の入力端を単に接続しただけでは所望の良好なフィ
ルタ通過域特性を得ることはできない。本発明者らはそ
の理由が何れのフィルタも互いに他方のフィルタの通過
域周波数近傍に於いて低インピーダンスとなるためであ
ることに鑑み、位相を制御して他方のフィルタの通過域
周波数近傍に於けるインピーダンスを増大することに思
い至ったのである。
述したように同一圧電基板上に構成した２つのフィルタ
素子の入力端を単に接続しただけでは所望の良好なフィ
ルタ通過域特性を得ることはできない。本発明者らはそ
の理由が何れのフィルタも互いに他方のフィルタの通過
域周波数近傍に於いて低インピーダンスとなるためであ
ることに鑑み、位相を制御して他方のフィルタの通過域
周波数近傍に於けるインピーダンスを増大することに思
い至ったのである。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるマルチバンドＳＡＷフィルタの
一実施例を示す構成図。
一実施例を示す構成図。
【図２】本発明にかかるマルチバンドＳＡＷフィルタの
特性を示す図。
特性を示す図。
【図３】本発明にかかるマルチバンドＳＡＷフィルタの
動作を説明する図。
動作を説明する図。
【図４】本発明にかかるマルチバンドＳＡＷフィルタの
動作を説明する図。
動作を説明する図。
【図５】周波数割り当てを説明する図。
【図６】従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタの構成
図。
図。
【図７】従来のＤＭＳフィルタの特性を示す図。
【図８】従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタの特性
を示す図。
を示す図。
【図９】従来のデュアルバンド型ＳＡＷフィルタのスミ
スチャート図。
スチャート図。
Claims (3)
- 【請求項１】圧電基板上に複数のＳＡＷフィルタ素子を
配置すると共に各フィルタの入力を共通とした１入力多
出力型のＳＡＷフィルタ素子に於いて、少なくとも一の
ＳＡＷフィルタ素子の入力端にコンデンサを直列に挿入
し、該ＳＡＷフィルタ素子が他のＳＡＷフィルタ素子の
通過帯域とその近傍の周波数に於いて大きな入力インピ
ーダンスを呈するよう位相をシフトしたことを特徴とす
るマルチバンドＳＡＷフィルタ。 - 【請求項２】前記共通入力端にコイルを並列に接続した
ことを特徴とする請求項１記載のマルチバンドＳＡＷフ
ィルタ。 - 【請求項３】前記コンデンサを前記圧電基板上に金属薄
膜にて形成したことを特徴とする請求項１又は２記載の
マルチバンドＳＡＷフィルタ。 【０００１】
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11571096A JPH09284093A (ja) | 1996-04-13 | 1996-04-13 | マルチバンドｓａｗフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11571096A JPH09284093A (ja) | 1996-04-13 | 1996-04-13 | マルチバンドｓａｗフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09284093A true JPH09284093A (ja) | 1997-10-31 |
Family
ID=14669284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11571096A Pending JPH09284093A (ja) | 1996-04-13 | 1996-04-13 | マルチバンドｓａｗフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09284093A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6606016B2 (en) | 2000-03-10 | 2003-08-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave device using two parallel connected filters with different passbands |
| US6713940B2 (en) | 2001-01-10 | 2004-03-30 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave device |
| JP2008245310A (ja) * | 2003-05-14 | 2008-10-09 | Murata Mfg Co Ltd | 弾性表面波分波器 |
| US7642882B2 (en) * | 2006-07-27 | 2010-01-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-band filter module and method of fabricating the same |
| KR20170098468A (ko) * | 2016-02-22 | 2017-08-30 | 삼성전기주식회사 | 음향파 필터 장치 및 이의 제조방법 |
| US10581405B2 (en) | 2016-08-04 | 2020-03-03 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Multiplexer |
-
1996
- 1996-04-13 JP JP11571096A patent/JPH09284093A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6606016B2 (en) | 2000-03-10 | 2003-08-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave device using two parallel connected filters with different passbands |
| US6713940B2 (en) | 2001-01-10 | 2004-03-30 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave device |
| JP2008245310A (ja) * | 2003-05-14 | 2008-10-09 | Murata Mfg Co Ltd | 弾性表面波分波器 |
| US7642882B2 (en) * | 2006-07-27 | 2010-01-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-band filter module and method of fabricating the same |
| US9628048B2 (en) | 2006-07-27 | 2017-04-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-band filter module and electronic device comprising the same |
| KR20170098468A (ko) * | 2016-02-22 | 2017-08-30 | 삼성전기주식회사 | 음향파 필터 장치 및 이의 제조방법 |
| US10581405B2 (en) | 2016-08-04 | 2020-03-03 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Multiplexer |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040720 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20050405 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050809 |