JPH09266420A - Distribution amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、回路の入出力部に
広帯域なフィルタ回路を構成することにより、広帯域な
周波数特性を実現した分布増幅器に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a distributed amplifier which realizes a wide band frequency characteristic by forming a wide band filter circuit at an input / output portion of the circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図８にソース接地トランジスタを用いた
従来の典型的な分布増幅器の構成を示す。図８では便宜
上、分布増幅区間が４区間の構成のものを示した。図
中、１は出力側フィルタ回路の一部を構成するインダク
タもしくは伝送線路、２は入力側フィルタ回路の一部を
構成するインダクタもしくは伝送線路、３は単位分布増
幅区間の単位増幅回路を構成するソース接地トランジス
タ（図では便宜上電界効果トランジスタの記号を用い
た。）、４は出力側終端回路、５は入力側終端回路、６
は電源端子もくしは電気的接地、７は電気的接地、８は
入力端子、９は出力端子である。出力側終端回路４は出
力端子９から最も遠くに位置する出力側フィルタ回路の
端に設けられ、入力側終端回路５は入力端子８から最も
遠くに位置する入力側フィルタ回路の端に設けられる2. Description of the Related Art FIG. 8 shows a configuration of a typical conventional distributed amplifier using a source-grounded transistor. In FIG. 8, for the sake of convenience, the distributed amplification section has a configuration of four sections. In the figure, 1 is an inductor or a transmission line forming a part of an output side filter circuit, 2 is an inductor or a transmission line forming a part of an input side filter circuit, and 3 is a unit amplification circuit of a unit distribution amplification section. Source-grounded transistor (field effect transistor is used for convenience in the figure), 4 is an output side termination circuit, 5 is an input side termination circuit, and 6
Is a power supply terminal or electrical ground, 7 is an electrical ground, 8 is an input terminal, and 9 is an output terminal. The output side termination circuit 4 is provided at the end of the output side filter circuit located farthest from the output terminal 9, and the input side termination circuit 5 is provided at the end of the input side filter circuit located farthest from the input terminal 8.
【０００３】図９はトランジスタの等価回路（電界効果
トランジスタのものを示した。）を示す図である。１０
はドレイン端子、１１はソース端子、１２はゲート端子
である。１３はゲート・ソース間容量（Ｃｇｓ）、１４
はチャネル抵抗（Ｒｉ）、１５は電圧制御型電流源（相
互コンダクタンスｇｍと容量Ｃｇｓに印加される電圧Ｖ
ｇｓの積［ｇｍ・Ｖｇｓ］で与えられる量の電流を発生
する）、１６はドレイン・ソース間抵抗、（Ｒｄｓ）、
１７はドレイン・ソース間容量（Ｃｄｓ）である。FIG. 9 is a diagram showing an equivalent circuit of a transistor (a field effect transistor is shown). 10
Is a drain terminal, 11 is a source terminal, and 12 is a gate terminal. 13 is a gate-source capacitance (Cgs), 14
Is a channel resistance (Ri), and 15 is a voltage-controlled current source (a voltage V applied to a mutual conductance gm and a capacitance Cgs).
generates a current of an amount given by the product of gs [gm · Vgs]), 16 is a resistance between drain and source, (Rds),
Reference numeral 17 is a drain-source capacitance (Cds).
【０００４】一般に、分布増幅器は図８に示すインダク
タもしくは伝送線路１とトランジスタ３のドレイン・ソ
ース間容量１７（Ｃｄｓ）により出力側フィルタ回路を
構成し、また、インダクタもしくは伝送線路２とトラン
ジスタ３のゲート・ソース間容量１３（Ｃｇｓ）により
入力側フィルタ回路を構成する。Generally, a distributed amplifier constitutes an output side filter circuit by the inductor or transmission line 1 and the drain-source capacitance 17 (Cds) of the transistor 3 shown in FIG. An input side filter circuit is configured by the gate-source capacitance 13 (Cgs).
【０００５】これらのフィルタ回路は一般に非常に高い
カットオフ周波数をもつため、影像インピーダンスが整
合インピーダンス（通常５０Ω）となるように設計し、
入出力側のフィルタ回路の位相定数を等しくなるように
（位相整合がとれるように）すれば、非常に広帯域な周
波数特性を実現できる。位相整合の条件は、 Ｌｇ・Ｃｇｓ＝Ｌｄ・Ｃｄｓ ・・・・（１） である。ここで、Ｌｇ、Ｌｄは図８のインダクタもしく
は伝送線路１、２の１個の分布増幅区間当たり（それら
の２つ分）のインダクタンスである。Since these filter circuits generally have a very high cutoff frequency, they are designed so that the image impedance becomes a matching impedance (usually 50Ω).
If the phase constants of the filter circuits on the input and output sides are made equal (so that phase matching can be achieved), a very wide band frequency characteristic can be realized. The condition for phase matching is Lg · Cgs = Ld · Cds ··· (1). Here, Lg and Ld are the inductors of FIG. 8 or the inductance per one distributed amplification section of the transmission lines 1 and 2 (for two of them).
【０００６】一般にはＣｇｓ＞Ｃｄｓであるので、入出
力側のフィルタ特性を等しくするには、図１０に示す
（１個の分布増幅区間のみを示した。）ように、ソース
接地トランジスタ３のキャパシタ１７（Ｃｄｓ）に並列
にキャパシタ１８（容量Ｃａ）を付加して、 Ｃｇｓ＝Ｃｄｓ＋Ｃａ ・・・・（２） となるようにし、さらに Ｌｇ＝Ｌｄ ・・・・（３） となるようにして、入出力側に等価なフィルタ回路を形
成する。なお、抵抗１４、１６による効果はここでは無
視している。In general, since Cgs> Cds, in order to make the filter characteristics on the input and output sides equal, as shown in FIG. 10 (only one distributed amplification section is shown), the capacitor of the source-grounded transistor 3 is used. 17 (Cds) in parallel with a capacitor 18 (capacitance Ca) so that Cgs = Cds + Ca ... (2), and further Lg = Ld ... (3), An equivalent filter circuit is formed on the input / output side. The effect of the resistors 14 and 16 is ignored here.
【０００７】さらに、説明の簡単化のために、ここから
は、 Ｃｇｓ＝Ｃｄｓ＝Ｃ ・・・・（４） のトランジスタについて考えることとする。入出力側の
フィルタ回路は等しいインダクタもしくは伝送線路を用
いて接続し、 （Ｌ／Ｃ）1/2 ＝５０ ・・・・（５） とすることにより、良好な入出力反射特性を得ることが
できる。Further, for simplification of description, from now on, a transistor of Cgs = Cds = C (4) will be considered. Good input / output reflection characteristics can be obtained by connecting the filter circuits on the input and output sides using equal inductors or transmission lines and setting (L / C) 1/2 = 50 ··· (5). it can.
【０００８】上述したように分布増幅器はその広帯域な
周波数特性により、マイクロ波、ミリ波等の分野で広く
応用されている。一般に分布増幅器は、図９に示した抵
抗１４、１６によって生じる高周波損失や入出力の位相
不整合、そしてゲート・ドレイン間容量の効果等を理想
的に考え、無視したとき、入出力側のフィルタのカット
オフ周波数（ｆｃ）とトランジスタの最大発振周波数
（ｆmax ）のうちの低いほうが帯域上限となる。As described above, the distributed amplifier is widely applied in the fields of microwave, millimeter wave, etc. due to its wide band frequency characteristic. Generally, the distributed amplifier is a filter on the input / output side when ideally considering the high frequency loss caused by the resistors 14 and 16 shown in FIG. 9, the phase mismatch between the input and output, and the effect of the gate-drain capacitance. The lower one of the cutoff frequency (fc) and the maximum oscillation frequency (fmax) of the transistor is the upper limit of the band.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、マイク
ロ波、ミリ波用の集積回路（ＭＭＩＣ）等で用いられる
伝送線路（図８中、１、２に相当する。）はそれ自身が
容量をもってしまうために、現実的な大きさのトランジ
スタと回路パターンのレイアウト上必要な長さをもつ伝
送線路を用いて設計した場合、大抵ｆｃ＜ｆmax となっ
てしまう。このため、従来の分布増幅器では、入出力側
に形成される低域フィルタ回路のカットオフ周波数を越
えて増幅することはできないという問題があった。However, the transmission lines (corresponding to 1 and 2 in FIG. 8) used in integrated circuits (MMIC) for microwaves and millimeter waves have their own capacitance. In addition, when a transistor is designed with a realistic size and a transmission line having a length necessary for layout of a circuit pattern is used, fc <fmax is usually satisfied. For this reason, the conventional distributed amplifier has a problem that it cannot be amplified beyond the cutoff frequency of the low-pass filter circuit formed on the input / output side.
【００１０】本発明は上記した点に鑑みてなされたもの
で、その目的は、入出力側のフィルタ回路のカットオフ
周波数に上限周波数が制限されない広帯域な分布増幅器
を提供することにある。The present invention has been made in view of the above points, and an object thereof is to provide a wide band distributed amplifier whose upper limit frequency is not limited to the cutoff frequency of the filter circuit on the input / output side.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】第１の発明は、入力側フ
ィルタ回路および出力側フィルタ回路を、全域透過型フ
ィルタ回路により構成した。第２の発明は、第１の発明
において、前記全域透過型フィルタ回路を、密結合トラ
ンスで構成した。第３の発明は、第１の発明において、
前記全域透過型フィルタ回路を、結合伝送線路で構成し
た。According to a first aspect of the present invention, an input side filter circuit and an output side filter circuit are all transmission filter circuits. In a second aspect based on the first aspect, the all-transmissive filter circuit is composed of a tightly coupled transformer. A third invention is the same as the first invention,
The all-transmissive filter circuit is composed of a coupled transmission line.
【００１２】[0012]
［第１の実施の形態］図１は本発明の第１の実施の形態
の分布増幅器の構成を示す図である。前述した図８に示
した分布増幅器におけるものと同一のものには同一の符
号を付した。ここでは、分布増幅器の入力側フィルタ回
路、出力側フィルタ回路を、一次の全域透過型フィルタ
回路で構成した。図中、１９は密結合トランスである。
ここで、密接合トランス１９の各コイルのインダクタン
スＬ１、相互インダクタンスＭは、 Ｌ１＝Ｍ＝Ｃｇｓ・Ｚｏ2 ／４ ＝（Ｃｄｓ＋Ｃａ）・Ｚｏ2 ／４ ・・・・（６） に設定されている。Ｚｏは整合インピーダンス（通常５
０Ω）である。一般に、容量の小さなトランジスタを使
用すると、低周波での位相の群遅延を低く抑えることが
できる。以上のようにすることにより、従来の分布増幅
器の低域フィルタ回路構成のもつカットオフ周波数が存
在しなくなるため、より広帯域な周波数特性を得ること
ができる。[First Embodiment] FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a distributed amplifier according to a first embodiment of the present invention. The same parts as those in the distributed amplifier shown in FIG. 8 described above are designated by the same reference numerals. Here, the input-side filter circuit and the output-side filter circuit of the distributed amplifier are formed by primary all-pass filter circuits. In the figure, 19 is a tight coupling transformer.
Here, the inductance L1, the mutual inductance M of the coils closely coupling transformer 19 is set to L1 = M = Cgs · Zo 2 /4 = (Cds + Ca) · Zo 2/4 ···· (6) . Zo is a matching impedance (usually 5
0Ω). Generally, when a transistor having a small capacitance is used, the phase group delay at low frequencies can be suppressed to be low. By doing so, the cutoff frequency of the conventional low-pass filter circuit configuration of the distributed amplifier does not exist, so that a wider-band frequency characteristic can be obtained.
【００１３】［第２の実施の形態］図２は本発明の第２
の実施の形態の分布増幅器の構成を示す図である。これ
は、図１に示した分布増幅器の密結合トランス１９を、
結合伝送線路２０に置き換えたものである。密結合トラ
ンス１９と厳密な意味で等価な結合線路を実現すること
は非常に難しく、厳密には全域透過型フィルタ回路に近
いフィルタ回路で構成した例である。[Second Embodiment] FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention.
It is a figure which shows the structure of the distributed amplifier of embodiment. This is because the tightly coupled transformer 19 of the distributed amplifier shown in FIG.
It is replaced with the coupled transmission line 20. It is extremely difficult to realize a coupled line that is equivalent to the tightly coupled transformer 19 in a strict sense, and in the strict sense, this is an example of a filter circuit close to an all-transmission type filter circuit.
【００１４】［第３の実施の形態］図３は本発明の第３
の実施の形態の分布増幅器の構成を示す図である。これ
は、分布増幅器の入力側フィルタ回路および出力側フィ
ルタ回路を、二次の全域透過型フィルタ回路で構成した
ものである。ここでは、図１に示した回路構成に加え
て、出力側フィルタ回路を構成する密結合トランス１９
の各コイルの共通接続点とソース接地トランジスタ３の
ドイレンとの間、入力側フィルタ回路を構成する密結合
トランス１９の各コイルの共通接続点とソース接地トラ
ンジスタ３のゲートとの間に、各々インダクタもしくは
伝送線路２１（Ｌ２）を接続し、また、密結合トランス
１９の各コイルの端子間に容量２２（Ｃ２）を接続して
いる。[Third Embodiment] FIG. 3 shows a third embodiment of the present invention.
It is a figure which shows the structure of the distributed amplifier of embodiment. This is a configuration in which the input-side filter circuit and the output-side filter circuit of the distributed amplifier are configured by a secondary all-transmission filter circuit. Here, in addition to the circuit configuration shown in FIG. 1, a tightly coupled transformer 19 that constitutes an output side filter circuit is provided.
Between the common connection point of each coil and the drain of the source-grounded transistor 3, and between the common connection point of each coil of the tightly coupled transformer 19 forming the input side filter circuit and the gate of the source-grounded transistor 3 respectively. Alternatively, the transmission line 21 (L2) is connected, and the capacitor 22 (C2) is connected between the terminals of each coil of the tight coupling transformer 19.
【００１５】ここで、インダクタンスＬ１は、前記式
（６）に示される通りであり、イダクタンスＬ２は、 Ｌ２＝Ｚｏ2 ・Ｃ２ ・・・・（７） である。一般に、容量の小さなトランジスタを用いたほ
うが、位相遅延のピークを低く抑えることができ、容量
Ｃ２に小さな値のものを用いたほうが、位相群遅延のピ
ークを高周波側にシフトできる。Here, the inductance L1 is as shown in the equation (6), and the inductance L2 is L2 = Zo 2 .C2 ... (7). In general, a transistor having a small capacitance can suppress the peak of phase delay to a low level, and a capacitor having a small value can shift the peak of the phase group delay to a high frequency side.
【００１６】図６に分布増幅器の透過特性（Ｓ２１）を
示す。Ａは図３に示した本発明の分布増幅器の透過特
性、Ｂは図８に示した従来の分布増幅器の透過特性であ
る。本発明の透過特性Ａのほうが、従来の分布増幅器の
透過特性Ｂにくらべてより広帯域な周波数特性を有して
いることがわかる。FIG. 6 shows the transmission characteristic (S21) of the distributed amplifier. A is the transmission characteristic of the distributed amplifier of the present invention shown in FIG. 3, and B is the transmission characteristic of the conventional distributed amplifier shown in FIG. It can be seen that the transmission characteristic A of the present invention has a wider frequency characteristic than the transmission characteristic B of the conventional distributed amplifier.
【００１７】図７に分布増幅器の位相の群遅延の特性を
示す。Ｃは図３に示した本発明の分布増幅器の群遅延特
性、Ｄは図８に示した従来の分布増幅器の群遅延特性で
ある。本発明の群遅延特性Ｃのほうが、従来の分布増幅
器の群遅延特性Ｄにくらべてより広帯域な特性を有して
いることがわかる。FIG. 7 shows the characteristics of the group delay of the phase of the distributed amplifier. C is the group delay characteristic of the distributed amplifier of the present invention shown in FIG. 3, and D is the group delay characteristic of the conventional distributed amplifier shown in FIG. It can be seen that the group delay characteristic C of the present invention has a wider band characteristic than the group delay characteristic D of the conventional distributed amplifier.
【００１８】［第４の実施の形態］図４は本発明の第４
の実施の形態の分布増幅器の構成を示す図である。これ
は、図２の構成と同様に、図３の密結合トランス１９を
結合伝送路２０に置き換えたものである。[Fourth Embodiment] FIG. 4 shows a fourth embodiment of the present invention.
It is a figure which shows the structure of the distributed amplifier of embodiment. This is similar to the configuration of FIG. 2 except that the tight coupling transformer 19 of FIG. 3 is replaced with a coupling transmission line 20.
【００１９】［その他の実施の形態］なお、前記した図
１〜図４に示した分布増幅器は便宜上、単位増幅区間が
４区間によって構成されたものを示したが、本発明は任
意の区間数に対して有効である。また、図中ではすべて
ソース接地トランジスタ３による分布増幅区間を示した
が、図５に示すように、ゲート接地トランジスタ３’を
追加してカスコード接続構成の分布増幅区間にすること
もできる。この図５は図３に示した分布増幅区間にゲー
ト接地トランジスタ３’を追加したものであるが、他の
図１、図２、図４に示した構成にも適用することができ
る。図５において、２３はゲート接地トランジスタ３’
のゲートバイアス回路である。[Other Embodiments] Although the distributed amplifier shown in FIGS. 1 to 4 has a unit amplification section composed of four sections for convenience, the present invention is not limited to this. Is effective against. In addition, although the distributed amplification section by the source-grounded transistor 3 is shown in all the drawings, it is also possible to add a grounded-gate transistor 3'to make the distributed amplification section of the cascode connection configuration as shown in FIG. In FIG. 5, the grounded-gate transistor 3 ′ is added to the distributed amplification section shown in FIG. 3, but it can be applied to the other configurations shown in FIGS. 1, 2, and 4. In FIG. 5, reference numeral 23 is a grounded-gate transistor 3 '.
Is a gate bias circuit.
【００２０】また、図１〜図４に示した構成において、
容量１８については、トランジスタ３のドレイン出力端
子からみた容量成分がＣｇｓとほぼ同じ場合には、それ
が省略可能である。また、図１〜図４中のトランジスタ
（ＦＥＴ）はすべてバイポーラトランジスタに置換可能
である。また、図１〜図４中では便宜上、すべて同じ分
布増幅区間を用いたが、使用されるトランジスタのサイ
ズは必ずしも各回路の各区間で等しい必要はない。ま
た、入出力の影像インピーダンスと位相の群遅延がほぼ
等しければ、各入出力側フィルタ回路を構成する素子
も、入出力側でまったく同じものである必要はない。Further, in the configuration shown in FIGS. 1 to 4,
The capacitance 18 can be omitted when the capacitance component seen from the drain output terminal of the transistor 3 is substantially the same as Cgs. In addition, all the transistors (FETs) in FIGS. 1 to 4 can be replaced with bipolar transistors. Further, in FIGS. 1 to 4, for the sake of convenience, the same distributed amplification section is used, but the sizes of the transistors used are not necessarily equal in each section of each circuit. Further, if the input / output image impedance and the phase group delay are substantially equal to each other, the elements forming each input / output side filter circuit need not be exactly the same on the input / output side.
【００２１】[0021]
【発明の効果】以上から本発明の分布増幅器によれば、
従来の分布増幅器よりも、より広帯域の透過特性や群遅
延特性を得ることができるようになるという利点があ
る。As described above, according to the distributed amplifier of the present invention,
There is an advantage that it is possible to obtain a wider band transmission characteristic and group delay characteristic than the conventional distributed amplifier.
【図１】 本発明の第１の実施の形態の密結合トランス
を用いた分布増幅器の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a distributed amplifier using a tightly coupled transformer according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 本発明の第２の実施の形態の結合伝送線路を
用いた分布増幅器の構成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a distributed amplifier using a coupled transmission line according to a second embodiment of the present invention.
【図３】 本発明の第３の実施の形態の密結合トランス
とインダクタもしくは伝送線路および容量を用いた分布
増幅器の構成を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a distributed amplifier using a tightly coupled transformer and an inductor or a transmission line and a capacitor according to a third embodiment of the present invention.
【図４】 本発明の第４の実施の形態の結合伝送線路と
インダクタもしくは伝送線路および容量を用いた分布増
幅器の構成を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a distributed amplifier using a coupled transmission line and an inductor or a transmission line and a capacitor according to a fourth embodiment of the present invention.
【図５】 図３の分布増幅器の単位分布増幅区間をカス
ケード接続トランジスタを用いた構成に変更した例を示
す回路図である。5 is a circuit diagram showing an example in which the unit distributed amplification section of the distributed amplifier of FIG. 3 is changed to a configuration using cascade-connected transistors.
【図６】 図３に示した分布増幅器と図８に示す従来の
分布増幅器の透過特性を示す図である。6 is a diagram showing transmission characteristics of the distributed amplifier shown in FIG. 3 and the conventional distributed amplifier shown in FIG.
【図７】 図３に示した分布増幅器と図８に示す従来の
分布増幅器の群遅延特性を示す図である。7 is a diagram showing group delay characteristics of the distributed amplifier shown in FIG. 3 and the conventional distributed amplifier shown in FIG.
【図８】 従来のソース接地トランジスタを用いた分布
増幅器の構成を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a distributed amplifier using a conventional source-grounded transistor.
【図９】 電界効果トランジスタの簡略化した等価回路
図である。FIG. 9 is a simplified equivalent circuit diagram of a field effect transistor.
【図１０】 従来の分布増幅区間に容量を付加した構成
を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a configuration in which a capacitance is added to a conventional distributed amplification section.
１：出力側フィルタ回路を構成するインダクタもしくは
伝送線路、２：入力側フィルタ回路を構成するインダク
タもしくは伝送線路、３：電界効果トランジスタ、４：
出力側終端回路、５：入力側終端回路、６：電源端子も
しくは電気的接地、７：電気的接地、８：入力端子、
９：出力端子、１０：ドレイン端子、１１：ソース端
子、１２：ゲート端子、１３：ゲート・ソース間容量
（Ｃｇｓ）、１４：チャネル抵抗（Ｒｉ）、１５：電圧
制御型電流源、１６：ドレイン・ソース間抵抗（Ｒｄ
ｓ）、１７：ドレイン・ソース間容量（Ｃｄｓ）、１
８：キャパシタ、１９：密接合トランス、２０：結合伝
送線路、２１：インダクタもしくは伝送線路、２２：容
量（Ｃ２）、２３：ゲートバイアス回路。1: Inductor or transmission line forming an output side filter circuit, 2: Inductor or transmission line forming an input side filter circuit, 3: Field effect transistor, 4:
Output side termination circuit, 5: input side termination circuit, 6: power supply terminal or electrical ground, 7: electrical ground, 8: input terminal,
9: output terminal, 10: drain terminal, 11: source terminal, 12: gate terminal, 13: gate-source capacitance (Cgs), 14: channel resistance (Ri), 15: voltage control type current source, 16: drain・ Source resistance (Rd
s), 17: drain-source capacitance (Cds), 1
8: Capacitor, 19: Tight junction transformer, 20: Coupling transmission line, 21: Inductor or transmission line, 22: Capacitance (C2), 23: Gate bias circuit.
Claims (3)
回路を、全域透過型フィルタ回路により構成したことを
特徴とする分布増幅器。1. A distributed amplifier in which the input-side filter circuit and the output-side filter circuit are all-transmission-type filter circuits.
ランスで構成されていることを特徴とする請求項１に記
載の分布増幅器。2. The distributed amplifier according to claim 1, wherein the all-transmissive filter circuit is composed of a tightly coupled transformer.
線路で構成されていることを特徴とする請求項１に記載
の分布増幅器。3. The distributed amplifier according to claim 1, wherein the all-transmissive filter circuit is composed of a coupled transmission line.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9591396A JPH09266420A (en) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | Distribution amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9591396A JPH09266420A (en) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | Distribution amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09266420A true JPH09266420A (en) | 1997-10-07 |
Family
ID=14150532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9591396A Withdrawn JPH09266420A (en) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | Distribution amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09266420A (en) |
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