JPH09259544A

JPH09259544A - 光ディスク装置

Info

Publication number: JPH09259544A
Application number: JP8384796A
Authority: JP
Inventors: Hiromichi Ishibashi; 広通石橋; Toshiyuki Shimada; 敏幸島田; Yasuaki Edahiro; 泰明枝廣; Mitsuro Moriya; 充郎守屋; Riyuusuke Horibe; 隆介堀邊; Hiroyuki Miyaji; 博幸宮地
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-04-05
Filing date: 1996-04-05
Publication date: 1997-10-03
Anticipated expiration: 2016-04-05
Also published as: JP3823184B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ノイズ性のディフェクトをも高感度に検出
し、ＰＬＬを用いた信号同期や、信号２値化を安定に実
行させる。【解決手段】位相比較器２出力の絶対値がある閾値を
越えれば同期異常検出信号ＤＦＣＴを発生し、基準マー
クを参照して上記信号を解除するようにする。ディフェ
クト検出信号ＤＦＣＴによりＰＬＬをホールドするか、
または周波数制御を同時に実行させる。２値化信号のデ
ューティずれに応じて閾値レベルを決定する負帰還ルー
プに、上記２値化信号をＰＬＬクロックでラッチした信
号のデューティずれを正帰還させ、上記正帰還ループを
上記フラグで遮断する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は光ディスク装置に関
し、特に、光ディスク媒体の媒体の傷（ディフェクト）
やトラックジャンプ時に、再生した情報にディフェクト
が発生したことを検出する手段を具備し、このときのデ
ィフェクトの際の信号同期手段の同期はずれを速やかに
復帰させ、また、信号２値化手段の精度・信頼性を大幅
に向上させる機能を有した光ディスクドライブに関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、情報の大容量化、高密度化に伴っ
て光ディスクドライブのエラー率の低減、信頼性の確保
が重要になってきている。例えば光ディスクに情報を蓄
積する場合、原情報に変調をかけ、同期信号を重畳させ
て記録する。上記光ディスクから情報を読み出してこれ
を復元する場合、まず光ピックアップより出力される再
生信号を信号２値化手段を用いてパルス信号にし、これ
より上記同期信号を信号同期手段を用いて分離して用い
る。光ディスクに記録される情報が高密度化されるほど
上記信号２値化手段および信号同期手段の精度が要求さ
れるし、さらに種々の外乱に対する信頼性も要求され
る。

【０００３】また、光ディスク媒体の製造時や使用中に
ディスク表面や記録面に傷がつくことがある。これより
情報を再生した場合、当然この傷の部分での情報が欠損
するかあるいはノイズが混入して情報の再生誤り率が高
くなる。さらに同期信号成分が欠落すると上記信号同期
手段は正常には動作せず、ディフェクト通過後もその復
帰には時間を要するため、結果的に実際のディフェクト
よりも大きな情報の欠落が発生することになる。またこ
れに限らず、トラックジャンプの際にはトラック間のク
ロストーク信号がノイズとして作用し、同様の問題が発
生する。したがって、こういったディフェクトを何らか
の方法で速やかに検出し、さらに信号同期手段の動作を
ディフェクトの間一時停止させるなどの対策がとられ
る。

【０００４】以下図面を参照しながら、上記した従来の
ディフェクト検出装置の一例について説明する。図１２
は特開昭６１−１７０９３７号公報に記載された従来の
ディフェクト検出装置のブロック図を示すものである。
図１２において、まず情報再生信号（ＲＦ）は２値化回
路１０１によってパルス信号（ＰＲＦ）になる。パルス
幅測定手段１２０はそのパルス幅を逐次デジタルカウン
トする。カウントのためのクロックＣＣＫは非同期クロ
ック発生器１０２より供給される。光ディスクには、画
像や音声をデジタル化したもの，あるいはコンピュータ
データ等がコード変換され、ＲＬＬ（run length limit
ted ）信号として記録されている。すなわち、いかなる
情報であっても、そのパルス幅（信号の立ち上がりから
立ち下がり、あるいは立ち下がりから立ち上がりまでの
時間間隔）は同期状態における同期クロック信号１周期
の整数倍であり、しかも所定の最短値（Ｔmin ）と最長
値（Ｔmax ）内にあるような信号列にすでに変換されて
いる。例えばＣＤに用いられているＥＦＭ（Eight to F
ourteen Modulation，８−１４変調）コードの場合、変
換後の信号はすべて３Ｔ（Ｔmin ＝ｎmin ×Ｔ）、４
Ｔ、５Ｔ、・・ｎＴ・・、１０Ｔ、１１Ｔ（Ｔmax ＝ｎ
max ×Ｔ）のパルスの組み合わせで構成される。なお、
Ｔは同期クロック１周期の長さを表す。パルス幅測定手
段１２０は現在読み出された信号ＲＦのパルス幅ｎを整
数値で出力するものである。

【０００５】デジタル比較器１０３はこうして得られた
パルス幅ｎを前回の処理で得られた計測パルス幅ｎ^-1と
比較し、大きければ（すなわち長ければ）現パルス幅ｎ
をラッチレジスタ１０４に保持し、次回のｎ^-1とする。
以上の処理をある程度，例えばフレーカウンタ（図示せ
ず）で計測される所定時間の間続ければ、ラッチレジス
タ１０４にはＲＬＬ信号の最大長Ｔmax のカウント値ｎ
max が保持されているはずである。

【０００６】ここで光ディスク情報面にディフェクトが
あった場合、再生信号ＲＦには本来のＲＬＬ信号が長時
間欠損し、その結果、該再生信号ＲＦにはＴmax 以上の
パルス幅が現れることがある。この場合、上記ラッチレ
ジスタ１０４には上記ｎmaxを越えるカウント値が保持
されることとなる。デジタル比較器１０５はこのラッチ
レジスタ１０４に保持されている上記ｎmax を越えるカ
ウント値（次回のｎ^-1）と、上記理想的なＲＬＬ信号の
最大クロックカウント値ｎmax とを比較し、前者が後者
を越えていればディフェクト検出信号ＤＦＴ＝１を出力
する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、ディフェクトの種類によっては検出する
のに時間を要したり、あるいは全く検出できない場合が
あるといった問題を有していた。すなわち、比較的大き
なディフェクトであってしかもこの間全く情報が欠損し
ているような場合は、ディフェクトを通過した直後にＴ
max を越えたパルスが発生するので、素早い検出が可能
である。しかし、ディフェクトには、例えば情報ピット
列の異常形成や、あるいは情報面の一部が砂埃などで擦
られて無数の小穴ができたような、”インターラプショ
ン”と呼ばれるものがある。この小穴の大きさがＴmax
に相当する大きさ以下ならば、上記方法では検出するこ
とができない（ここでＣＤを例にとると、Ｔmax ＝１１
Ｔ＝約１０μｍである）。また、このＴmax を越える傷
があっても、インターラプションの場合、ディフェクト
直後からＴmax 以上の傷に出会うとは限らず、ディフェ
クト半ばでその傷が検出される場合もある。さらにトラ
ックはずれ状態においては、トラック間は全く無信号と
いうわけではなく、両側のトラックからのクロストーク
信号が互いに混ざり合って検出される。その量は、トラ
ック間隔が狭い，すなわち高密度であるほど大きくな
る。

【０００８】上記のようにディフェクトが検出されない
場合、あるいは検出が遅れた場合、情報が全く欠落する
ディフェクトと同様に，あるいはそれ以上に、信号同期
装置に影響を与えることがある。それは、この種のディ
フェクトは、再生時に大きなノイズとしてＲＬＬ信号に
重畳されるので、信号同期装置が発生する同期クロック
信号との周波数位相関係が乱されるからである。ディフ
ェクトの結果、ＰＬＬ同期がはずれて、同期クロック信
号の周波数がＰＬＬのキャプチャーレンジより大きくず
れると、該ＰＬＬの再引き込みができない、つまり半永
久的にＰＬＬが機能しなくなる状態に陥ることがある。

【０００９】本発明は、上記のような従来の問題点に鑑
みてなされたもので、インターラプションや、トラック
はずれのような紛らわしいディフェクトでも、素早くこ
れを検出することのできる，ディフェクト検出装置，及
び信号同期装置を備えた光ディスク装置を提供すること
を目的としている。

【００１０】また、これにより情報を高精度に，しかも
安定に２値化することのできる，信号２値化装置を備え
た光ディスク装置を提供することを目的としている。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１の発明にかかる光ディスク装置は、非同
期に検出可能な基準信号を含んだ情報信号と，該情報信
号より同期生成される同期信号との間の位相誤差の絶対
値の大きさに応じた信号を出力する同期異常検出手段
と、上記位相誤差の絶対値に応じて、ディフェクト検出
信号を生成する判定手段と、所定の期間，上記情報信号
の情報遷移間隔を非同期に測定する計測手段と、上記所
定の期間内において検出された上記基準信号の時間長の
計測値に応じて、上記ディフェクト検出信号を消滅させ
る手段とを備えたことを特徴とするものである。

【００１２】また、請求項２の発明にかかる光ディスク
装置は、請求項１に記載のディフェクト検出装置におい
て、上記情報信号の情報遷移間隔の最短値と最長値が規
定され、上記基準信号は、上記情報信号を構成する信号
群のうち最短または最長の情報遷移間隔を持つ信号であ
ることを特徴とするものである。

【００１３】また、請求項３の発明にかかるディフェク
ト検出装置は、請求項１に記載の光ディスク装置におい
て、上記情報信号の情報遷移の同期信号に対する位相進
みに対しては、該位相進みに相当する分の時間幅を有す
る第１のパルス信号を生成し、その位相遅れに対して
は、該位相遅れに相当する分の時間幅を有する第２のパ
ルス信号を生成する位相比較手段を備え、上記第１のパ
ルス信号と上記第２のパルス信号の差信号を位相誤差と
し、上記第１のパルス信号と上記第２のパルス信号の和
信号を上記位相誤差の絶対値として出力することを特徴
とするものである。

【００１４】また、請求項４の発明にかかる光ディスク
装置は、請求項３記載の光ディスク装置において、パル
ス信号が存在する間，コンデンサに電流を注入し、上記
パルス信号が終了した後、上記コンデンサの両端の電圧
をサンプルホールドし、さらに次のパルス信号が供給さ
れるまでに上記コンデンサに蓄積された電荷を放電する
第１の時間電圧変換手段と、該第１の時間電圧変換手段
と同等の機能を有する第２の時間電圧変換手段とを有
し、上記情報信号の情報遷移の同期信号に対する位相進
みに対して発生される，該位相進みに相当する分の時間
幅を有する第１のパルス信号と、上記情報信号の情報遷
移の同期信号に対する位相遅れに対して発生される，該
位相遅れに相当する分の時間幅を有する第２のパルス信
号との論理和信号を、上記第１の時間電圧変換手段に供
給し、上記第１のパルス信号と、上記第２のパルス信号
との論理積信号を、上記第２の時間電圧変換手段に供給
し、上記第１の時間電圧変換手段，及び第２の時間電圧
変換手段の両出力信号の差信号を、位相誤差の絶対値と
して出力することを特徴とするものである。

【００１５】また、請求項５の発明にかかる光ディスク
装置は、請求項１記載の光ディスク装置において、上記
情報信号と上記同期信号との位相誤差を検出する位相比
較手段と、上記位相誤差に応じて上記同期信号の位相を
制御する周波数可変手段とよりなる位相同期手段を具備
し、さらに上記ディフェクト検出信号に応じて、上記位
相比較手段の出力を無効にするゲート手段とを備えたこ
とを特徴とするものである。

【００１６】また、請求項６の発明にかかる光ディスク
装置は、請求項５記載の光ディスク装置において、上記
同期信号に対して非同期に計測クロック信号を発生する
クロック信号発生手段と、上記情報信号の情報遷移間隔
を、上記計測クロック信号を用いてデジタルカウントす
る計測手段と、該計測手段より出力される計測値を一時
的に保持する記憶手段と、所定期間内において、上記計
測値と上記記憶手段に保持されている値とを逐次比較し
て、上記情報信号の最長または最短の上記情報遷移間隔
を検出する第１のデジタル比較手段と、上記情報信号の
最長または最短の情報遷移間隔の計測値と、予め設定さ
れた規定値とを比較し、両者が所定の誤差内で一致した
ときに一致信号を発生する第２のデジタル比較手段と、
上記位相誤差の絶対値が所定の閾値を越えた直後に上記
ディフェクト検出信号を発生させ、上記一致信号を受け
たとき上記ディフェクト検出信号を解除する手段とを備
えたことを特徴とするものである。

【００１７】また、請求項７の発明にかかる光ディスク
装置は、請求項１記載の光ディスク装置において、上記
情報信号と上記同期信号との位相誤差を検出する位相比
較手段と、上記基準信号の時間長を基準に上記同期信号
の周波数偏差を検出する周波数比較手段と、上記位相誤
差または上記周波数偏差に応じて、上記同期信号の位相
または周波数を制御する周波数可変手段とよりなる周波
数位相同期手段を具備し、さらに上記ディフェクト検出
信号が生成されたとき上記周波数比較手段の出力を有効
にする手段を備えたものである。

【００１８】また、請求項８の発明にかかる光ディスク
装置は、請求項７記載の光ディスク装置において、上記
周波数比較手段は、Ｍを整数として、同期状態における
上記基準信号の情報遷移間隔が上記同期信号の周期のＭ
倍であるとしたとき、上記基準信号の状態遷移間隔と上
記同期信号をＭ分周した信号の周期間隔との差より、上
記周波数偏差を検出するものであることを特徴とするも
のである。

【００１９】また、請求項９の発明にかかる光ディスク
装置は、情報信号と同期信号との位相誤差を検出する位
相誤差検出手段と、カットオフ周波数より低域側に少な
くとも１次の積分特性を、高域側に平坦特性を持つ第１
のループフィルタと、上記第１のループフィルタの出力
電圧に応じた周波数の同期信号を発生する周波数可変信
号発生手段とよりなる位相制御ループを備え、かつ上記
情報信号と上記同期信号との周波数偏差を検出する周波
数偏差検出手段と、積分特性を有する第２のループフィ
ルタと、上記周波数可変信号発生手段とよりなる周波数
制御ループを備え、上記第２のループフィルタは、上記
第１のループフィルタの積分要素を共用していることを
特徴とするものである。

【００２０】また、請求項１０の発明にかかる光ディス
ク装置は、請求項１記載の光ディスク装置において、情
報信号と同期信号との位相誤差を検出する位相誤差検出
手段と、カットオフ周波数より低域側に少なくとも１次
の積分特性を、高域側に平坦特性を持つ第１のループフ
ィルタと、上記第１のループフィルタの出力電圧に応じ
た周波数の同期信号を発生する周波数可変信号発生手段
とよりなる位相制御ループを備え、かつ上記情報信号と
上記同期信号との周波数偏差を検出する周波数偏差検出
手段と、積分特性を有する第２のループフィルタと、上
記周波数可変信号発生手段とよりなる周波数制御ループ
を備え、上記第２のループフィルタは、上記第１のルー
プフィルタの積分要素を共用していることを特徴とする
ものである。

【００２１】また、請求項１１の発明にかかる光ディス
ク装置は、請求項９記載の光ディスク装置において、上
記位相誤差検出手段，及び周波数偏差検出手段は、とも
に電流出力型のものであり、上記第１のループフィルタ
は相互に直列接続された抵抗とコンデンサで、上記第２
のループフィルタは上記コンデンサで、それぞれ構成さ
れ、上記位相誤差検出手段の出力電流が、上記抵抗とコ
ンデンサを経て基準電位に流れ、上記周波数偏差検出手
段の出力電流が、上記コンデンサを経て基準電位に流れ
るように接続され、上記周波数可変信号発生手段には、
上記基準電位に対する上記第１のループフィルタの電位
が供給されていることを特徴とするものである。

【００２２】また、請求項１２の発明にかかる光ディス
ク装置は、請求項１記載の光ディスク装置において、上
記情報信号と上記同期信号との位相誤差を検出する位相
比較手段と、上記基準信号の時間長を計測する手段と、
上記基準信号の時間長を基準に上記同期信号の周波数偏
差を検出する周波数比較手段と、上記位相誤差または上
記周波数偏差に応じて、上記同期信号の位相または周波
数を制御する周波数可変手段とよりなる周波数位相同期
手段を具備し、さらに上記ディフェクト検出信号が生成
されたとき上記基準信号の時間長を計測する手段の出力
を保持する手段を備えたことを特徴とするものである。

【００２３】また、請求項１３の発明にかかる信号同期
装置は、請求項１２記載の信号同期装置において、上記
ディフェクト検出信号が生成されたとき上記周波数比較
手段の出力を有効にする手段を備えたことを特徴とする
ものである。

【００２４】また、請求項１４の発明にかかる光ディス
ク装置は、請求項１記載の光ディスク装置において、上
記情報信号を適当な閾値を用いて２値化する比較手段
と、上記比較手段より出力される２値化信号の第１の値
と第２の値の単位時間あたりの出現数の差に応じた信号
を負帰還して、上記閾値を決定する第１の帰還手段と、
上記２値化信号を、該２値化信号に対して同期生成され
た同期クロック信号で逐次ラッチして得た基準信号の第
２の値と第１の値の単位時間あたりの出現数の差に応じ
た信号を上記第１の帰還手段に加えて、実質的に正帰還
閉路を形成する第２の帰還手段と、上記ディフェクト検
出信号に応じて、上記第２の帰還手段の帰還量を制限す
る帰還制限手段とを備えたことを特徴とするものであ
る。

【００２５】また、請求項１５の発明にかかる光ディス
ク装置、請求項１４記載の光ディスク装置において、上
記比較手段は、第１の値と第２の値が互いに相補的に出
現する正論理２値化信号と負論理２値化信号とを出力
し、上記第１の帰還手段は、上記正論理２値化信号と上
記負論理２値化信号との差信号を負帰還してしきい値を
決定し、上記第２の帰還手段は、上記正論理２値化信号
を同期クロック信号でラッチして生成された正論理基準
信号を、上記負論理２値化信号に加算し、上記負論理信
号を同期クロック信号でラッチして生成された負論理基
準信号を上記正論理２値化信号に加算して実質的に正帰
還閉路を形成してなり、上記帰還制限手段は、上記同期
異常検出手段の出力信号を適当なしきい値で２値化する
第２の比較手段と、上記第２の比較手段の出力信号によ
り上記正論理基準信号と上記負論理基準信号とをともに
遮断する論理ゲートとにより構成されたことを特徴とす
るものである。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態による光
ディスク装置について、図面を参照しながら説明する。実施の形態１．図１は本発明の実施の形態１による，デ
ィフェクト検出装置を有する光ディスク装置を示すブロ
ック図である。図１において、２は位相比較器であり、
光ディスク媒体１００からピックアップ１０１で再生さ
れ、２値化回路１を経た情報信号Ｕと同期信号Ｖとの位
相誤差に応じたパルスを発生するものである。６は加算
器、７は時間電圧変換回路であり、位相比較器２ととも
に、同期異常検出手段を構成し、位相誤差の絶対値すな
わち同期異常を検出し、同期異常検出信号ＡＳＹＮを出
力する。８は電圧比較器（判定手段）であり、同期異常
検出信号ＡＳＹＮと閾値ＶTHとを比較して、ディフェク
ト検出フラグ信号ＤＦＣＴを生成する。１１はパルス幅
計測回路（計測手段）であって、情報信号Ｕに含まれる
基準信号ＲＥＦのパルス幅を、非同期クロック発生器１
０による発生クロックを用いて計測する。２００はディ
フェクト検出解除手段であり、上記電圧比較器８よりの
ディフェクト検出フラグ信号ＤＦＣＴをそのまま出力す
るか、上記パルス幅計測回路１０による計測結果１１ａ
をもとに、上記ディフェクト検出フラグ信号ＤＦＣＴの
出力を解除させる動作を行う。

【００２７】以下本実施の形態１による，ディフェクト
検出装置を備えた光ディスク装置の動作について、図
１、図２、図３、図４、図６を用いて説明する。まず、
光ディスク媒体１００には、最長値と最短値が規定され
た情報マーク群が記録されている。本実施の形態１で
は、特に最長のマークを基準マークと定義し、これを再
生した信号を基準信号とする。図１の回路において、位
相比較器２の入力Ｕには、２値化回路１で２値化された
パルス状の情報信号ＰＲＦが、入力Ｖには同期クロック
信号ＣＫが供給される。すると、情報信号ＰＲＦの立ち
上がり，又は立ち下がりエッジ（情報遷移）の，同期ク
ロック信号ＣＫの立ち上がりエッジに対する位相進み・
遅れの分の幅のパルス信号が、それぞれＵＰ、ＤＮとし
て出力される。後述するが、位相同期状態で同期クロッ
ク信号ＣＫが生成されている場合（図６の左半分の部
分）は、パルス信号ＵＰ、ＤＮのパルス幅はほとんど０
になっている（厳密には後述のように一定の幅を有す
る）。ここで、図６の右半分の領域のように、ディフェ
クト領域ＤＦに突入すると、情報信号ＰＲＦにはノイズ
が重畳されているため、ディフェクト領域ＤＦ前に生成
された同期クロック信号ＣＫとの位相関係が大きく乱さ
れる。このとき、両者の間にランダム的な位相遅れ，又
は位相進みが発生するので、パルス信号ＵＰ、ＤＮのパ
ルス幅はもはや０ではなくなる。よって図６に示される
ように、それぞれの位相出力ＵＰ、ＤＮに、ランダム的
に変動するパルス幅を持つパルス信号が現れる。

【００２８】これらのランダム的に変動するパルス幅を
持つパルス信号ＵＰと，ＤＮとを、加算器６で加算合成
し、さらに時間電圧変換回路７を用いて電圧変換する
と、図６に示されるような上記両信号のパルス幅に応じ
た振幅を持つ，信号ＡＳＹＮが得られる。この振幅は言
うまでもなく、ディフェクトの程度（ディフェクトによ
るノイズの大きさ）に依存する。電圧比較器８は、該信
号ＡＳＹＮを、適当なスレショールド電圧ＶTHと比較
し、これを越えればフラグ信号ＤＦＣＴを発生する。

【００２９】位相比較器２，及び時間電圧変換回路７の
具体的構成を、図２に示す。まず、位相比較器２は一般
にはＰＬＬ（phase lock loop ），すなわち位相同期回
路に用いられるものであり、Ｕ、Ｖ、それぞれに入力す
る信号の立ち上がりでトリガされる２対のフリップフロ
ップFF1 , FF2 と、両者の出力の論理積で上記フリップ
フロップに帰還リセットをかけるＮＡＮＤゲートNAND1
で構成される。両フリップフロップFF1 ，FF2 の出力が
それぞれＵＰ、ＤＮとなる。このとき、位相比較器２内
部の遅延によるオフセットパルスOFP が発生する。すな
わち、上記各回路に遅延が全く無ければ、入力ＵとＶに
同相の信号が入った場合、出力ＵＰ、ＤＮにはパルス幅
０の（無限に細い）信号が出るはずであるが、実際は、
図３に示されるように、同回路を構成するフリップフロ
ップFF1 ，FF2 とＮＡＮＤゲートNAND1 の遅延分の幅を
持つ（オフセット）パルス信号OFP が出力される。後述
のように、この位相比較器の差動出力をＰＬＬに用いる
場合は、出力ＵＰ、ＤＮの差信号を用いるため、このオ
フセット分は互いにキャンセルされるので問題にならな
いが、本実施の形態１のように、両出力のパルス幅の和
信号（位相誤差の絶対値）から同期異常信号ＡＳＹＮを
検出する場合には、このオフセット成分が相互に加算さ
れてしまい、従って、特に温度ドリフトなどでこのオフ
セット成分が変動すると、上記同期異常信号ＡＳＹＮよ
りこれに閾値ＶTHを設けてディフェクト検出フラグ信号
ＤＦＣＴを生成する際に、検出誤差を生じさせる要因と
なる。従って本実施の形態１では、情報再生信号ＰＲＦ
が入力するごとに上記オフセットパルスと同じ幅を持つ
ダミーパルスＤＭ（ＵＰ∩ＤＮ），（図３参照）を発生
させ、これでオフセット分を除去する方法を実現してい
る。

【００３０】即ち、図２において、ＯＲゲート３０は、
同期異常検出に用いる加算信号ＵＰ∪ＤＮを得るための
ものであり、図１の加算器６に相当するものである。一
方、ダミーパルス（カウンタオフセットパルス）ＤＭ
（ＵＰ∩ＤＮ）は、図３に示されるように、位相比較器
２より出力される位相進み、遅れパルスＵＰ、ＤＮを、
ＡＮＤゲート３１に通すことによって抽出される。

【００３１】また、図２において、７ａは、図１におけ
る時間電圧変換回路７のうち、加算パルス信号ＵＰ∪Ｄ
Ｎ，即ち同期異常検出成分ＡＳＹＮの時間電圧変換をう
けもつ第１の時間電圧変換回路部分であり、スイッチ３
２ａ、３５ａ、３７ａ、電流源３３ａ、コンデンサ３４
ａ、３８ａ、バッファアンプ３６ａ、３９ａ、よりな
る。７ｂは、上記時間電圧変換回路７のうち、論理積パ
ルス信号ＵＰ∩ＤＮ，即ちオフセット除去のためのダミ
ーパルス成分ＤＭの時間電圧変換を受け持つ第２の時間
電圧変換回路部分であり、スイッチ３２ｂ、３５ｂ、３
７ｂ、電流源３３ｂ、コンデンサ３４ｂ、３８ｂ、バッ
ファアンプ３６ｂ、３９ｂ、よりなる。

【００３２】上記第１の時間電圧変換回路部分７ａにつ
いて動作を説明すると、スイッチ３２ａはパルス幅の期
間だけ、定電流をコンデンサ３４ａに流し込み、その両
端にパルス幅に比例した振幅の電圧Ｓａを発生させる。
スイッチ３７ａとコンデンサ３８ａは、上記電圧Ｓａを
サンプルホールドして信号Ｈａを発生させるものであ
り、第２の時間電圧変換回路部分７ｂについても同様
で、該両サンプルホールドは、ともに加算パルス信号Ｕ
Ｐ∩ＤＮの立ち下がりから所定の期間実行され、このタ
イミングはインバータ４２とモノマルチ４３で決定され
る。また、上記コンデンサ３４ａ、３４ｂに蓄積された
電荷はサンプルホールド終了後に放電され、このタイミ
ングはモノマルチ４４で決定される。電圧変換後の両信
号Ｈａ、Ｈｂは減算器４０を通り、同期異常検出成分Ａ
ＳＹＮからオフセット成分ＤＭが除去される。ローパス
フィルタ４１は、上記のように得られた同期異常検出信
号ＡＳＹＮから高周波変動成分を除去するもので、この
信号同期装置におけるホールド動作が過度に敏感に機能
することを避けるためのものである。

【００３３】図４に、ＣＤ（コンパクトディスク）のテ
ストディスクに形成されたインターラプションディフェ
クトを、実際に図２で示した回路を用いて検出した実験
結果を示すものであり、同期異常検出信号ＡＳＹＮ，及
び情報再生信号ＲＦを示すものである。この図４に示さ
れるように、同期異常検出信号ＡＳＹＮはディフェクト
領域ＤＦに入るなり増加している。これを図示のような
スレショールドレベルＶTHで判定すれば、５０〜１００
μｓといった短期間のうちにディフェクト検出信号ＤＦ
ＣＴを生成することができる。

【００３４】このような本実施の形態１においては、非
同期に検出可能な基準信号ＲＥＦを含んだ情報信号ＰＲ
Ｆと，該情報信号より同期生成される同期信号ＣＫとの
間の位相誤差を検出して、その位相誤差の絶対値の大き
さに応じた信号ＡＳＹＮを生成し、該位相誤差の絶対値
に応じてディフェクト検出信号ＤＦＣＴを生成するよう
にしたので、該情報信号のパルス幅の最長値Ｔmax を越
えるパルス信号，即ち基準信号のパルス幅を越えるパル
ス信号，が検出されたか否かにかかわらず、ディフェク
ト領域ＤＦに入った直後にディフェクト領域ＤＦに入っ
たことを検出することができ、ノイズ性のディフェクト
や、トラックはずれでも迅速にこれを検出することがで
きる。さらには、所定の期間，上記情報信号ＰＲＦの情
報遷移間隔を測定し、該所定の期間内に検出された上記
基準信号ＲＥＦの時間長の計測値に応じて上記ディフェ
クト検出信号ＤＦＣＴを消滅させるようにした、即ち基
準信号の同期を参照してディフェクトが通過したことを
判断するようにしたため、ＰＬＬが再動作する際に疑似
ロックすることを避けることができ、正確に再ロックさ
せることができる効果が得られる。

【００３５】なお、パルス幅計測回路１１の動作，及び
ディフェクト解除手段２００の具体的な構成，及び作用
については、以下、これを実際に、信号同期装置や、信
号２値化装置に適用した、本発明の他の実施の形態で詳
細に述べる。

【００３６】実施の形態２．図５は本発明の実施の形態
２による，ディフェクト検出装置，及びこれを用いた信
号同期装置を有する光ディスク装置のブロック図を示す
ものである。図５において、１は２値化回路であり、光
ディスク媒体１００より光ピックアップ１０１で読み出
された再生信号ＲＦをパルス化して情報信号ＰＲＦを生
成するものである。位相比較器２、減算器３、ループフ
ィルタ４、電圧制御発振器、即ちＶＣＯ５（周波数可変
信号発生手段）、ゲート２ａ、２ｂは、ＰＬＬ同期回路
（位相同期手段）を構成し、パルス信号ＰＲＦと同期し
たクロック同期信号ＣＫを生成する。パルス信号ＰＲ
Ｆ，及びクロック同期信号ＣＫはデコーダに供給され、
ビデオ信号，オーディオ信号，あるいはその他の情報信
号となる。

【００３７】上記位相比較器２、加算器６、時間電圧変
換回路７、電圧比較器８、非同期クロック発生器１０、
及びパルス幅計測回路１１は、図１で示されたものと同
等に作用し、フリップフロップ９よりディフェクト検出
フラグ信号ＤＦＣＴを生成する。また、デジタル比較器
１２、１４、ラッチレジスタ１３、フレームカウンタ１
５、及びフリップフリップ１６は、所定期間内において
上記情報信号の最長または最短の情報遷移間隔の計測値
と予め設定された規定値とを比較し、両者が所定の誤差
内で一致したとき上記ディフェクト検出信号ＤＦＣＴを
解除する，本実施の形態２におけるディフェクト解除手
段２００ａを構成する。本実施の形態２においても、光
ディスク媒体１００には、最長値と最短値が規定された
情報マーク群が記録されており、特に最長のマークを基
準マークと定義し、これを再生した信号を基準信号とす
る。

【００３８】以下、本実施の形態２による，ディフェク
ト検出装置，及び信号同期装置を備えた光ディスク装置
について、図５，及び図６を用いてその動作を説明す
る。図５の回路において、まず、位相比較器２の入力Ｕ
に情報信号ＰＲＦが、入力Ｖに同期クロック信号ＣＫが
供給されると、パルス信号ＰＲＦの立ち上がり，又は立
ち下がりエッジの，同期クロック信号ＣＫの立ち上がり
エッジに対する位相進み・遅れの分の幅のパルス信号
（第１，第２のパルス信号）が、それぞれＵＰ、ＤＮと
して出力される。この差信号ＵＰ−ＤＮを位相差信号と
してループフィルタ４で平滑化したものをＶＣＯ５に加
え、これが発生する同期クロック信号ＣＫを、位相比較
器２にフィードバックすれば、両信号の位相を同期させ
ることができる。言い換えれば、再生信号ＲＦからクロ
ック成分ＣＫを同期抽出することができる。なお、この
とき位相差信号ＵＰ−ＤＮの平均値は、０となってい
る。

【００３９】位相進み信号ＵＰ、位相遅れ信号ＤＮは、
さらに上記実施の形態１で述べたように、加算器６，時
間電圧変換回路７，及び電圧比較器８を経て、ディフェ
クト検出フラグ信号ＤＦＣＴとなるが、本実施の形態２
では、電圧比較器８の出力をディフェクト突入信号ＤＦ
ＣＴＩＮとし、これの立ち上がりでフリップフロップ９
をトリガして、該フリップフロップ９からディフェクト
検出信号ＤＦＣＴを生成する。

【００４０】一旦ディフェクトが検出され、ディフェク
ト検出信号ＤＦＣＴが生成されると、信号同期装置（Ｐ
ＬＬ）は、ゲート２ａ、２ｂを閉じて位相比較器２の出
力をループフィルタ４に供給しないようにする。このよ
うにすると、ＶＣＯ５の発振周波数は保持され、ディフ
ェクトによるノイズによってクロック同期信号ＣＫが大
きく乱れることは防止される。ただし、上記のようにし
て一旦ＰＬＬ動作を停止させると、ディフェクト領域Ｄ
Ｆを通り過ぎても位相同期が実行されず、時間電圧変換
回路７の出力はつねにスレショールドレベルＶTHを越え
たままになる。したがってディフェクト領域ＤＦを通過
し、信号同期処理をしても問題がない領域に入ったこと
を検出するディフェクトフラグ解除手段２００ａを別途
設ける必要がある。以下これについて詳細に説明する。

【００４１】パルス幅計測回路１１は、情報信号ＰＲＦ
のパルス幅を逐次デジタルカウントする。カウントのた
めのクロックＣＣＫは、非同期クロック発生器１０より
供給され、クロック同期信号ＣＫに対して、非同期であ
る。ただし、クロックＣＣＫの周期は、情報信号ＰＲＦ
に含まれる，基準マーク（図６参照）を検出したときの
基準信号ＲＥＦの周期（あるいはその整数分の１）であ
るＴにほぼ等しく設定されているものとする。従って、
パルス幅計測回路１１からは、計測したパルス信号，即
ち上記情報信号ＰＲＦのパルス幅が周期Ｔの何倍である
かを、デジタル値ｎで出力する。比較手段１２は、こう
して得られたパルス幅ｎを前回の処理で得られたパルス
幅ｎ^-1と比較し、大きければ、すなわち長ければ、現パ
ルス幅ｎをラッチレジスタ１３に保持し、次回のｎ^-1と
する。以上の処理をある程度続ければ、ラッチレジスタ
１３には、これまでに再生したパルス信号の中で最長の
パルス信号の幅（Ｔmax ）の測定値が保持される。

【００４２】このとき、レーザービームが、ディフェク
ト領域ＤＦから正常な情報領域に復帰していたとする
と、ＲＬＬコード系の規定に従って、上記最長パルス幅
はＴmax （＝Ｍ×Ｔ）と一致するはずである。デジタル
比較手段１４は、この一致を検出する。実際は多少の測
定誤差があるので、Ｍ−ε≦ｎ−１≦Ｍ＋εであれば、
フラグ（Ｌ→Ｈ）を立て、さらにフリップフロップ１６
で確定させてディフェクト解除信号ＤＦＣＴＯＵＴと
し、これをフリップフロップ９のリセット入力に供給
し、ディフェクト検出フラグ信号ＤＦＣＴを解除する。
その結果、ゲート２ａ、２ｂが開いてＰＬＬは再び動作
を開始する。なお、εは検出誤差の許容値であり、Ｍ＝
１１であればε＝１〜２程度であればよい。

【００４３】フレームカウンタ１５は、上記カウントク
ロックＣＣＫを巡回デジタルカウントし、所定周期でフ
レームパルス信号ＦＲを出力する。このフレームカウン
タ１５の役割は、上記一連の動作の開始と終了を指示す
るものである。即ち、フリップフロップ１６に供給され
る上記フラグ信号ＦＬＧ＝１は、フレームパルスＦＲの
立ち上がりで確定し、デフェクト終了信号ＤＦＣＴＯＵ
Ｔ＝１として出力される。これと同時にラッチレジスタ
１３はリセットされ、次のサイクルでの最大パルス幅を
検出する動作を開始する。フレームカウンタ１５の周期
は、その期間内に確実にＴmax を検出できる程度に長く
なければならないが、長すぎればディフェクト終了信号
ＤＦＣＴＯＵＴ＝１を出すタイミングがそれだけ遅れる
ので、必要以上に長くとるべきではない。ＣＤフォーマ
ットでは、Ｔmax ＝１１Ｔのマークはリシンク（re-syn
c ）マークとして用いられており、リシンクエリアは４
０バイトごとに設けられている。したがって、この場合
リシンク周期の倍程度、すなわち約８０バイトに相当す
る時間間隔でフレームパルス信号ＦＲを出すようにして
おけば、Ｔmax のマークは必ず一つは検出されることと
なる。

【００４４】このような本実施の形態２においては、上
記実施の形態１におけるように、情報信号ＰＲＦと同期
信号ＣＫとの間の位相誤差の絶対値の大きさに応じた信
号ＡＳＹＮを出力する同期異常検出手段と、上記位相誤
差の絶対値に応じてディフェクト検出信号ＤＦＣＴを生
成する判定手段９とを備えた構成において、情報信号と
同期信号の位相誤差を検出する位相比較手段２と、上記
位相誤差に応じて上記同期信号ＣＫの位相を制御する周
波数可変手段５とよりなる位相同期手段と、上記ディフ
ェクト検出信号ＤＦＣＴに応じて上記位相比較手段２の
出力を無効にするゲート手段２ａ，２ｂとを備え、さら
に所定期間内において上記情報信号の最長または最短の
情報遷移間隔の計測値と予め設定された規定値とを比較
し、両者が一致したとき上記ディフェクト検出信号ＤＦ
ＣＴを解除する手段２００ａを具備した構成としたの
で、上記同期異常検出手段でディフェクトを迅速に検出
して、ＰＬＬ回路をホールド（停止）状態にすることが
でき、しかもディフェクト通過後に、ディフェクトフラ
グを解除してゲート２ａ，２ｂを開いて、ＰＬＬ動作を
復帰させることができる効果が得られる。

【００４５】なお、上記実施の形態１，２では、位相比
較器２は位相進み、遅れの２出力を有し、この論理加算
値から同期異常検出を行うようにしたが、上記位相比較
器２の機能はこれに限定されるものではない。先述のよ
うに、上記位相比較器は、本来は位相進み、遅れの２出
力の差動から位相進み・遅れに応じて０を中心に正負に
変化する位相比較信号を得るものであり、本発明でこの
加算値を求めることは、言い換えれば位相誤差の絶対値
を検出することに他ならない。したがって位相比較器と
しては、上記差動出力に相当するものが直接出力される
もの、例えば、位相誤差が基準電圧あるいは電流を中心
に正負の電圧値あるいは電流値で出力されるものであっ
てもよい。ただしその場合、加算演算に代替する処理と
して、たとえば上記位相比較出力電圧（電流）の変動
を、上記基準電圧（電流）に対して全波整流するなどし
て絶対値演算を行う方法，等を別途考える必要がある。

【００４６】実施の形態３．次に、本発明の実施の形態
３について述べる。図７は、本発明の実施の形態３によ
る，ディフェクト検出装置，及び信号同期装置を有する
光ディスク装置を示すブロック図である。図７におい
て、光ディスク媒体１００，ピックアップ１０１，２値
化回路１、位相比較器２、減算器３、ＶＣＯ５、加算器
６、時間電圧変換回路７、電圧比較器８、非同期クロッ
ク発生器１０、パルス幅計測回路１１、デジタル比較器
１２、ラッチレジスタ１３、フレームカウンタ１５，及
び同期異常検出手段，ＰＬＬ同期回路（位相同期手段）
は、図５に示したものと同等に動作する。

【００４７】本実施の形態３においても、光ディスク媒
体１００には、最長値と最短値が規定された情報マーク
群が記録されており、特に最長のマークを基準マークと
定義し、これを再生した信号を基準信号とする。

【００４８】この図７に示す本実施の形態３では、パル
ス幅計測回路１１、デジタル比較器１２、ラッチレジス
タ１３、１３１、フレームカウンタ１５、分周器２３、
パルス幅計測回路２４、デジタル比較器１４１、１４
２、減算器１４３、パルス発生器２５、変調器２６、ゲ
ート２７、チャージポンプ２８により、上記ディフェク
ト検出信号ＤＦＣＴが生成されたとき上記周波数比較手
段（１４１〜１４３）の出力を有効にするディフェクト
復帰手段２００ｂを構成している。

【００４９】本実施の形態３の特徴は、まずディフェク
ト検出装置は、電圧比較器８の出力（図５ではＤＦＣＴ
ＩＮ）を、フリップフロップ（図５における９）を介さ
ずにそのままディフェクト検出フラグ信号ＤＦＣＴとし
てＰＬＬに供給していることである。上記図５の実施の
形態２では、このディフェクト検出フラグ信号ＤＦＣＴ
を用いてＰＬＬをホールド（停止）していたために、同
期異常信号ＤＦＣＴＩＮが自己復帰できず、別途ディフ
ェクト解除フラグＤＦＣＴＯＵＴを必要としたが、本実
施の形態３では、ディフェクト検出フラグＤＦＣＴが発
生したと同時に、周波数比較手段（１４１−１４３）の
出力よりの周波数偏差信号ＦＥをループフィルタ４に加
えて、位相制御に重畳して周波数制御を実行させるよう
にしているため、ディフェクト中でも周波数は大きくは
ずれず、ディフェクト領域ＤＦ通過後に周波数偏差が無
くなれば（図８の周波数アップ，周波数ダウンの領域を
経た後に）、速やかにディフェクト検出フラグＤＦＣＴ
は解除し、ＰＬＬ回路が通常の動作（位相制御）に復帰
するようになる。

【００５０】以下、詳細に動作を説明する。まず、非同
期クロック発生器１０、パルス幅計測回路１１、デジタ
ル比較器１２、ラッチレジスタ１３、フレームカウンタ
１５によって逐次最長値探査が実行され、所定期間にお
いて、最長のパルス長を有する基準信号の非同期計測に
おける計測長ｎx が、ラッチレジスタ１３１からデジタ
ル値で出力される。一方、同期クロックＣＫは、分周器
２３でＭ分周される。Ｍは基準マークを再生した基準信
号の規定長を表すものであり、先述のＴmax に相当す
る。すなわち、先述のように情報信号ＰＲＦと同期クロ
ック信号ＣＫが位相同期した場合において、上記基準信
号のパルス長は、同期クロックＣＫの周期のＭ倍にな
る。パルス幅計測回路２４はパルス幅計測回路１１と同
等の動作をするものであり、このＭ分周された信号を非
同期クロックＣＣＫでカウントしてデジタル値ｎckとし
て出力する。ここで、情報再生信号（ＲＦ）とＰＬＬの
再生信号ＣＫとの間に周波数偏差が無い場合、情報信号
に含まれる基準信号の長さと、同期クロックＣＫをＭ分
周して作られた信号のパルス幅とは一致するから、デジ
タルカウント値ｎck、ｎx の関係は、ｎck＝ｎxとなる
はずである。ディフェクトで位相比較器２が乱されると
ＶＣＯ入力電圧Ｖckにノイズが乗り、その結果、上記周
波数偏差が発生して、上記デジタルカウント値ｎck、ｎ
x のいずれかが大きい，あるいは小さくなるが、デジタ
ル比較器１４１、１４２によってこのことが判定され、
減算器１４３によって上記周波数偏差が正負の電圧値を
持つ信号として出力される。この信号はパルス発生器２
５、変調器２６でパルス変調され、周波数偏差信号ＦＥ
としてＰＬＬにフィードバックされる。この様子を図８
に示す。

【００５１】ＰＬＬ回路は、この周波数偏差信号ＦＥを
受けると周波数制御を実行する。本実施の形態３におい
て、ループフィルタ４は、直列に接続された抵抗４０
２、コンデンサ４０３で構成されている。また、減算器
３の出力にはチャージポンプ３０１が接続されており、
位相比較器２は実質的に位相誤差ＰＥに応じた出力電流
をループフィルタ４に供給することになる。これ以降の
ＰＬＬ（位相制御）の動作については、上記実施の形態
１で述べたのと同等である。一方、周波数偏差信号ＦＥ
もチャージポンプ２８で電流変換され、ループフィルタ
４を構成するコンデンサ４０３に供給される。

【００５２】上記位相誤差信号ＰＥと周波数偏差信号Ｆ
Ｅが、本実施の形態３におけるように、それぞれ別々の
入り口からループフィルタ４に供給されるべき理由につ
いては後述することにし、ここでは周波数制御系の概略
の動作を図８を用いて説明する。

【００５３】ここでは、Ｍ＝３（基準信号長は同期クロ
ックの３倍）であるとしている。また、測定精度を高め
るため、非同期クロックＣＣＫのクロックの周波数は、
同期時における同期クロックＣＫのほぼ２倍としてい
る。

【００５４】ディフェクト直後、ノイズによってクロッ
クＣＫの周波数は、一時的に上昇し、ｎck（Ｍ分周信号
幅：図中計測長＝1.5 ）＜ｎx （基準信号幅：図中計測
長＝３）となり、周波数偏差信号ＦＥは負方向のパルス
列となる。これによりコンデンサ４０３がディスチャー
ジ（放電）され、ＶＣＯ５に供給される電位Ｖckは減少
し、その結果、ＶＣＯ５が発生する同期クロック信号Ｃ
Ｋの周波数は低くなる。すると今度は、Ｍ分周信号の幅
は長くなるため、カウント値ｎckは大きくなる（図中計
測長1.5 →４）。このとき、周波数偏差信号ＦＥは、正
方向のパルス列となってコンデンサ４０３をチャージ
（充電）し、ＶＣＯ供給電位Ｖckは上がる。結局、ｎck
（計測長３）＝ｎx （図中計測長３）となるように、言
い換えれば、ＶＣＯ５の発振周波数が、結局基準信号幅
の１／Ｍになるように制定されることになる。ここで、
計測長ｎx は、先述のようにパルス幅計測回路１１の出
力ｎを逐次更新して得た，最長マーク長であり、これは
フレームパルス毎に再計測がなされる。この理由は、光
ディスク媒体を回すモータの回転変動により再生信号自
体の周波数が変動し、常にｎx ＝３になるとは限らない
からである。

【００５５】本実施の形態３において、周波数偏差信号
ＦＥをパルス状にしているのは、周波数制御のゲインが
極端に高くならないようにするためである。また、本実
施の形態３では、この周波数偏差信号ＦＥをパルス状に
するのに、別途パルス発生器２５を用い、その発生パル
スを上記減算器１４３の出力に掛け算（２６）するよう
にしているが、これはこれに限らず、例えば非同期クロ
ック発生器１０の信号を適当に分周した信号を用いるよ
うにしてもよい。また、同期クロック信号ＣＫから生成
したものを用いてもよい。この同期クロックを用いた場
合、そのパルス幅は周波数と反比例するから、ＰＬＬの
動作周波数に関係無く、ゲインを一定にすることができ
る。

【００５６】上述の周波数制御は、図８に示すようにデ
ィフェクトが発生し、同期異常検出信号ＡＳＹＮが閾値
ＶTHを越えたときにゲート２７が開いて実行される。従
って上述のようにディフェクトによって一瞬，同期クロ
ック信号ＣＫの周波数がずれても、該同期クロック信号
の周波数は速やかに定常時の周波数に復帰する。ここ
で、ＰＬＬによる位相制御は、ディフェクトの有無にか
かわず動作させており、ディフェクト中はこのＰＬＬ回
路は、ノイズによって正常な動作はしないが、ディフェ
クト通過後は周波数がキャプチャーレンジ内に入れば該
ＰＬＬは直ちに位相同期状態に入る。上述のようにディ
フェクトの直後に周波数制御が機能すれば、同期クロッ
ク信号の周波数が定常周波数からはずれることは無く、
ディフェクト通過後，速やかに位相制御が実行される。
その結果、位相誤差の絶対値は０に近づき、同期異常検
出信号ＡＳＹＮが閾値ＶTHを割って、ディフェクト検出
フラグ信号ＤＦＣＴが自動解除される。

【００５７】さらに本実施の形態３の今ひとつの重要な
特徴は、ディフェクト中のノイズによる誤動作を防止で
きる構成をとっていることである。すなわち、ディフェ
クト中も最長マークを検出し続けると、ノイズの中で
“最長の”ものが検出されてしまう。これに対して、Ｖ
ＣＯ５の周波数を合わせようとすると、当然、周波数が
さらにはずれることがある。したがって、本実施の形態
３では、ディフェクト検出フラグ信号ＤＦＣＴＩＮが発
生したとき、該信号によりデジタル比較器１２の動作を
ホールド（停止）させるようにしている。このようにす
れば、ディフェクトの直前に得られた基準信号の（正し
い）時間長が目標値となって、ディフェクト中，あるい
はディフェクト通過直後の周波数制御が実行されるた
め、ノイズによる影響を全く受けないようにすることが
できる。

【００５８】次に、上記のように位相制御と周波数制御
とを共存させる方法について詳しく述べる。図９は、図
７の位相制御系と周波数制御系とを機能的に簡略化して
示したブロック図である。ここで、周波数を基準に考え
ると、デジタル比較器１４１、１４２、減算器１４３
は、図示のように１つの差動手段（１４１〜１４３）と
して扱うことができる。また、位相比較器２は、周波数
／位相変換器と考えられ、図示のように差動手段と、積
分要素（１／ｓ）とからなるものと考えることができ
る。ここで、ゲイン関係は適当に正規化されているもの
とする。このとき、位相制御系（Ｐ−ＬＯＯＰ）のオー
プンループ特性は、抵抗４０２（Ｒ）、コンデンサ４０
３（Ｃ）で決まるフィルタ（第１のループフィルタ）の
特性に積分要素を掛けたものになる。上記フィルタ特性
は、Ｒ、Ｃで決まるカットオフ周波数１／２πＲＣより
低域が２０ｄＢ／ｄｅｃの１次積分特性でもって、高域
が０ｄＢ／ｄｅｃの平坦特性でもって表されるから、こ
れに２０ｄＢ／ｄｅｃの積分要素を掛ければ、結局図１
０(a) のように表され、２０ｄＢ／ｄｅｃのカーブと０
ｄＢのラインの交点でループ特性が決まる。

【００５９】一方、周波数特性は位相比較器のような積
分要素をもたないから位相制御系と全く同じループフィ
ルタを用いると、図１０(c) のようにカットオフ周波数
より高域側はフラット（０ｄＢ／ｄｅｃ）になってしま
って、０ｄＢのラインとの交点が定まらない。ゲインを
下げればカットオフより低域で０ｄＢと交差させること
ができるが、このとき応答特性が低下し、上述のような
迅速な周波数引き込みを実行することができない。そこ
で図９に示すように、周波数制御系のチャージポンプ出
力をループフィルタのコンデンサ４０３に注入して抵抗
４０２が全く無視されるようにすれば、言い換えれば、
ループフィルタ４を構成する積分要素だけをループフィ
ルタ（第２のループフィルタ）として用いるようにすれ
ば、オープンループ特性は図１０(b) に示すように、２
０ｄＢ／ｄｅｃの１次積分特性となって、０ｄＢと交差
させることができ、その結果、適切な速度で周波数引き
込みを実現することができる。

【００６０】以上のように本実施の形態３では、情報信
号ＰＲＦと同期信号ＣＫとの間の位相誤差の絶対値の大
きさに応じた信号ＡＳＹＮを出力し、さらにこれに応じ
てディフェクト検出信号ＤＦＣＴを生成する同期異常検
出手段を備えた構成において、上記情報信号と上記同期
信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、上記基準
信号の時間長を基準に上記同期信号の周波数偏差を検出
する周波数比較手段と、上記位相誤差または上記周波数
偏差に応じて上記同期信号の位相または周波数を制御す
る周波数可変手段とよりなる周波数位相同期手段を具備
し、さらに上記ディフェクト検出信号が生成されたとき
上記周波数比較手段の出力を有効にするディフェクト復
帰手段２００ｂを備え、ディフェクト時にＰＬＬをホー
ルド（停止）せずに周波数制御を実行させるようにした
ので、ディフェクト検出フラグを上記周波数制御により
自己解除させて、ディフェクト通過後迅速に位相制御を
引き込ませることができる効果が得られる。

【００６１】なお、上記実施の形態２，及び実施の形態
３においては、ディフェクトフラグを解除するために、
測定された最長パルス幅と規定最長パルス幅とを比較し
たが、これは最短パルス同士の比較を行っても構わな
い。こうしたほうが、カウンタやラッチレジスタのビッ
ト数を小さくでき、装置をよりローコストに実現できる
可能性がある。また、パルス幅が最長であるか、あるい
は最短であるかを検出するのではなく、非同期に検出で
きる特定パターン、例えば変調則に無いような組み合わ
せマークなどのパターンを検出して、ディフェクトフラ
グを解除するようにしてもよい。

【００６２】実施の形態４．以下、本発明の第４の実施
の形態による光ディスク装置について説明する。本実施
の形態４は、光ディスク媒体より再生された信号に対し
て適当な閾値を設け、これを２値化する方法についての
ものである。

【００６３】従来より用いられている，光ディスク媒体
より再生された信号を２値化する方法としては、該２値
化して得られたパルス信号の単位時間におけるＨ（第１
の値）の期間の総和と、Ｌ（第２の値）の期間の総和と
が相等しくなるように、即ち両者の比（デューティ比）
が１となるように、上記閾値をフィードバック制御する
ものがある。しかるにこの方法は、記録された変調信号
が単位時間あたり等しい数のＨ（１）とＬ（０）で構成
されている，即ちＤＣフリーであることを前提としてい
る。ＣＤで用いられているＥＦＭ（８−１４変調，Eigh
t-to-FourteenModulation）符号は、この条件をほぼ満
たしている。しかし、このＤＣフリーであることを保証
するためには、ＥＦＭ変調則では、ＤＣフリーにするた
めの，かつランレングスを制限するための３ビットの付
加コードを付加して、８ビットの原情報を１７ビットに
変換せねばならず、それだけ冗長度が大きくなってしま
う。

【００６４】同じＲＬＬ符号である（２、７）変調で
は、１６ビットに変換され、幾分冗長度が減るが、一方
では単位時間における１と０の数の比がアンバランスと
なり、ＤＣフリーではなくなってしまう。

【００６５】このような非ＤＣフリー符号が用いられた
再生信号を上記方法で２値化しようとすると、本来１と
０の数が違うところへこれを無理矢理合わせようとする
フィードバックがかかるので、その結果閾値レベルが適
正値からずれてしまう，即ちＤＣドリフトが生じること
となる。

【００６６】こういった課題の解決策として、特開昭６
０−１０３７２０号公報や、特開平２−９４９１６号公
報などで開示されている技術が提案されている。すなわ
ち、２値化情報再生信号（再生パルス信号）に対してＰ
ＬＬが作用し、信号同期が確認されると（特開平２−９
４９１６号公報では、リシンクマークが検出されるか否
かで判定している）、上記ＰＬＬより生成されたクロッ
ク同期信号で上記再生パルス信号を逐次ラッチして、こ
のラッチした信号のデューティ比に対して上記再生パル
ス信号のデューティ比が等しくなるように、２値化のた
めの閾値レベルを決定する。このようにすると、適正閾
値が、もともと任意の単位時間中の記録信号に含まれる
１と０の比になるように決定されるため、上記したよう
なＤＣドリフトは無くなる，とされている。

【００６７】しかし、上記２例で開示されている技術
は、クロックでラッチした信号が記録される前の信号と
ほぼ一致していることが前提になっており、ディフェク
トなどによるノイズの影響を受けて両者が一致しなくな
った場合には、正しく閾値を決定できないばかりか、制
御系が不安定になって、閾値が暴走してしまうといった
問題点があった。

【００６８】また、上記従来例では、ＰＬＬが動作して
いるときに、ラッチした信号のデューティ比を上記再生
パルス信号のデューティ比と比較する，としているが、
ＰＬＬがはずれない程度のノイズであっても、閾値レベ
ルが暴走すれば、再生信号はもはや得られなくなり、そ
の結果、ＰＬＬがはずれてしまうといった自己矛盾が発
生する。

【００６９】本実施の形態４では、上記の場合でも安定
に動作する信号２値化装置を有する光ディスク装置につ
いて述べる。図１１は本発明の第４の実施の形態による
信号２値化装置を有する光ディスク装置のブロック図で
ある。図１１において、１１１は電圧比較器であり、再
生信号ＲＦが閾値ＶSLを越えればＬ→Ｈとなる２値化信
号Ｘ⁺と、Ｈ→Ｌになる２値化信号Ｘ^-とを出力する。
２値化信号Ｘ⁺、Ｘ^-は互いに正論理、負論理の関係に
ある。１１２ａ、１１２ｂはフリップフロップであり、
２値化信号Ｘ⁺、Ｘ^-をクロック同期信号ＣＫでラッチ
して、ラッチ信号（基準信号）Ｓ⁺、Ｓ^-を生成するも
のである。クロック同期信号ＣＫは、位相比較器２、差
動アンプ３、ループフィルタ４、ＶＣＯ５から成るＰＬ
Ｌ回路によって、２値化信号Ｘ⁺から同期生成される
（２値化信号Ｘ^-から生成してもよい）。また、１１４
は加減算アンプ、１１５は積分器であり、ＶSL ＝∫｛（Ｘ⁺−Ｘ^-）−（Ｓ⁺−Ｓ^-）｝ｄｔ (1) を演算して、電圧比較器１１１にフィードバックする。
その結果、定常状態において、（Ｘ⁺−Ｘ^-）−（Ｓ⁺−Ｓ^-）＝０ (2) となるように閾値ＶSLが決定される。ここで、先述のよ
うに、Ｘ⁺はＸ^-に対して、Ｓ⁺はＳ^-に対してそれぞ
れ相補的関係にあるから、(2) 式が満たされるのは、Ｘ⁺＝Ｓ⁺ Ｘ^-＝Ｓ^- (3) なる場合に限られる。すなわち、閾値レベルが適当に制
御された結果、２値化信号がラッチ信号と一致した、言
い換えれば、適切に閾値が決定されたことを意味する。

【００７０】しかし、(1) 式が定常状態になり、(2)
式，あるいは(3) 式が成立するのは、あくまでラッチ信
号Ｓ⁺（Ｓ^-）が記録前の信号と一致し、しかも閾値の
変動に対して変化しないことを前提とする。一般的に言
って、フィードバック回路系が安定であるためには、系
が負帰還ループを形成していなければならない。図１
１，あるいは(1) 式で示される系の場合、（Ｘ⁺−
Ｘ^-）はフィードバック変数ＶSLに対する関数になって
いるから、これが負帰還を成すようにすればよい。つま
り、閾値ＶSLが僅かに増加した結果、（Ｘ⁺（ＶSL）−
Ｘ^-（ＶSL））が僅かに減少し、その結果、(1) 式によ
り、閾値ＶSLを押し下げる、といったように動作させれ
ばよい。ところが、(1) 式の（Ｓ⁺−Ｓ^-）は、（Ｘ⁺
−Ｘ^-）に対して逆相であるから、（Ｘ⁺−Ｘ^-）が負
帰還ならば、見かけ上正帰還となっている。

【００７１】もっとも、上記したように（Ｓ⁺−Ｓ^-）
が閾値ＶSLの変動に対して動かなければ、つまり該（Ｓ
⁺−Ｓ^-）を定数とみなすことができれば、フィードバ
ック系の動作には全く寄与しない。しかし実際は、ラッ
チ信号（Ｓ⁺−Ｓ^-）は閾値ＶSLに対して段階的に変化
する変数である。先述のように光ディスクに記録されて
いる信号は、基準クロック周期をＴとして、（ｎmin ）
Ｔ、（ｎmin ＋１）Ｔ、・・、ｎＴ、・・・、（ｎmax
）Ｔの幅のパルス列の組み合わせより構成されてい
る。これを再生して２値化する際に閾値レベルがｄだけ
ずれると、本来ｎＴのパルス幅を持つ２値化信号Ｘ
⁺（Ｘ^-）のパルス幅は、（ｎ−δ(d) ）Ｔとなる。こ
こで、δ(d) はパルス幅の変動量であり、閾値レベル変
動ｄに対して一義的に増加する関数として記述できる。
今、 −Ｔ／２＜ δ(d) ＜＋Ｔ／２ (4) ならば、これをラッチした信号Ｓ⁺（Ｓ^-）のパルス幅
は、かならずｎＴに復元される。しかし、閾値ＶSLの変
動が(4) 式の範囲を越えると、上記ラッチ信号のパルス
幅は、（ｎ−１）Ｔ，あるいは（ｎ＋１）Ｔとなってし
まう。

【００７２】このように、閾値ＶSLの変動によってラッ
チ信号Ｓ⁺（Ｓ^-）パルス幅の減少，あるいは増加が一
旦生じると、上記した正帰還が発生し、閾値の変動をさ
らに押し上げ、最後には閾値レベルが再生信号の振幅を
通り越してしまう。こうしたことは、先述したインター
ラプションなどのノイズ性のディフェクトによって容易
に起こり得る。

【００７３】そこで本実施の形態４では、パルス幅の変
動量δ(d) を検出して、これが(4)の条件を越えるよう
な場合、ラッチ信号（Ｓ⁺−Ｓ^-）による正帰還を阻止
するようにしている。図１１において、加算アンプ６、
時間電圧変換回路７、電圧比較器８は、図１で示された
ものと同等の動作をする。その結果、クロック同期信号
ＣＫの立ち上がりに対する２値化信号Ｘ⁺の立ち上がり
時間の変動の絶対値が、電圧変換されて出力されるが、
これは上記ｎＴからのずれの絶対値｜δ(d) ｜に他なら
ない。したがって、電圧比較器８の閾値ＶTHを適当に設
定することで、(4) 式の範囲を逸脱したことをフラグＴ
ＯＶＲで知らせることができる。もっとも(4) 式で与え
られているのは許容限界値であるから、実際の閾値ＶTH
は、｜δ(d) ｜がＴ／２より小さい値でフラグＴＯＶＲ
が立つように、許容値を狭めておくほうがよい。

【００７４】このフラグＴＯＶＲによって、ゲート１１
３ａ、１１３ｂが閉じると、Ｓ⁺＝０Ｓ^-＝０となって正帰還ループは遮断される。Ｓ⁺、Ｓ^-が消え
た結果、２値化信号Ｘ⁺、Ｘ^-は、一見、制御目標を失
ったかのように見えるが、実際は(1) 式より、ＶSL＝∫（Ｘ⁺−Ｘ^-）ｄｔ (5) となって、このとき再生信号２値化閾値は、Ｘ⁺＝Ｘ^- (6) となるように制御される。つまり、２値化信号のデュー
ティ比が等しくなる通常の閾値決定フィードバックが実
行される。

【００７５】このような本実施の形態４では、情報信号
ＲＦを適当な閾値ＶSLを用いて２値化する比較手段１１
１と、上記比較手段より出力される２値化信号の第１の
値Ｘ⁺と第２の値Ｘ^-の，単位時間あたりの出現数の差
に応じた信号を負帰還して上記閾値を決定する第１の帰
還手段（１１４，１１５，１１１のループ）と、上記２
値化信号を、該２値化信号に対して同期生成された同期
クロック信号ＣＫで逐次ラッチ（１１２ａ，１１２ｂ）
して得た基準信号の第２の値Ｓ^-と第１の値Ｓ⁺の単位
時間あたりの出現数の差に応じた信号を上記第１の帰還
手段に加えて、実質的に正帰還閉路を形成する第２の帰
還手段（１１２ａ，１１２ｂ，１１３ａ，１１３ｂ，１
１４，１１５，１１１のループ）と、非同期に検出可能
な基準信号ＲＥＦを含んだ情報信号ＰＲＦと，該情報信
号より同期生成される同期信号ＣＫとの間の位相誤差を
検出して、その絶対値の大きさに応じた信号を出力し、
該位相誤差の絶対値に応じて生成されるディフェクト検
出信号ＴＯＶＲに応じて、上記第２の帰還手段の帰還量
を制限する帰還制限手段（６，７，８，１１３ａ，１１
３ｂ）とを備えたものとしたので、非ＤＣフリーの再生
信号に対して適正な閾値を設定することができ、さらに
ディフェクトがあっても安定に動作する信号２値化装置
を実現することができる効果が得られる。

【００７６】なお、本実施の形態４においては、パルス
幅の変動量δに対して閾値を設け、これを越えた場合に
ラッチ信号が供給される正帰還ループを遮断するような
構成にしたが、これを変動量δに応じて段階的に上記正
帰還ループのゲインを小さくし、ある値以上で０（遮断
状態）にするものであっても良い。

【００７７】また、上記全ての実施の形態における構成
は、ディスクの傷やトラックはずれに限定されず、すべ
ての外乱要因についてその効力を発揮することができ
る。たとえば、近年、情報面を多層にした光ディスクが
提案されているが、ある記録面から他の記録面にジャン
プする際、瞬間的にフォーカスはずれが発生する。こう
いった場合にも本発明を用いれば、ＰＬＬおよび信号２
値化処理回路を安定に動作させることができる。

【００７８】

【発明の効果】以上のように請求項１の発明によれば、
非同期に検出可能な基準信号ＲＥＦを含んだ情報信号Ｐ
ＲＦと，該情報信号より同期生成される同期信号ＣＫと
の間の位相誤差を検出して、その絶対値の大きさに応じ
た信号ＡＳＹＮを出力し、該位相誤差の絶対値に応じて
ディフェクト検出信号ＤＦＣＴを生成するようにしたの
で、ディフェクト領域ＤＦに入った直後にディフェクト
領域ＤＦに入ったことを検出することができ、ノイズ性
のディフェクトや、トラックはずれでも迅速にこれを検
出することができ、さらには、所定の期間上記情報信号
ＰＲＦの情報遷移間隔を測定し、上記所定の期間内に検
出された上記基準信号ＲＥＦの時間長の計測値に応じて
上記ディフェクト検出信号ＤＦＣＴを消滅させるように
したので、ＰＬＬが再動作する際に疑似ロックすること
を避けることができ、正確に再ロックさせることができ
る効果が得られる。

【００７９】また、請求項５の発明によれば、請求項１
記載の光ディスク装置において、上記情報信号と上記同
期信号との位相差を検出する位相比較手段と、上記位相
誤差に応じて、上記同期信号の位相を制御する周波数可
変手段とよりなる位相同期手段と、ディフェクト検出信
号に応じて上記位相比較手段の出力を無効にするゲート
手段とを備えたので、ディフェクト領域突入直後に位相
同期動作をホールド（停止）することができ、ディフェ
クトの影響を最小限に抑えることができる効果が得られ
る。

【００８０】また、請求項７の発明によれば、請求項１
記載の光ディスク装置において、上記情報信号と上記同
期信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、基準信
号の時間長を基準に上記同期信号の周波数偏差を検出す
る周波数比較手段と、上記位相差または上記周波数偏差
に応じて上記同期信号の位相または周波数を制御する周
波数可変手段とよりなる周波数位相同期手段とを具備
し、ディフェクト検出信号が発生したとき上記周波数比
較手段の出力を有効にする手段を備えたので、ディフェ
クト領域突入直後に周波数制御が実行されることによ
り、ディフェクトによって周波数が大きく乱されること
がなく、ディフェクト通過後，速やかに位相制御を実行
させることができる効果が得られる。

【００８１】また、請求項９の発明によれば、情報信号
と同期信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段
と、カットオフ周波数より低域側に少なくとも１次の積
分特性を、高域側に平坦特性を持つ第１のループフィル
タと、上記第１のループフィルタの出力電圧に応じた周
波数の同期信号を発生する周波数可変信号発生手段とよ
りなる位相制御ループを備え、また、上記情報信号と上
記同期信号との周波数偏差を検出する周波数偏差検出手
段と、積分特性を有する第２のループフィルタと、上記
周波数可変信号発生手段とよりなる周波数制御ループを
備え、上記第２のループフィルタは、上記第１のループ
フィルタの積分要素を共用しているものとしたので、位
相制御と同一のループフィルタを用いて周波数制御を安
定に実行させることができる効果が得られる。

【００８２】また、請求項１１の発明によれば、請求項
１記載の光ディスク装置において、上記情報信号と上記
同期信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、上記
基準信号の時間長を計測する手段と、上記基準信号の時
間長を基準に上記同期信号の周波数偏差を検出する周波
数比較手段と、上記位相誤差または上記周波数偏差に応
じて、上記同期信号の位相または周波数を制御する周波
数可変手段とよりなる周波数位相同期手段を具備し、さ
らに上記ディフェクト検出信号が生成されたとき、上記
基準信号の時間長を計測する手段の出力を保持する手段
を備えたので、ディフェクト中のノイズを誤って基準信
号として検出するのを防ぎ、ディフェクト中の周波数制
御を安定にすることができる効果が得られる。

【００８３】また、請求項１３の発明によれば、請求項
１記載の光ディスク装置におけるディフェクト検出装置
を用いた信号２値化装置を有する光ディスク装置であっ
て、情報信号を適当な閾値を用いて２値化する比較手段
と、上記比較手段より出力される２値化信号の第１の値
と，第２の値，の単位時間あたりの出現数の差に応じた
信号を負帰還して、上記閾値を決定する第１の帰還手段
と、上記２値化信号を、該２値化信号に対して同期生成
された同期クロック信号で逐次ラッチして得た基準信号
の，第２の値と，第１の値の単位時間あたりの出現数の
差に応じた信号を上記第１の帰還手段に加えて、実質的
に正帰還閉路を形成する第２の帰還手段と、上記ディフ
ェクト検出信号に応じて、上記第２の帰還手段の帰還量
を制限する帰還制限手段と、を備えたことにより、通常
は、第２の帰還手段は、第１の帰還手段の制御目標値と
して作用して情報信号のパターンによるしきい値のドリ
フトを除去するように動作するため、高精度に情報信号
を２値化することができ、しかもディフェクトの際は、
これを迅速に検出して、上記第２の帰還手段の動作を制
限し、系が不安定になるのを防止することができる効果
が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１による光ディスク装置に
おけるディフェクト検出装置のブロック図である。

【図２】上記実施の形態１における同期異常検出部の構
成図である。

【図３】上記実施の形態１における動作説明のためのタ
イミングチャート図である。

【図４】上記実施の形態１の実験結果を示す図である。

【図５】本発明の実施の形態２による光ディスク装置に
おけるディフェクト検出装置とこれを用いた信号同期装
置のブロック図である。

【図６】上記実施の形態１における動作説明のためのタ
イミングチャート図である。

【図７】本発明の実施の形態３による光ディスク装置に
おけるディフェクト検出装置とこれを用いた信号同期装
置のブロック図である。

【図８】上記実施の形態３における動作説明のためのタ
イミングチャート図である。

【図９】上記実施の形態３における位相，および周波数
制御系の機能ブロック図である。

【図１０】上記実施の形態３における動作説明のための
オープンループ特性を示す図である。

【図１１】本発明の実施の形態４による光ディスク装置
における信号２値化装置のブロック図である。

【図１２】従来のディフェクト検出装置の概略図であ
る。

【符号の説明】

１２値化回路２位相比較器４ループフィルター５ＶＣＯ７時間電圧変換回路８電圧比較器１０非同期クロック発生器１１、２４パルス幅計測回路１２、１４、１４１、１４２デジタル比較器１３ラッチレジスタ１５フレームカウンタ２８、３０１チャージポンプ３３ａ、３３ｂ電流源３２ａ、３２ｂ、３５ａ、３５ｂ、３７ａ、３７ｂス
イッチ１１１電圧比較器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者守屋充郎大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者堀邊隆介大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者宮地博幸大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】非同期に検出可能な基準信号を含んだ情
報信号と，該情報信号より同期生成される同期信号との
間の位相誤差の絶対値の大きさに応じた信号を出力する
同期異常検出手段と、上記位相誤差の絶対値に応じて、ディフェクト検出信号
を生成する判定手段と、所定の期間，上記情報信号の情報遷移間隔を非同期に測
定する計測手段と、上記所定の期間内において上記計測手段により検出され
た、上記基準信号の時間長の計測値に応じて、上記判定
手段が生成するディフェクト検出信号を消滅させる手段
とを備えたことを特徴とする光ディスク装置。
【請求項２】請求項１記載の光ディスク装置におい
て、上記情報信号は、その情報遷移間隔の最短値と最長値が
規定され、上記基準信号は、上記情報信号を構成する信号群のうち
最短または最長の情報遷移間隔を持つ信号であることを
特徴とする光ディスク装置。
【請求項３】請求項１記載の光ディスク装置におい
て、上記情報信号の情報遷移の上記同期信号に対する位相進
みに対しては、該位相進みに相当する分の時間幅を有す
る第１のパルス信号を生成し、その位相遅れに対して
は、該位相遅れに相当する分の時間幅を有する第２のパ
ルス信号を生成する位相比較手段を備え、上記第１のパルス信号と上記第２のパルス信号の差信号
を位相誤差とし、上記第１のパルス信号と上記第２のパ
ルス信号の和信号を、上記位相誤差の絶対値として出力
することを特徴とする光ディスク装置。
【請求項４】請求項３記載の光ディスク装置におい
て、パルス信号が存在する間，コンデンサに電流を注入し、
上記パルス信号が終了した後、上記コンデンサの両端の
電圧をサンプルホールドし、さらに次のパルス信号が供
給されるまでに上記コンデンサに蓄積された電荷を放電
する第１の時間電圧変換手段と、上記第１の時間電圧変換手段と同等な機能を有する第２
の時間電圧変換手段とを有し、上記情報信号の情報遷移の同期信号に対する位相進みに
対して発生される，該位相進みに相当する分の時間幅を
有する第１のパルス信号と、上記情報信号の情報遷移の
同期信号に対する位相遅れに対して発生される，該位相
遅れに相当する分の時間幅を有する第２のパルス信号と
の論理和信号を、上記第１の時間電圧変換手段に供給
し、上記第１のパルス信号と上記第２のパルス信号との論理
積信号を、上記第２の時間電圧変換手段に供給し、上記第１の時間電圧変換手段，及び第２の時間電圧変換
手段の両出力信号の差信号を、位相誤差の絶対値として
出力することを特徴とする光ディスク装置。
【請求項５】請求項１記載の光ディスク装置におい
て、上記情報信号と上記同期信号との位相誤差を検出する位
相比較手段と、上記位相誤差に応じて、上記同期信号の
位相を制御する周波数可変手段とよりなる位相同期手段
を具備し、さらに上記ディフェクト検出信号に応じて上
記位相比較手段の出力を無効にするゲート手段とを備え
たことを特徴とする光ディスク装置。
【請求項６】請求項５記載の光ディスク装置におい
て、上記同期信号に対して非同期に計測クロック信号を発生
するクロック信号発生手段と、上記情報信号の情報遷移間隔を、上記計測クロック信号
を用いてデジタルカウントする計測手段と、該計測手段より出力される計測値を一時的に保持する記
憶手段と、所定期間内において上記計測値と上記記憶手段に保持さ
れている値とを逐次比較して上記情報信号の最長または
最短の情報遷移間隔を検出する第１のデジタル比較手段
と、上記情報信号の最長または最短の情報遷移間隔の計測値
と予め設定された規定値とを比較し、両者が所定の誤差
内で一致したとき一致信号を発生する第２のデジタル比
較手段と、上記位相誤差の絶対値が所定の閾値を越えた直後に上記
ディフェクト検出信号を発生させ、上記一致信号を受け
たとき上記ディフェクト検出信号を解除するディフェク
ト解除手段とを備えたことを特徴とする光ディスク装
置。
【請求項７】請求項１記載の光ディスク装置におい
て、上記情報信号と上記同期信号との位相誤差を検出する位
相比較手段と、上記基準信号の時間長を基準に上記同期信号の周波数偏
差を検出する周波数比較手段と、上記位相誤差または上記周波数偏差に応じて上記同期信
号の位相または周波数を制御する周波数可変手段とより
なる周波数位相同期手段を具備し、さらに上記ディフェ
クト検出信号が生成されたとき上記周波数比較手段の出
力を有効にするディフェクト復帰手段を備えたことを特
徴とする光ディスク装置。
【請求項８】請求項７記載の光ディスク装置におい
て、上記周波数比較手段は、Ｍを整数として、同期状態にお
ける上記基準信号の情報遷移間隔が上記同期信号の周期
のＭ倍であるとしたとき、上記基準信号の情報遷移間隔
と上記同期信号をＭ分周した信号の周期間隔との差よ
り、上記周波数偏差を検出する手段を備えたことを特徴
とする信号同期装置。
【請求項９】非同期に検出可能な基準信号を含んだ情
報信号と，該情報信号より同期生成される同期信号との
位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、カットオフ周波数より低域側に少なくとも１次の積分特
性を、高域側に平坦特性を持つ第１のループフィルタ
と、上記第１のループフィルタの出力電圧に応じた周波数の
同期信号を発生する周波数可変信号発生手段とよりなる
位相制御ループを備え、かつ上記情報信号と上記同期信
号との周波数偏差を検出する周波数偏差検出手段と、積分特性を有する第２のループフィルタと、上記周波数可変信号発生手段とよりなる周波数制御ルー
プを備え、上記第２のループフィルタは、上記第１のループフィル
タの積分要素を共用していることを特徴とする光ディス
ク装置。
【請求項１０】請求項１記載の光ディスク装置におい
て、非同期に検出可能な基準信号を含んだ情報信号と，該情
報信号より同期生成される同期信号との位相誤差を検出
する位相誤差検出手段と、カットオフ周波数より低域側に少なくとも１次の積分特
性を、高域側に平坦特性を持つ第１のループフィルタ
と、上記第１のループフィルタの出力電圧に応じた周波数の
同期信号を発生する周波数可変信号発生手段とよりなる
位相制御ループを備え、かつ上記情報信号と上記同期信
号との周波数偏差を検出する周波数偏差検出手段と、積分特性を有する第２のループフィルタと、上記周波数可変信号発生手段とよりなる周波数制御ルー
プを備え、上記第２のループフィルタは、上記第１のループフィル
タの積分要素を共用していることを特徴とする光ディス
ク装置。
【請求項１１】請求項９記載の光ディスク装置におい
て、上記位相誤差検出手段，及び周波数偏差検出手段は、と
もに電流出力型のものであり、上記第１のループフィルタは相互に直列接続された抵抗
とコンデンサで、上記第２のループフィルタは上記コン
デンサで、それぞれ構成され、上記位相誤差検出手段の出力電流が、上記抵抗とコンデ
ンサを経て基準電位に流れ、上記周波数偏差検出手段の出力電流が、上記コンデンサ
を経て基準電位に流れるように接続され、上記周波数可変信号発生手段には、上記基準電位に対す
る上記第１のループフィルタの電位が供給されているこ
とを特徴とする光ディスク装置。
【請求項１２】請求項１記載の光ディスク装置におい
て、上記情報信号と上記同期信号との位相誤差を検出する位
相比較手段と、上記基準信号の時間長を計測する手段と、上記基準信号の時間長を基準に上記同期信号の周波数偏
差を検出する周波数比較手段と、上記位相誤差または上記周波数偏差に応じて、上記同期
信号の位相または周波数を制御する周波数可変手段とよ
りなる周波数位相同期手段を具備し、さらに上記ディフ
ェクト検出信号が生成されたとき上記基準信号の時間長
を計測する手段の出力を保持する手段を備えたことを特
徴とする光ディスク装置。
【請求項１３】請求項１２記載の光ディスク装置にお
いて、上記ディフェクト検出信号が生成されたとき上記周波数
比較手段の出力を有効にする手段を備えたことを特徴と
する光ディスク装置。
【請求項１４】請求項１記載の光ディスク装置におい
て、上記情報信号を適当な閾値を用いて２値化する比較手段
と、上記比較手段より出力される２値化信号の第１の値と第
２の値の単位時間あたりの出現数の差に応じた信号を負
帰還して、上記閾値を決定する第１の帰還手段と、上記２値化信号を、該２値化信号に対して同期生成され
た同期クロック信号で逐次ラッチして得た基準信号の第
２の値と第１の値の単位時間あたりの出現数の差に応じ
た信号を上記第１の帰還手段に加えて、実質的に正帰還
閉路を形成する第２の帰還手段と、上記ディフェクト検出信号に応じて、上記第２の帰還手
段の帰還量を制限する帰還制限手段とを備えたことを特
徴とする信号２値化装置。
【請求項１５】請求項１４記載の光ディスク装置にお
いて、上記比較手段は、第１の値と第２の値が互いに相補的に
出現する正論理２値化信号と負論理２値化信号とを出力
し、上記第１の帰還手段は、上記正論理２値化信号と上記負
論理２値化信号との差信号を負帰還してしきい値を決定
し、上記第２の帰還手段は、上記正論理２値化信号を同期ク
ロック信号でラッチして生成された正論理基準信号を、
上記負論理２値化信号に加算し、上記負論理信号を同期クロック信号でラッチして生成さ
れた負論理基準信号を上記正論理２値化信号に加算して
実質的に正帰還閉路を形成してなり、上記帰還制限手段は、上記同期異常検出手段の出力信号
を適当なしきい値で２値化する第２の比較手段と、上記
第２の比較手段の出力信号により上記正論理基準信号と
上記負論理基準信号をともに遮断する論理ゲートとによ
り構成されたことを特徴とする光ディスク装置。