JPH09252579A - 高調波電流抑制スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高調波電流を抑制した、力率が高い電源装置
を提供する。 【解決手段】 交流電圧を入力するスイッチング電源
（図１）において、１次側整流回路１とスイッチング回
路３の中間に制御可能なスイッチ素子１５を設け、その
スイッチ素子１５で変圧器８から得た電圧で充電したコ
ンデンサ１１の放電を、入力電圧及びコンデンサの端子
電圧の電圧変化に応じて制御することを特徴とし、入力
高調波電流を抑制する効果，瞬停時の出力安定性を確保
する効果をもつ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源装
置に関するものであり、特に、交流電圧を入力電圧と
し、直流電圧を出力する電源回路の、入力電流の高調波
成分を抑制する回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、交流入力電圧を直流電圧に変換す
るスイッチング電源は、図１０に示したような構成のも
のが知られている。図１０は従来のスイッチング電源回
路のブロック図で、図中の符号１はダイオードからなる
整流ダイオードブリッジ、２は平滑コンデンサ、３はＦ
ＥＴあるいはトランジスタ等からなるスイッチング回
路、４はフェライト等からなるトランス、５はダイオー
ド，コンデンサ等からなる整流平滑回路、６は出力電圧
の信号をフィードバックし、３のスイッチング回路にＰ
ＷＭ信号を出力する制御回路を示している。

【０００３】入力交流電圧は、整流ダイオードブリッジ
１により全波整流され、脈流電圧となる。さらに平滑コ
ンデンサ２により平滑されて直流電圧となりスイッチン
グ回路３により高周波電圧に変換される。高周波電圧は
変圧器４を介して変圧され、整流平滑回路５で直流電圧
に変換される。これが出力である。この際、出力電圧の
レベルを表わす信号すなわち出力電圧信号は、符号で
示した経路で制御回路６にフィードバックされ、制御回
路６が、出力電圧レベルを設定値に安定化するようにパ
ルス幅制御信号（以後ＰＷＭ信号と呼ぶ）を生成し、
の経路でスイッチング回路３を制御する。すなわち、出
力電圧レベルを設定値とするように、スイッチング回路
に与えるＰＷＭ信号のデュ−ティ（パルス幅／パルス周
期）を調整する。

【０００４】図１０の回路構成において、入力電力を整
流ダイオード１を介しコンデンサ２に与えるため、コン
デンサ２の急峻な充，放電動作が生じ、これによりピー
ク値の高い不連続な電流が入力電流として流れることが
知られている。図１１に、図１０に示す整流ダイオード
１の前段における電流と電圧を示している。図１１の入
力電流は、周波数領域でみると高調波成分を多分に含む
ため、高調波電流と呼ばれている。急峻な電流を消費す
る機器、すなわち高調波電流が流れる電子機器を多数コ
ンセントに接続した場合、電力の供給が追従できずに電
源電圧の歪みや電力機器の破損といった事故が生じてい
た。このような不具合を未然に防止するため、入力電流
の高調波成分を抑制する規制が行われつつある。この規
制に対し、電源装置側の対策として次に述べる方法が従
来技術として知られている。

【０００５】図１２は、従来の高調波電流対策を施した
スイッチング電源のブロック図である。符号１はダイオ
ードからなる整流ブリッジ、３はＦＥＴあるいはトラン
ジスタからなるスイッチング回路、５はダイオード，コ
ンデンサ等からなる整流平滑回路、７はフェライト等か
らなる変圧器、８は出力電圧信号をフィードバックし、
スイッチング回路３にＰＷＭ信号を出力する制御回路、
９は変圧器７に巻き線を施して得られる電圧をダイオー
ドで整流する整流回路、１０はコンデンサ、１１はダイ
オードである。交流入力電圧をブリッジ１で整流して脈
流電圧とし、スイッチング回路３で高周波電圧に変換す
る。変換した電圧を変圧器７の一次巻線に印加し、二次
巻線に発生する電圧を整流平滑回路５で直流電圧にして
出力する。

【０００６】直流電圧を安定化するためにの経路で出
力電圧を制御回路８にフィードバックしＰＷＭ信号を生
成して、スイッチング回路３を動作させる。この構成の
回路では、入力側から供給される電圧は、コンデンサを
介さずに直接スイッチング回路に供給されるため、急峻
なコンデンサの充，放電動作はなく、高調波電流は流れ
ない。しかし１次側にコンデンサがないと、なんらかの
事情で交流の供給電圧が半周期程停止するような瞬停状
態では、出力電圧を一定に保つことができない。そこ
で、変圧器７に第三の巻線を施して高周波電圧を取り出
し、整流回路９で直流電圧としコンデンサ１０に電荷を
供給する。その結果コンデンサ端子間の電圧が上昇す
る。この状態で入力側の電圧が下がり、入力電力が不足
すると、コンデンサ１０の両端電圧の方が、ブリッジ１
の出力電圧より高くなるため、ダイオード１１が導通し
てブリッジ１の出力ラインにコンデンサ１０から電力を
供給する。これにより、出力電圧を一定に保つために必
要な電力がスイッチング回路３に供給される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図１２の構成で高調波
電流を抑制しようとすると次のような問題が生じてい
た。先に述べたように、図１２のコンデンサ１０が、変
圧器７から電力が供給されて、端子電圧が上昇し一定値
に達すると、入力電圧はタイオードブリッジ１で全波整
流された脈流電圧であるので、瞬停時以外でもコンデン
サ１０の端子電圧の方がブリッジ１の出力電圧よりも高
くなる区間がある。この関係を示したのが図１３であ
る。図１３は、定常状態における図１２で示した電源の
入力電流，入力電圧（ブリッジ１の出力端の電流，電
圧）及びコンデンサ１０の端子電圧を示している。図１
３の（ａ）が入力電流を、（ｂ）が入力電圧とコンデン
サ１０の端子電圧とを示す。（ｂ）のように入力電圧
は、図１２の整流ブリッジ１を通ると全波整流された脈
流電圧となる。この電圧に対し図１２のコンデンサ１０
の端子電圧は充電が進むとほぼ一定した直流電圧とな
る。コンデンサの端子電圧が整流後の脈流電圧より大き
い区間では、図１２のダイオード１１を通してコンデン
サ１０がスイッチング回路３に電力を供給するため、こ
の間外部の交流電源からの入力電流は流れなくなる。そ
の結果、図１３の（ａ）で示したように、入力電流は連
続的には流れず、導通角は狭くなり電流の高調波成分は
増加するという問題が生じていた。

【０００８】この入力電流の導通角は、例えば、図１２
の変圧器７に巻く第３巻線の巻数を減らしてコンデンサ
１０の両端電圧にかかる電圧を低下させることにより拡
げることもできるが、入力電圧が瞬停した際、コンデン
サ１０から供給できる電力はコンデンサ１０の両端電圧
とコンデンサ容量の積であるため、大容量コンデンサを
必要としていた。仮に大きな容量のコンデンサを使用し
ても、瞬時には図１２のダイオード１１を通して低電圧
が供給されることになり、その間出力電力が同じであれ
ば一次側の回路には大電流が流れることになるため、最
大許容電流が大きく、大電流による発熱に強い素子を１
次側の回路に用いなければならず、コストが高くなると
いう問題が生じていた。

【０００９】

【課題を解決するための手段】

（１）これを改善するため、本発明は、交流入力電圧を
整流する第１整流手段と、整流した電圧をスイッチング
回路により高周波電圧に変換する高周波変換手段と、高
周波に変換した電圧が印加される第１巻線および変圧し
た電圧を発生する第２巻線を有するトランスと、該第２
巻線が発生する電圧を直流電圧に変換する第１整流平滑
手段と、を有するスイッチング電源において、前記トラ
ンスは第３巻線を有するものとし、第３巻線に生じる電
圧を整流する第２整流手段と、第２整流手段により整流
した電圧で充電する第１コンデンサと、第１コンデンサ
に蓄えられた電荷を前記第１整流手段と高周波変換手段
の間に接続し放出するためのスイッチ素子と、このスイ
ッチ素子を開閉する手段と、を備える。

【００１０】（２）本発明の好ましい実施例では、前記
スイッチ素子を開閉する手段は、前記交流入力電圧を整
流する第３整流手段と、第３整流手段において整流され
た電圧を平滑する第２コンデンサと、第２コンデンサの
両端に並列接続した抵抗素子と、第２コンデンサ両端の
電圧と予め設定した第１基準直流電圧とを比較し、その
信号の大小により前記スイッチ素子を開閉する第１比較
手段と、を含む。

【００１１】（３）本発明の好ましい実施例では、前記
スイッチ素子を開閉する手段は、第１コンデンサの両端
電圧と、予め設定した第２基準直流電圧とを比較し、そ
の信号の大小により前記スイッチ素子を開閉する第２比
較手段を含む。

【００１２】（４）本発明の好ましい実施例では、高周
波変換手段は、第１整流平滑手段の出力電圧を監視する
手段と、該出力電圧に基づいて前記スイッチング回路を
駆動するためのパルス幅制御信号を生成する制御手段を
含む。

【００１３】（５）本発明の好ましい実施例では、高周
波変換手段は、電源の入力電流を監視する手段と、入力
電圧を監視する手段を含み、制御手段は、第１整流平滑
手段の出力電圧と予め設定した第３基準直流電圧の電圧
差を増幅する誤差増幅手段と、誤差増幅手段から出力さ
れた信号を前記入力電圧に比例した増幅率で増幅するか
け算手段と、かけ算手段から出力される信号と前記入力
電流の値を比較する第３比較手段と、第３比較手段から
出力される信号に応じて前記スイッチング回路を駆動す
るためのパルス幅制御信号を出力するパルス幅制御信号
生成手段とを含む。

【００１４】

【発明の実施の形態】従来の高調波電流対策を施した電
源回路は先述したように、図１２のコンデンサ１０の電
荷を放出するためにダイオード１１を用いていた。本発
明は上記（１）の通り、このダイオードの代わりに開閉
制御可能なスイッチ素子を用いることが特徴である。こ
の一実施態様を図１に示す。

【００１５】図１中の、符号１はダイオードからなる整
流ダイオードブリッジ、３はＦＥＴあるいはトランジス
タ等からなるスイッチング回路、８はフェライト等から
なるトランス、５はダイオード，コンデンサ等からなる
整流平滑回路、１６は出力電圧の信号をフィードバック
し、スイッチング回路３にＰＷＭ信号を出力する制御回
路を示している。

【００１６】入力交流電圧は、整流ダイオードブリッジ
１により全波整流され、脈流電圧となる。さらにスイッ
チング回路３により高周波電圧に変換される。高周波電
圧は変圧器８を介して変圧され、整流平滑回路５で直流
電圧となる。これが出力電圧である。出力電圧のレベル
を示す信号すなわち出力電圧信号は、符号で示した経
路で制御回路１６にフィードバックされ、制御回路１６
が、出力電圧を設定値に安定化するようにＰＷＭ信号を
生成し、これをの経路でスイッチング回路３に与え、
このをＰＷＭ信号を介してスイッチング回路３のオン／
オフをＰＷＭ制御する。

【００１７】以上の構成において、入力側から供給され
る電圧は、コンデンサ２（図１０）を介さずに直接スイ
ッチング回路３に供給されるため、急峻なコンデンサの
充，放電動作はなく、高調波電流は流れない。さらに変
圧器８に第３巻線を施して高周波電圧を取り出し、整流
回路１０で直流電圧としコンデンサ１１に電荷を供給す
る。ここまでの構成及び動作は、図１２に示し上述した
従来回路と同じである。図１２では、コンデンサ１０の
電荷を放出するためにダイオード１１を用いていた。

【００１８】本発明はこのダイオード１１（図１２）の
代わりに、図１に示すように、開閉制御可能なスイッチ
素子１５を用いる。従来はダイオード１１（図１２）で
単純に接続していたため、コンデンサ１０（図１２）の
端子電圧とライン側の電圧（図１２のブリッジ１の出力
端）の高低でコンデンサ１０（図１２）の放電タイミン
グが決定していた。このため定常状態では入力電流は導
通角が狭い高調波を含んだ電流となっていた（図１
３）。しかし本発明では、定常状態においてはスイッチ
素子１５が開（オフ）の状態で、図１のスイッチング回
路３にコンデンサ１１の蓄積（充電）電荷は供給しな
い。このため入力電流は、ダイオードブリッジ１で整流
された後、直接スイッチング回路３で高周波に変換され
るため、導通角は広がり高調波成分を抑制する効果があ
る。

【００１９】以上の効果を得るために、本発明で用いる
スイッチ素子１５は、制御可能なスイッチであればよ
く、トランジスタ，ＦＥＴ，トライアック，サイリス
タ，電磁リレー等を用いることができる。

【００２０】次に瞬停の際の動作を説明する。図１のス
イッチ素子１５は定常状態ではオフであるが、瞬停の際
は閉（オン）に制御する。これにより瞬停の際の電力供
給不足をコンデンサ１１の電荷で補う。具体的には、図
１の交流入力電圧を整流平滑器１２を経由して直流電圧
信号に変換し、第１比較器１３に入力して予め設定した
基準電圧−１と比較を行う。ここで交流入力電圧が瞬停
すると、整流平滑回路１２から出力される直流電圧信号
が低下するので、基準信号−１の電圧より低くなった時
点で比較器１３の出力がスイッチオフ指示レベル（例え
ば低レベルＬ）からスイッチオン指示レベル（高レベル
Ｈ）に切換わり、の経路でスイッチ素子１５を閉（オ
ン）付勢する。入力電圧が瞬停状態から復帰し再び定常
状態になれば、整流平滑回路１２から出力される直流電
圧信号が上昇し、基準電圧−１よりも高くなった時点
で、比較器１３の出力がスイッチオン指示レベル（Ｈ）
からスイッチオフ指示レベル（Ｌ）に切換わり、スイッ
チ素子１５が開（オフ）に戻る。この動作のタイミング
チャートを図２に示す。

【００２１】上述のように、交流入力電圧の信号を整流
平滑回路１２で直流信号に変換してモニタリングし、第
１比較器１３で、予め設定した基準電圧−１と比較する
ことにより、瞬停状態であるか否かの判断を行い、瞬停
状態であればスイッチ素子１５をオンにしてコンデンサ
１１に蓄えられた電荷をスイッチング回路３に供給す
る。

【００２２】以上の構成により瞬停という非定常動作の
間、コンデンサ１１から電荷を供給することができ、電
源の出力電圧も途切れることなく安定する。

【００２３】なお、整流平滑回路１２の整流動作部分を
省略し、ブリッジ１の出力電圧をモニタリングすること
も可能であるが、ブリッジ１の出力端にはスイッチング
回路３のスイッチングノイズが混入しやすく、比較器１
３で比較する際にノイズが比較エラ−を招く場合もある
ので、図１のように別系統で交流入力電圧をモニタリン
グするほうが良い。

【００２４】図１に示す整流平滑回路１２は、ダイオー
ドブリッジ，コンデンサ，抵抗素子等の部品で構成する
が、ブリッジ整流後にコンデンサを接続しそのコンデン
サに並列に抵抗素子を接続する回路構成を用いる。理由
は、この構成により供給電力が停止した瞬停状態と定常
的に生じる入力電圧のゼロクロス点とを、コンデンサ及
び抵抗の値で切り分けることができるからである。ここ
で言うゼロクロス点とは、入力電圧が正弦波であるため
半周期毎に入力電圧が正から負にまたその逆に切換わ
る、入力電圧がほぼ零の時点を指す。整流平滑回路１２
を構成するコンデンサ及び抵抗の値を大きくすると、該
回路１２の時定数が大きくなり、比較器１３に入力され
る信号の変化が入力電圧（のピ−ク値）の変化に対し緩
やかになる。逆にコンデンサ及び抵抗の値を小さくする
と時定数は小さくなり、交流入力電圧（のピ−ク値）の
変化に敏感に追従した信号が比較器１３に入力されるこ
とになる。従って適切な値にコンデンサ及び抵抗の値を
決定してやれば、入力電圧のゼロクロス点を比較器１３
が感知せず、瞬停が生じたときのみ比較器１３が反応し
てスイッチオン指示信号（Ｈ）をスイッチ素子１５に出
力する。

【００２５】しかし、上述した回路構成，動作のままで
は瞬停が生じないとコンデンサ１１の電荷が放出されな
い。よってコンデンサ端子間に変圧器８から与えられる
電圧を制御しなければ過充電となる場合もあり得る。そ
こで本発明の好ましい実施態様では、コンデンサ１１の
両端電圧を監視し、予め設定した基準電圧−２と第２比
較器１４で比較し、コンデンサ１１に許容電圧を越える
ような過充電が生じたら、第２比較器１４からスイッチ
オン指示信号（Ｈ）を、(10)の経路でスイッチ素子１５
に与える。スイッチ素子１５のオンによりコンデンサ１
１がスイッチング回路３に放電する。この放電によりコ
ンデンサ１１の電圧が基準電圧−２未満になると第２比
較器１４の出力がスイッチオン指示信号（Ｈ）からスイ
ッチオフ指示信号（Ｌ）に切換わり、スイッチ素子１５
がオフになってコンデンサ１１の放電が停止する。この
ようにコンデンサ１１の過充電が防止される。以上の動
作のタイミングチャートを図３に示している。

【００２６】制御回路１６は、出力電圧信号をの経路
で監視し、目的の出力電圧となるようにＰＷＭ信号を
の経路でスイッチング回路３に出力すればよい。この構
成でも十分に高調波は抑制できる。具体的には、ＴＬ４
９４（ＮＥＣ社製），Ｍ５１９９５（三菱電機社製）等
の、ＰＷＭ型スイッチング電源制御ＩＣを用いることが
できる。また、さらに入力電流波形を正弦波に近づける
ために、図４に示される制御方法が知られている（参考
文献：電子技術 １９９４年 ｖｏｌ３６ Ｎｏ．３）。
図４は、図１の制御回路１６として用いた、高調波電流
を抑制するための従来の制御回路のブロック図であり、
出力電圧信号及び予め設定した基準電圧信号の電圧差を
誤差増幅器１７で増幅し、次段のかけ算器１８に信号を
送る。かけ算器１８は誤差増幅器１７からの信号を、図
１のの経路から入る入力電圧信号の大きさに比例した
増幅率で増幅し、次段の比較器１９に電圧信号を送信す
る。比較器１９では図１のの経路で入力した電流信号
とかけ算器１８から受け取った信号を比較し、その差に
応じた信号をパルス幅制御信号生成手段であるドライバ
２０に送信し、スイッチング回路を動作させるためのＰ
ＷＭ信号を出力する。以上の回路構成で、入力電圧，入
力電流，出力電圧，出力の基準となる電圧、の４つの信
号がＰＷＭ信号に反映するため、高調波が少ない入力電
圧に比例した正弦波入力電流を実現することができるも
のである。具体的には、ＵＣ３８５４，１８５４（ユニ
トロード社製），ＭＬ４８１２（マイクロリニア社製）
等がある。以上述べたような入力電流，入力電圧も監視
するような制御ＩＣを制御回路１６に用いることによ
り、入力電流の高調波成分を更に低減できる。

【００２７】本発明は、スイッチング回路３やその制御
の前段部分でスイッチ素子１５を制御し、高調波対策時
の瞬停対策等を行う発明であるので、後段のスイッチン
グ回路３に特別な工夫は必要とせず、従来用いられてい
るスイッチング回路３を用いることができ、制御回路１
６に従来知られている市販のＩＣを用いることができ、
電源設計が容易である。

【００２８】以上述べたように本発明を用いれば、交流
入力電圧は整流された後、コンデンサ（図１０の２）を
介すことなくスイッチング回路３に入力されるため、コ
ンデンサ（図１０の２）の急峻な充，放電動作による不
連続でピーク値の高い高調波電流が流れることはない。
また瞬停時には、変圧器８を介して充電したコンデンサ
１１の電荷を制御可能なスイッチ素子１５を通して供給
するため、出力電圧を途切れることなく一定に保つこと
ができる。さらに変圧器８を介して充電したコンデンサ
１１が何らかの事情により過充電状態になってもスイッ
チ素子１５を通して余剰な電荷を放出できるため、コン
デンサ１１を破壊することは無く、信頼性が高い。さら
に従来知られているＰＷＭ型制御方法を用いた市販ＩＣ
とも簡単に組み合わせて用いることができ、特別な電源
制御用ＩＣ等は必要とせず経済的である。

【００２９】

【実施例】

−第１実施例− 図６に、本発明の第１実施例を示す。Ｒ１〜Ｒ８及びＲ
Ｔ１は抵抗素子、Ｃ１〜Ｃ５はコンデンサ、ＳＤ１，Ｓ
Ｄ２は整流ダイオードブリッジである。ＳＤ１が図１の
ブリッジ１に相当し、Ｃ１が図１のコンデンサ１１に相
当し、ＳＤ２が図１の整流平滑回路１２内の整流ブリッ
ジに相当する。Ｔ１，Ｔ２は、両者で１つのトランスで
あり、図１の変圧器８に相当し、同一の鉄心に第１巻線
である一次巻線および第２巻線である二次巻線（両者を
Ｔ１部に示す）ならびに、コンデンサ充電用の第３巻線
（これも二次巻線：Ｔ２部）を施したものである。

【００３０】Ｌ１，Ｌ２はインダクター、ＨＩＣ１は制
御ＩＣで、図１の制御回路１６に相当し、図４を用いて
説明したＰＷＭ動作を行うもので、ＵＣ３８５４（ユニ
トロード社製）を用いている。Ｔｒ１は、図１のスイッ
チ素子１５に相当するスイッチ素子であり、トライアッ
クを用いている。Ｄ１〜Ｄ５はダイオードで、ＣＯＭＰ
１およびＣＯＭＰ２はそれぞれ、図１の第１比較器１３
および第２比較器１４に相当する比較器、Ｖ１，Ｖ２が
基準電圧である。

【００３１】ＳＷ１は、図１に示すスイッチング回路３
内のスイッチング素子に相当するもので、ＦＥＴを用い
て１００ＫＨｚでドライブしている。実施した電源の入
力電圧は１００ＶＡＣ／５０Ｈｚで、５Ｖ／１０Ａ，５
０Ｗ出力のものである。個々の回路定数を表１に示す。

【００３２】

【表１】

【００３３】次に図６に示す第１実施例の回路動作を説
明する。交流入力電圧はＳＤ１で全波整流されＳＷ１で
高周波電圧に変換される。高周波電圧はトランスＴ１を
通して２次側に供給されＤ４，Ｄ５，Ｌ１，Ｃ５で構成
される整流平滑回路で平滑され直流電圧となり負荷ＬＯ
ＡＤに電圧を供給する。Ｄ１，Ｒ６，Ｃ４はスナバ回路
でトランスのリセットエネルギーを吸収するものであ
る。ＨＩＣ１はＰ１の経路で出力電圧を監視し、Ｐ２の
経路でＳＷ１をＰＷＭ制御するが、図４で説明した入力
電圧，入力電流の監視はそれぞれＰ３，Ｐ４を経由して
行っている。

【００３４】また交流入力電圧はＲ１，Ｒ２で分圧しＳ
Ｄ２で全波整流する。そしてＣ２，Ｒ５で平滑され直流
信号として比較器ＣＯＭＰ１に送信される。ＣＯＭＰ１
はＶ１の電圧と比較し、Ｖ１の値より直流信号が低下す
る瞬停状態になると、トリガ信号を発生させＴｒ１をオ
ンにする。Ｔｒ１のオンによりＣ１の電荷がＳＤ１の出
力端に放出される。尚、Ｃ１の充電はＴ１と同一の鉄心
に巻き線した第３巻線（Ｔ２で示す）から取り出し、高
周波電圧をＤ２，Ｄ３，Ｌ２で整流平滑した直流電圧で
行われる。

【００３５】またＣ１の電圧は、Ｒ３，Ｒ４で分圧され
比較器ＣＯＭＰ２に送信される。比較器ＣＯＭＰ２はＶ
２の電圧と比較し、Ｖ２の電圧より高ければスイッチオ
ン指示信号を発生してＴｒ１をオンにして、コンデンサ
Ｃ１の余分な電荷を放出し、Ｃ１を保護する。

【００３６】尚、Ｃ３はスイッチングノイズを抑制する
ためのコンデンサで０．１μＦの少容量でよく、入力電
流にはほとんど影響しない。

【００３７】以上の回路構成で、定常状態での入力電
流，入力電圧を測定した。その結果を図５に示す。図５
からわかるように、入力電流はほぼ正弦波となってお
り、入力電流の第３高調波は、基本波の振幅の１％以下
であった。

【００３８】また瞬停時の動作を確認するため図９の
（Ａ）に示すような入力電圧波形Ａ１を第１実施例の電
源に意図的に与えた。尚、図９の（Ａ）〜（Ｄ）の時間
軸は同期している。図９の（Ａ）の電圧波形Ａ１の波線
部分は入力電圧が途切れる瞬停期間である。このような
入力電圧に対し図６の比較器ＣＯＭＰ１に入力されるＣ
２，Ｖ１の両端電圧の値をモニタリングしたのが図９の
（Ｂ）である。Ｃ２，Ｖ１の波形がそれぞれＢ１，Ｂ２
である。図９の（Ａ）のように入力電圧が半波形抜ける
ような瞬停が生じると、図９の（Ｂ）のようにＢ１の波
形がＢ２の電圧以下となり、ＣＯＭＰ１の出力がスイッ
チオン指示レベルとなる。この結果、図９の（Ｃ）のよ
うに、ＬＯＡＤに加わる出力電圧Ｃ−１には変動がな
く、時間に対し一定した電圧を出力している。また実験
中、過充電によるコンデンサＣ１の破壊や損傷は無かっ
た。

【００３９】比較実験としてＣＯＭＰ１を取り除き、瞬
停が生じてもＴｒ１がオンしないようにした回路で同様
の実験を行ったところ、図９の（Ｄ）のように、ＬＯＡ
Ｄへの出力電圧Ｄ−１は入力電圧が瞬停している間、電
力不足が生じて一定の出力電圧を保つことができなかっ
た。この際、電圧変化量を出力電圧で割った比率の出力
電圧変動率は８％もあった。

【００４０】以上の実験により本発明第一実施例の高調
波抑制効果、瞬停時の安定性、回路の安全性は実証され
た。

【００４１】−第２実施例− 図７に、本発明の第２実施例を示す。Ｒ９〜Ｒ１６及び
ＲＴ２は抵抗素子、Ｃ６〜Ｃ１０はコンデンサ、ＳＤ
３，ＳＤ４は整流ダイオードブリッジ、Ｔ３，Ｔ４は両
表示で１個のトランスであり、同一の鉄心に一次巻線で
ある第１巻線および二次巻線である第２巻線（Ｔ３表示
部）ならびに二次巻線である第４巻線（Ｔ４表示部）が
施してある。Ｌ３はインダクター、ＨＩＣ２は図１に示
す制御回路１６相当の制御ＩＣで、図４を用いて説明し
たＰＷＭ動作を行うもので、ＵＣ３８５４（ユニトロー
ド社製）を用いている。Ｔｒ２は図１に示すスイッチ素
子１５相当のものでトライアックを用いている。Ｄ６〜
Ｄ９はダイオードで、ＣＯＭＰ３およびＣＯＭＰ４は第
１および第２比較器、Ｖ３，Ｖ４が基準電圧である。Ｓ
Ｗ２はスイッチング素子でＦＥＴを用いて１００ＫＨｚ
でドライブしている。実施した電源の入力電圧は１００
ＶＡＣ／５０Ｈｚで、５Ｖ／１０Ａ，５０Ｗ出力のもの
である。個々の回路定数を表２に示す。

【００４２】

【表２】

【００４３】次に回路の動作を説明する。交流入力電圧
はＳＤ３で全波整流されＳＷ２で高周波電圧に変換され
る。高周波電圧はトランスＴ３を通して２次側に供給さ
れＤ８，Ｄ９，Ｌ３，Ｃ１０で構成される整流平滑回路
で平滑され直流電圧となり、負荷ＬＯＡＤに電圧を供給
する。Ｄ６，Ｒ１４，Ｃ９はスナバ回路でトランスのリ
セットエネルギーを吸収するものである。ＨＩＣ２は、
Ｐ５の経路で出力電圧を監視し、Ｐ６の経路でＳＷ１を
ＰＷＭ制御するが、図４で説明した入力電圧，入力電流
の監視はそれぞれＰ７，Ｐ８を経由して行っている。

【００４４】また交流入力電圧はＲ９，Ｒ１０で分圧し
ＳＤ４で全波整流する。そしてＣ７，Ｒ１３で平滑され
直流信号として比較器ＣＯＭＰ３に送信される。ＣＯＭ
Ｐ３はＶ３の電圧と比較しＶ３の値より直流信号が低く
なるとスイッチオン指示信号を発生してＴｒ２をオンに
する。Ｔｒ２がオンするとＣ６の電荷がＳＤ３の出力端
に放出される。尚、Ｃ６の充電は、１つの同一鉄心のト
ランスＴ３，Ｔ４の第３巻線（Ｔ４表示部）から取り出
し、高周波電圧をＤ７で整流した電圧で行われる。また
Ｃ５の電圧は、Ｒ１１，Ｒ１２で分圧され比較器ＣＯＭ
Ｐ４に送信される。比較器ＣＯＭＰ４はＶ４の電圧と比
較し、Ｖ４の電圧より高ければスイッチオン指示信号を
発生してＴｒ２をオンにし、コンデンサＣ１の余分な電
荷を放出し、Ｃ６を保護する。

【００４５】尚、Ｃ８はスイッチングノイズを抑制する
ためのコンデンサで０．１μＦの少容量でよく、入力電
流にはほとんど影響しない。

【００４６】以上の回路構成で、第１実施例と同様な実
験を行い、高調波抑制効果，瞬停時の出力の安定性およ
び回路の安全性は確認できた。

【００４７】−第３実施例− 図８に、本発明の第３実施例を示す。Ｒ１７〜Ｒ２４及
びＲＴ３は抵抗素子、Ｃ１１〜Ｃ１５はコンデンサ、Ｓ
Ｄ５，ＳＤ６は整流ダイオードブリッジ、Ｔ５，Ｔ６
は、両表示で１つのトランスを示し同一の鉄心に、一次
巻線である第１巻線，二次巻線である第２巻線（両者を
Ｔ５で表示）および二次巻線である第３巻線（Ｔ６で表
示）が施してある。ＨＩＣ３は、図１の制御回路１６相
当の制御ＩＣで、図４を用いて説明したＰＷＭ動作を行
うものでＭＬ４８１２（マイクロリニア社製）を用いて
いる。Ｔｒ３は図１のスイッチ素子１５相当のものでト
ライアックを用いている。Ｄ１０〜Ｄ１２はダイオード
で、ＣＯＭＰ５およびＣＯＭＰ６は第１および第２比較
器、Ｖ５，Ｖ６が基準電圧である。ＳＷ３はスイッチン
グ素子でＦＥＴを用いて１００ＫＨｚでドライブしてい
る。実施した電源の入力電圧は１００ＶＡＣ／５０Ｈｚ
で、２４Ｖ／５Ａ，１２０Ｗ出力のものである。個々の
回路定数を表３に示す。

【００４８】

【表３】

【００４９】次に回路の動作を説明する。交流入力電圧
はＳＤ５で全波整流されＳＷ３で高周波電圧に変換され
る。高周波電圧はトランスＴ５を通して２次側に供給さ
れＤ１２，Ｃ１５で構成される整流平滑回路で平滑され
直流電圧となり負荷ＬＯＡＤに電圧を供給する。Ｄ１
０，Ｃ１４，Ｒ２２はスナバ回路でトランスのリセット
エネルギーを吸収するものである。ＨＩＣ３はＰ９の経
路で出力電圧を監視し、Ｐ１０の経路でＳＷ３をＰＷＭ
制御するが、図４で説明した入力電圧，入力電流の監視
はそれぞれＰ１１，Ｐ１２を経由して行っている。

【００５０】また交流入力電圧はＲ１７，Ｒ１８で分圧
しＳＤ６で全波整流する。そしてＣ１２，Ｒ２１で平滑
され直流信号として比較器ＣＯＭＰ５に送信される。Ｃ
ＯＭＰ５はＶ５の電圧と比較しＶ５の値より直流信号が
低くなるとスイッチオン指示信号を発生してＴｒ３をオ
ンにする。Ｔｒ３がオンすると、Ｃ１１の電荷が放出さ
れる。尚、Ｃ１１の充電はトランスＴ５，Ｔ６の第３巻
線（Ｔ６で表示）から取り出し、高周波電圧をＤ１１で
整流した電圧で行われる。またＣ１１の電圧はＲ１９，
Ｒ２０で分圧され比較器ＣＯＭＰ６に送信される。比較
器ＣＯＭＰ６はＶ６の電圧と比較し、Ｖ６の電圧より高
ければスイッチオン指示信号を発生しＴｒ３をオンにし
てコンデンサＣ１１の余分な電荷を放出し、Ｃ１１を保
護する。尚Ｃ１３はスイッチングノイズを抑制するため
のコンデンサで０．１μＦの少容量でよく、入力電流に
はほとんど影響しない。

【００５１】以上の回路構成で、第１実施例と同様な実
験を行い、高調波抑制効果，瞬停時の安定性および回路
の安全性は確認できた。

【００５２】

【発明の効果】本発明を用いれば、交流入力電圧は整流
された後、大容量コンデンサ（図１０の２）を介すこと
なくスイッチング回路３に入力する回路構成のため、大
容量コンデンサ（図１０の２）の急峻な充，放電動作に
よる不連続でピーク値の高い高調波電流が流れることは
なく、高調波電流を抑制する効果がある。また瞬停時に
は、変圧器を介して充電したコンデンサ（図１の１１；
図６〜８のＣ１，Ｃ６，Ｃ１１）の電荷を制御可能なス
イッチ素子（図１の１５；図６〜８のＴｒ１，Ｔｒ２，
Ｔｒ３）を通して供給するため、出力電圧が途切れるこ
となく一定になる効果がある。

【００５３】さらに変圧器を介して充電したコンデンサ
（図１の１１；図６〜８のＣ１，Ｃ６，Ｃ１１）が何ら
かの事情により過充電状態になってもスイッチ素子（図
１の１５；図６〜８のＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３）を開い
て、余剰な電荷を放出できるため、コンデンサを破壊す
ることは無く、高い信頼性を確保する効果がある。さら
に従来知られているＰＷＭ型制御方法を用いた市販ＩＣ
とも簡単に組み合わせて用いることができ、特別な電源
制御用ＩＣ等は必要とせず低コストに電源を構成できる
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施態様を示すブロック図であ
る。

【図２】 図１に示す第１比較器１３がスイッチ素子１
５をオン／オフするタイミングを示すタイムチャ−トで
ある。

【図３】 図１に示す第２比較器１４がスイッチ素子１
５をオン／オフするタイミングを示すタイムチャートで
ある。

【図４】 図１に示す制御回路１６の機能構成を示すブ
ロック図である。

【図５】 図６に示す第１実施例の、ＡＣ１００Ｖから
ブリッジＳＤ１への入力電圧および入力電流をそれぞれ
実線および破線で示すタイムチャ−トである。

【図６】 本発明の第１実施例の構成を示す電気回路図
である。

【図７】 本発明の第２実施例の構成を示す電気回路図
である。

【図８】 本発明の第３実施例の構成を示す電気回路図
である。

【図９】 本発明の第１実施例の効果を確認するために
行った実験の結果を示すタイムチャ−トであり、（Ａ）
は入力電圧波形を、（Ｂ）は直流電圧信号Ｂ１及び基準
電圧の電圧Ｂ２の波形とスイッチ素子Ｔｒ１の開閉タイ
ミングを、（Ｃ）は出力電圧Ｃ−１を、（Ｄ）は比較の
ために行った実験の出力電圧Ｄ−１を示す。

【図１０】 従来の１つのスイッチング電源の構成を示
すブロック図である。

【図１１】 図１０に示すスイッチング電源の入力電圧
および入力電流を示すタイムチャ−トである。

【図１２】 従来のもう１つのスイッチング電源の構成
を示すブロック図である。

【図１３】 （ａ）は図１２に示すスイッチング電源の
入力電流波形を示すタイムチャ−ト、（ｂ）は入力電圧
波形を示すタイムチャ−トである。

【符号の説明】

Ｒ１〜Ｒ２４及びＲＴ１〜３：抵抗素子 Ｃ１〜Ｃ１５：コンデンサ Ｖ１〜Ｖ
６：基準電圧 Ｌ１〜Ｌ３：インダクタ Ｄ１〜Ｄ１
２：ダイオード ＣＯＭＰ１〜６：比較器 ＳＤ１〜
６：整流ダイオード Ｔｒ１〜３：トライアック Ｔ１〜
６：トランス ＳＷ１〜３：ＦＥＴ ＨＩＣ１〜
３：制御用ＩＣ Ｐ１〜Ｐ１２：信号経路 Ａ
１：入力電流波形 Ｂ１：直流電圧信号 Ｂ
２：基準電圧信号 Ｃ−１：出力電圧 Ｄ−
１：出力電圧

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流入力電圧を整流する第１整流手段
   と、整流した電圧をスイッチング回路により高周波電圧
   に変換する高周波変換手段と、高周波に変換した電圧が
   印加される第１巻線および変圧した電圧を発生する第２
   巻線を有するトランスと、該第２巻線が発生する電圧を
   直流電圧に変換する第１整流平滑手段と、を有するスイ
   ッチング電源において、 前記トランスは第３巻線を有するものとし、第３巻線に
   生じる電圧を整流する第２整流手段と、第２整流手段に
   より整流した電圧で充電する第１コンデンサと、第１コ
   ンデンサに蓄えられた電荷を前記第１整流手段と高周波
   変換手段の間に接続し放出するためのスイッチ素子と、
   このスイッチ素子を開閉する手段と、を備えたことを特
   徴とする高調波電流抑制スイッチング電源。
2. 【請求項２】 前記スイッチ素子を開閉する手段は、前
   記交流入力電圧を整流する第３整流手段と、第３整流手
   段において整流された電圧を平滑する第２コンデンサ
   と、第２コンデンサの両端に並列接続した抵抗素子と、
   第２コンデンサ両端の電圧と予め設定した第１基準直流
   電圧とを比較し、その信号の大小により前記スイッチ素
   子を開閉する第１比較手段と、を含む、請求項１記載の
   高調波電流抑制スイッチング電源。
3. 【請求項３】 前記スイッチ素子を開閉する手段は、第
   １コンデンサの両端電圧と、予め設定した第２基準直流
   電圧とを比較し、その信号の大小により前記スイッチ素
   子を開閉する第２比較手段を含む、請求項１又は請求項
   ２記載の高調波電流抑制スイッチング電源。
4. 【請求項４】 高周波変換手段は、第１整流平滑手段の
   出力電圧を監視する手段と、該出力電圧に基づいて前記
   スイッチング回路を駆動するためのパルス幅制御信号を
   生成する制御手段を含む、請求項１，請求項２又は請求
   項３記載の高調波電流抑制スイッチング電源。
5. 【請求項５】 高周波変換手段は、電源の入力電流を監
   視する手段と、入力電圧を監視する手段を含み、制御手
   段は、第１整流平滑手段の出力電圧と予め設定した第３
   基準直流電圧の電圧差を増幅する誤差増幅手段と、誤差
   増幅手段から出力された信号を前記入力電圧に比例した
   増幅率で増幅するかけ算手段と、かけ算手段から出力さ
   れる信号と前記入力電流の値を比較する第３比較手段
   と、第３比較手段から出力される信号に応じて前記スイ
   ッチング回路を駆動するためのパルス幅制御信号を出力
   するパルス幅制御信号生成手段とを含む、請求項４記載
   の高調波電流抑制スイッチング電源。